CN102165744A - 无线发送装置及调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的课题是提供在抑制发送功率增大的同时提高发送的码元的解调精度的无线发送装置及调制方法。为了解决所述课题，变形16QAM调制部(120)将以相对于IQ平面的I轴及Q轴倾斜45度的线段作为底边而共享，且底边的中点与IQ平面的原点一致的2个正三角形的各顶点作为4个象限各自的最靠近原点的信号点，在各象限内，通过如下的星座图而调制位序列：将以最靠近原点的信号点作为一个顶点的正三角形和与该正三角形共享1个边的正三角形的各顶点作为信号点。无线发送处理部(130)对于由变形16QAM调制部(120)进行调制而得到的码元序列执行D/A转换及向上变换等无线发送处理，并借助于天线而进行发送。

Description

无线发送装置及调制方法

技术领域

本发明涉及无线发送装置及调制方法。

背景技术

通常，无线发送装置对发送的信息位进行调制而发送。用于调制信息位的调制方式，根据调制多值数而例如分类为BPSK(Binary Phase Shift Keying：二相相移键控)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相移键控)、16QAM(QuadratureAmplitude Modulation：正交幅度调制)及64QAM等。调制多值数是指由每1码元发送的位数，例如根据BPSK，由每1码元可传送1位，而根据QPSK，由每1码元可传送2位。并且，根据16QAM，由每1码元可传送4位，而根据64QAM，由每1码元可传送6位。

在根据这些调制方式进行的调制中按照星座图而进行映射，在该星座图表示将信号的同相成分(以下，称为“I成分”)及正交成分(以下，称为“Q成分”)标绘在IQ(In-phase Quadrature)平面上而得到的信号点。即，在根据各调制方式而调制信息位时，将与调制多值数对应的数的位映射到与星座图上的任意信号点对应的码元。具体例如，16QAM的星座图例如图1所示。如该图所示，在16QAM的星座图中配置有16个信号点，各个信号点分别相当于与4位的组合相对应的1码元。例如，在对“0000”这4位进行16QAM调制的情况下生成的码元相当于位于IQ平面上的第1象限(I成分及Q成分均为正的象限)内的4个信号点中最靠近原点的信号点。

这样的星座图根据每个调制方式而不同，调制多值数越大的调制方式，配置的信号点越多，因此信号点之间的距离变小。因此，根据传送时的噪声和衰减等影响，码元的相位和振幅变动时，与码元对应的信号点的位置发生变动，调制多值数越大的调制方式，越容易发生解调的错误。因此，在传输环境良好的状态下，如果加大调制多值数，则由1码元传送的位数增多，从而能够提高传送效率，但是在传输环境恶劣的状态下，如果加大调制多值数，则由于不能进行准确的解调，因此多次发生再发送，从而传送效率降低。因此，研发出了在初次发送和再发送中，以不同星座图的调制方式来调制数据，从而提高整体的吞吐量的方法。

而近年来，将每1码元的多个位层次化而进行调制的分层调制受到了关注。在分层调制中，例如4位被层次化为上位2位和下位2位，以与下位2位相比，上位2位不容易发生错误的方式进行码元映射。例如，在图1所示的星座图中，关注映射到各信号点的第1位及第2位的上位2位可知，第1象限的4个信号点全部为“00”，第2象限(I成分为负且Q成分为正的象限)的4个信号点全部为“10”。同样，第3象限(I成分与Q成分均为负的象限)的4个信号点全部为“11”，第4象限(I成分为正且Q成分为负的象限)的4个信号点全部为“01。

因此，关于上位2位，即使在受到噪声及衰减等影响而导致星座图上的信号点的位置发生变化的情况下，只要不是跨越I轴或Q轴的程度的变化，就能够准确地解调。换言之，在如图1所示的16QAM的星座图中，关于上位2位的平均信号点之间的距离变大，因此映射到各信号点的4位当中，上位2位比较不容易出现错误。

另外，关注图1中的第3位可知，排列在I轴方向上的4行信号点当中，靠近I轴的2行信号点全部为“0”，而远离I轴的2行信号点全部为“1”。同样，关注图1中的第4位可知，排列在Q轴方向上的4行信号点当中，靠近Q轴的2行信号点全部为“0”，而远离Q轴的2行信号点全部为“1”。因此，关于下位2位，在受到衰减等影响而导致星座图上的信号点的位置发生变化的情况下，即使发生各信号点之间的距离的一半程度的变化，也会产生解调的错误。换言之，在如图1所示的16QAM的星座图中，与下位2位相关的平均信号点之间的距离变小，因此映射到各信号点的4位当中，下位2位比较容易出现错误。

专利文献1日本特表2005-533461号公报

但是，在根据以往的星座图的调制方式中存在如下问题：在上位位和下位位的错误难易度上不存在大的差别，不能得到充分的解调精度。即，例如在如图1所示的星座图中，与“0011”这4位对应的信号点大幅远离I轴及Q轴，因此即使相位及振幅的变动多少大一点也不会发生上位2位的解调错误。但是，与“0000”这4位对应的信号点接近I轴及Q轴，因此根据相位及振幅的变动导致跨越I轴或Q轴而发生信号点的位置变化的可能性较大，在上位2位和下位2位的错误难易度上不存在大的差别。换言之，上位位和下位位出现错误的程度相同，不能充分提高码元的解调精度。

并且，为了将上位位和下位位充分区别开，也可以不以等间隔配置信号点，而是以使得各象限内的信号点远离IQ平面的原点的方式进行配置，但是如果所有信号点远离原点，则码元的最大振幅变大，其结果导致最大发送功率的增大。另外，在各象限内，如果在固定离原点最远的信号点的位置的基础上，将其他信号点以远离原点的方式配置，则虽然最大发送功率不变，但是平均发送功率增大的同时下位位的解调精度下降。

发明内容

本发明是鉴于这样的问题点而研发的，本发明的目的在于提供一种抑制发送功率增大的同时能够提高发送的码元的解调精度的无线发送装置及调制方法。

为了解决上述课题，无线发送装置具备：调制单元，其利用星座图将发送位序列映射到与任意的信号点对应的码元上，该星座图如下：在表示信号的同相成分及正交成分的IQ平面的4个象限上分别形成以信号点为顶点的多个全等的正三角形，其中，任意的相邻的2个正三角形共享1个边，同时各个所述4个象限中的最靠近原点的信号点形成共享1个边而相邻的2个正三角形；以及发送单元，其发送由所述调制单元进行映射而得到的码元。

并且，调制方法利用星座图将发送位序列映射到与任意的信号点对应的码元上，该星座图如下：在表示信号的同相成分及正交成分的IQ平面的4个象限上分别形成以信号点为顶点的多个全等的正三角形，其中，任意的相邻的2个正三角形共享1个边，同时各个所述4个象限中的最靠近原点的信号点共享1个边而形成相邻的2个正三角形。

根据本说明书中公开的无线发送装置及调制方法，在抑制发送功率增大的同时能够提高发送的码元的解调精度。

附图说明

图1是表示16QAM的星座图的一例的图。

图2是表示实施方式1中的无线发送装置的要部结构的框图。

图3是表示实施方式1中的变形16QAM的星座图的一例的图。

图4是用于说明变形16QAM的星座图中的信号点配置的图。

图5是表示变形16QAM的星座图中的信号点的I成分及Q成分的具体例的图。

图6是表示实施方式1中的无线接收装置的要部结构的框图。

图7是表示在实施方式1中进行解调时使用的上位位的判定轴的一例的图。

图8是表示在实施方式1中进行解调时使用的下位位的判定轴的一例的图。

图9是表示实施方式1中的变形16QAM的星座图的另一例的图。

图10是表示实施方式2中的无线发送装置的要部结构的框图。

图11是表示实施方式2中的变形64QAM的星座图的一例的图。

图12是表示变形64QAM的星座图中的信号点的I成分及Q成分的具体例的图。

符号说明

100、300无线发送装置

110编码部

120变形16QAM调制部

130无线发送处理部

200无线接收装置

210无线接收处理部

220变形16QAM解调部

230解码部

310变形64QAM调制部

具体实施方式

下面，参照附图而详细说明本发明实施方式。

实施方式1

图2是表示本发明的实施方式1中的无线发送装置100的要部结构的框图。该图中所示的无线发送装置100具有编码部110、变形16QAM调制部120、及无线发送处理部130。

编码部110对发送对象的信息位进行纠错编码，将在信息位上附加冗余位而构成的位序列输出到变形16QAM调制部120。

变形16QAM调制部120将由编码部110输出的位序列以4位为单位地进行码元映射而进行调制。此时，变形16QAM调制部120根据具有例如图3所示的星座图的变形16QAM而调制位序列。即，变形16QAM调制部120将以相对于IQ平面的I轴及Q轴倾斜45度的线段为底边共享，且底边的中点与IQ平面的原点一致的2个正三角形的各顶点作为各个4个象限的最靠近原点的信号点，在各象限内，通过星座图而调制位序列，该星座图如下：将以最靠近原点的信号点为一个顶点的正三角形和与该正三角形共享1个边的正三角形的各顶点作为信号点。

在图3所示的例中，由第1象限(I成分及Q成分均为正的象限)、第2象限(I成分为负且Q成分为正的象限)、及第4象限(I成分为正且Q成分为负的象限)各自的最靠近原点的信号点形成正三角形，由第2象限、第3象限(I成分及Q成分均为负的象限)、及第4象限各自的最靠近原点的信号点形成正三角形。

并且，在第1象限及第3象限中，将2个正三角形的各顶点作为信号点，该2个正三角形以最靠近原点的信号点为1个顶点，将原点和最靠近原点的信号点连接的直线的延长线作为1边而共享。在第2象限及第4象限中，将以最靠近原点的信号点为1个顶点并具有与将原点和最靠近原点的信号点连接的直线的延长线正交的底边的一个正三角形和与该正三角形共享底边的其他正三角形的各顶点作为信号点。配置在这样的位置上的16个信号点与从“0000”到“1111”的16个4位的序列的任一个对应，并且由与各信号点对应的相位/振幅的码元传送4位的序列。另外，关于对信号点的位序列的分配，优选为，16个的位序列中，上位2位所共享的每4个位序列被分配给同一象限的信号点。

由各象限内的最靠近原点的信号点形成的2个正三角形是全等的，并且除了该2个正三角形之外的8个正三角形也都是全等的。因此，在各象限内，位于正三角形的边的两端的信号点之间的距离全部相等。并且，由最靠近原点的信号点形成的2个正三角形的1个边比其他8个正三角形的1个边长。并且，在星座图中，各信号点距原点的距离与码元的振幅对应，图3所示的星座图中的16个信号点距原点的距离的平方值的平均值与通常的16QAM的星座图中的16个信号点距原点的距离的平方值的平均值相等。即，基于变形16QAM的码元和基于通常的16QAM的码元的平均发送功率相等。

换言之，如果使得基于变形16QAM的码元的平均发送功率与基于通常的16QAM的码元的平均发送功率相等，则在变形16QAM的星座图中，相比于形成在象限内的正三角形的1个边，由最靠近原点的信号点形成的2个正三角形的1个边更长。

变形16QAM调制部120将由编码部110输出的位序列以4位为单位地分配到上述的星座图的任意信号点而生成与信号点的位置对应的相位/振幅的码元。

无线发送处理部130对于由变形16QAM调制部120进行调制而得到的码元序列执行D/A转换及向上变换等无线发送处理，并借助于天线而进行发送。

接着，参照图4来进一步具体说明变形16QAM调制部120中的进行调制时使用的变形16QAM的星座图。

如图4所示，在第1～第4象限中分别由4个信号点形成共享1个边的2个正三角形。具体地，在第1象限中，由信号点A₀、A₁、A₃及信号点A₀、A₂、A₃分别形成2个正三角形，在第2象限中，由信号点B₀、B₁、B₃及信号点B₀、B₂、B₃分别形成2个正三角形，在第3象限中，由信号点C₀、C₁、C₃及信号点C₀、C₂、C₃分别形成2个正三角形，在第4象限中，由信号点D₀、D₁、D₃及信号点D₀、D₂、D₃分别形成2个正三角形。这些正三角形的1个边的长度均为α。

并且，各象限中的最靠近IQ平面的原点的4个信号点A₀、B₁、C₃、D₂形成共享边B₁D₂的2个正三角形。设从原点到第1象限及第3象限中的最靠近原点的信号点A₀、C₃为止的距离为β，从原点到第2象限及第4象限中的最靠近原点的信号点B₁、D₂为止的距离为γ(＝β/√3)时，由最靠近原点的信号点形成的正三角形A₀B₁D₂及正三角形C₃B₁D₂的1个边的长度为2γ。另外，如上所述，在由变形16QAM调制的码元的平均发送功率与由通常的16QAM调制的码元的平均发送功率相等的情况下，这些2个正三角形比形成在各象限内的8个正三角形大，因此成立α＜2γ。

本实施方式中的星座图与相对于I轴及Q轴形成45度的角度的直线Q＝I及直线Q＝-I形成线对称。并且，第1象限的信号点A₀、A₃及第3象限的信号点C₀、C₃配置在直线Q＝I上，线段A₀A₃及线段C₀C₃成为各个象限内的2个正三角形所共享的1个边。因此，未图示的线段A₁A₂及线段C₁C₂分别与线段A₀A₃及线段C₀C₃正交。

另外，第2象限的信号点B₁、B₂及第4象限的信号点D₁、D₂配置在直线Q＝-I上，未图示的线段B₁B₂及线段D₁D₂与各个象限内的2个正三角形所共享的边B₀B₃及边D₀D₃正交。因此，未图示的线段A₁A₂及线段C₁C₂分别与线段A₀A₃及线段C₀C₃正交。

如上所述，本实施方式中的星座图中，在各象限内由4个信号点形成共享1个边的2个正三角形，并且由4个象限各自的最靠近原点的4个信号点形成共享1个边的2个正三角形。并且，相对于各象限内的正三角形的1个边的长度为α，由最靠近原点的信号点形成的正三角形的1个边的长度为2γ，因此各象限内的信号点之间的距离至少为α以上，象限间的信号点之间的距离至少为2γ以上。就是说，在通常的16QAM，象限内的信号点之间的距离及象限间的信号点之间的距离均相同，相对于此，在变形16QAM，象限内的信号点之间的距离及象限间的信号点之间的距离不同。在此，如上所述，α＜2γ，同时象限内的信号点之间的距离关系到下位2位的解调精度，象限间的信号点之间的距离关系到上位2位的解调精度，因此根据本实施方式的变形16QAM，能够使上位2位的解调精度优于下位2位的解调精度。

下面，利用α、β及γ来表示图4所示的变形16QAM的星座图中的信号点A₀～A₃及信号点B₀～B₃的I成分及Q成分。

[数1]

$A_0=(\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_1=(\frac{\sqrt{2}+\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{\sqrt{2}-\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_2=(\frac{\sqrt{2}-\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{\sqrt{2}+\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_3=(\frac{\sqrt{2}}{2}(\mathrm{\α}+\mathrm{\β}),\frac{\sqrt{2}}{2}(\mathrm{\α}+\mathrm{\β}))$

[数2]

$B_0=(-\frac{\sqrt{6}+\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{\sqrt{6}-\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_1=(-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_2=(-\frac{\sqrt{2}}{2}(\sqrt{3}\mathrm{\α}+\mathrm{\γ}),\frac{\sqrt{2}}{2}(\sqrt{3}\mathrm{\α}+\mathrm{\γ}))$

$B_3=(-\frac{\sqrt{6}-\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{\sqrt{6}+\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

这些各信号点和原点之间的距离表示与信号点对应的码元的振幅。换言之，越是与远离原点的信号点对应的码元，振幅越大，并且发送功率越大。在本实施方式中，使得基于变形16QAM的码元的平均发送功率与基于通常的16QAM的码元的平均发送功率相等。并且，图5中表示了设平均发送功率为1，将各象限内的信号点之间的距离α及通常的16QAM中的信号点之间的距离均设为2/√10的情况下的信号点A₀～A₄及信号点B₀～B₄的I成分及Q成分。另外，在图5中还示出了通常的16QAM的星座图中的信号点的I成分及Q成分，以便比较。

在图5中，例如对信号点A₀A₁之间的距离进行计算时，在通常的16QAM的情况下为如下所示。

[数3]

在通常的16QAM的星座图中，所有信号点之间的距离固定为上述的值。另外，在变形16QAM的情况下，信号点A₀A₁之间的距离如下，由此能够确定通常的16QAM和变形16QAM的最短的信号点之间的距离相等。

[数4]

就是说，变形16QAM的星座图中的象限内的最短的信号点之间的距离与通常的16QAM的星座图中的象限内的最短的信号点之间的距离相等，由此可知，无论是在通常的16QAM中还是在变形16QAM中，映射到与任意信号点对应的码元的4位中的下位2位的解调精度均相等。

进一步，对于图5所示的通常的16QAM及变形16QAM的每8个信号点分别计算I成分和Q成分的平方和时，通常的16QAM及变形16QAM的哪一个大约都是8。由于信号点的I成分和Q成分的平方和与码元的发送功率对应，因此从与8个信号点相关的平方和为8可以确定：通常的16QAM及变形16QAM这两者的平均发送功率为1。

在此，在变形16QAM的星座图中，象限间的信号点之间的距离为2γ，比象限内的信号点之间的距离α大，由此可确定：根据变形16QAM，使得下位2位的解调精度及平均发送功率与通常的16QAM相同的同时提高上位2位的解调精度。即，根据变形16QAM，在抑制发送功率增大的同时能够提高所发送的码元的解调精度。

具体地，对于变形16QAM的例如信号点A₀B₁之间的距离计算如下。

[数5]

$\sqrt{{(-0.23936-0.41459)}^2+{(0.239364-0.41459)}^2}=0.677019(>2/\sqrt{10})$

就是说，象限不同的信号点A₀及信号点B₁的信号点之间的距离比通常的16QAM中的信号点之间的距离大约7％左右，关于上位2位，在由变形16QAM进行调制的情况下与由通常的16QAM进行调制时相比，解调精度高。

下面，对本实施方式中的码元的解调进行说明。图6是表示本实施方式中的无线接收装置200的要部结构的框图。如该图所示，无线接收装置200具有无线接收处理部210、变形16QAM解调部220、及解码部230。

无线接收处理部210借助于天线而接收码元序列，并对于接收到的码元序列执行向下变换及A/D转换等无线接收处理。

变形16QAM解调部220对由无线接收处理部210接收到的码元进行解调。具体地，变形16QAM解调部220利用在图7中由粗线表示的判定轴对映射到码元的上位2位进行解调，利用在图8中由粗线表示的判定轴对映射到码元的下位2位进行解调。即，变形16QAM解调部220由1个码元取得4位的位序列而输出到解码部230。

图7所示的上位2位的判定轴包括直线群，该直线群是通过连接象限不同且最接近的2个信号点之间的中心而获得的。由这些判定轴进行分割而得到的4个区域分别是上位2位为“00”、“01”、“10”、“11”的区域。如上所述，由于象限间的信号点之间的距离比象限内的信号点之间的距离大，因此即使因衰减等的影响而使得码元的相位/振幅发生变动，与码元对应的信号点的位置超越图7所示的判定轴而发生移动的可能性很小。因此，由变形16QAM而调制的码元的上位2位比下位2位更高精度地解调。

并且，图8所示的下位2位的判定轴在具有上位2位的判定轴的基础上还包括直线群，该直线群是通过连接象限内的最接近的2个信号点之间的中心而获得的。如上所述，象限内的信号点之间的距离与通常的16QAM中的信号点之间的距离相等，因此无论是由变形16QAM来调制码元，还是由通常的16QAM来调制码元，下位2位的解调精度不会变。

解码部230对由变形16QAM解调部220输出的位序列进行纠错解码，并输出所得到的信息位。

如上所述，在本实施方式中，由变形16QAM对发送位序列进行调制，所述变形16QAM具有如下星座图：由配置在IQ平面的各象限内的4个信号点形成共享1个边的2个正三角形，由各象限的最靠近原点的信号点形成共享1个边的2个正三角形。并且，在变形16QAM的星座图中，相比于形成在象限内的正三角形的1个边，由最靠近原点的信号点形成的正三角形的1个边更长。因此，通过在象限内的4个信号点上分配同一个上位2位，与上位2位相关的信号点之间的距离比与下位2位相关的信号点之间的距离大，与下位2位相比，能够提高上位2位的解调精度。并且，在提高了上位2位的解调精度的情况下，也能够使得与下位2位相关的信号点之间的距离及码元的平均发送功率与通常的16QAM相同，在抑制发送功率增大的同时能够提高发送的码元的解调精度。

另外，在所述实施方式1中，使用了第1象限及第3象限的最靠近原点的信号点与第2象限及第4象限的最靠近原点的信号点相比，距原点的距离更远的星座图，但是也可以使用该星座图的镜像。即，例如图9所示，也可以使用第1象限及第3象限的最靠近原点的信号点与第2象限及第4象限的最靠近原点的信号点相比，距原点的距离更近的星座图。

实施方式2

本发明的实施方式2的特征在于，对于以1码元发送6位的64QAM的星座图进行变形，根据使用变形的星座图的变形64QAM，上位2位的解调精度更优于下位4位的解调精度。

图10是表示本实施方式中的无线发送装置300的要部结构的框图。在该图中，对于与图2相同的部分标注相同的符号，并省略说明。图10所示的无线发送装置300具有将图2所示的无线发送装置100的变形16QAM调制部120变更为变形64QAM调制部310的结构。

变形64QAM调制部310对于由编码部110输出的位序列以6位为单位地进行码元映射而进行调制。此时，变形64QAM调制部310根据具有例如图11所示的星座图的变形64QAM而调制位序列。即，变形64QAM调制部310将以相对于IQ平面的I轴及Q轴倾斜45度的线段作为底边而共享，且底边的中点与IQ平面的原点一致的2个正三角形的各顶点作为4个象限各自的最靠近原点的信号点，在各象限内，通过如下的星座图调制位序列：整体的轮廓具有将最靠近原点的信号点作为一个顶点的菱形形状，将分别共享1个边而相邻的18个正三角形的各顶点作为信号点。

另外，在图11中，例如信号点A₃、A₁₂未包括在第1象限内，而分别包括在第4象限及第2象限，在本实施方式中，为了便于说明，假设这些信号点A₃、A₁₂也是第1象限内的信号点。即，假设在包括最靠近原点的信号点的象限内包括将该信号点作为一个顶点的菱形形状内的16个信号点。同样，假设由这些16个信号点形成的18个正三角形也形成在同一象限内而进行说明。

在图11所示的例子中，由第1象限、第2象限、及第4象限各自的最靠近原点的信号点形成正三角形，由第2象限、第3象限、及第4象限各自的最靠近原点的信号点形成正三角形。

并且，在第1象限及第3象限中，将形成将原点和最靠近原点的信号点连接的直线的延长线成为短对角线的菱形形状的18个正三角形的各顶点作为信号点。并且，在第2象限及第4象限中，将形成将原点和最靠近原点的信号点连接的直线的延长线成为长对角线的菱形形状18个正三角形的各顶点作为信号点。配置在这样的位置上的64个信号点与从“000000”到“111111”的64个6位序列的任一个对应，并且根据与各信号点对应的相位/振幅的码元而传送6位的序列。另外，关于对信号点的位序列的分配，优选为，64个位序列中，上位2位所共享的每16个位序列被分配给同一象限的信号点。

由各象限内的最靠近原点的信号点形成的2个正三角形是全等的，并且除了该2个正三角形之外的72(＝18×4)个正三角形也都是全等的。因此，在各象限内，位于正三角形的边的两端的信号点之间的距离全部相等。并且，由最靠近原点的信号点形成的2个正三角形的1个边比其他72个正三角形的1个边长。并且，在星座图中，各信号点距原点的距离与码元的振幅对应，图11所示的星座图中的64个信号点距原点的距离的平方值的平均值与通常的64QAM的星座图中的64个信号点距原点的距离的平方值的平均值相等。即，基于变形64QAM的码元和基于通常的64QAM的码元的平均发送功率相等。

变形64QAM调制部310将由编码部110输出的位序列以6位为单位地分配到上述的星座图的任意信号点而生成与信号点的位置对应的相位/振幅的码元。

在根据本实施方式的星座图中，在各象限内由16个信号点形成在整体上具有菱形形状的轮廓的18个正三角形，进一步由4个象限各自的最靠近原点的4个信号点形成共享1个边的2个正三角形。在此，与实施方式1相同，设象限内的72个正三角形的1个边的长度均为α，从原点到第1象限及第3象限中的最靠近原点的信号点为止的距离为β，从原点到第2象限及第4象限中的最靠近原点的信号点为止的距离为γ(＝β/√3)。此时，与实施方式1相同，由于由最靠近原点的信号点形成的2个正三角形比形成在各象限内的72个正三角形大，因此成立α＜2γ。

即，由于各象限内的正三角形的1个边的长度为α，由最靠近原点的信号点形成的正三角形的1个边的长度为2γ，因此各象限内的信号点之间的距离至少为α以上，象限间的信号点之间的距离至少为2γ以上。就是说，根据通常的64QAM，象限内的信号点之间的距离及象限间的信号点之间的距离均相同，而根据变形64QAM，象限内的信号点之间的距离及象限间的信号点之间的距离不同。在此，如上所述，α＜2γ，同时象限内的信号点之间的距离关系到下位4位的解调精度，象限间的信号点之间的距离关系到上位2位的解调精度，因此根据本实施方式的变形64QAM，能够使上位2位的解调精度更优于下位4位的解调精度。

下面，利用α、β及γ来表示图11所示的变形64QAM的星座图中的信号点A₀～A₁₅及信号点B₀～B₁₅的I成分及Q成分。

[数6]

$A_0=(\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_1=(\frac{\sqrt{2}+\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{\sqrt{2}-\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_2=(\frac{\sqrt{2}+\sqrt{6}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{\sqrt{2}-\sqrt{6}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_3=(\frac{3\sqrt{2}+3\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{3\sqrt{2}-3\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_4=(\frac{\sqrt{2}-\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{\sqrt{2}+\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_5=(\frac{\sqrt{2}}{2}(\mathrm{\α}+\mathrm{\β}),\frac{\sqrt{2}}{2}(\mathrm{\α}+\mathrm{\β}))$

$A_6=(\frac{3\sqrt{2}+\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{3\sqrt{2}-\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_7=(\frac{2\sqrt{2}+\sqrt{6}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{2\sqrt{2}-\sqrt{6}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_8=(\frac{\sqrt{2}-\sqrt{6}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{\sqrt{2}+\sqrt{6}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_9=(\frac{3\sqrt{2}-\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{3\sqrt{2}+\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_{10}=(\frac{\sqrt{2}}{2}(2\mathrm{\α}+\mathrm{\β}),\frac{\sqrt{2}}{2}(2\mathrm{\α}+\mathrm{\β}))$

$A_{11}=(\frac{5\sqrt{2}+\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{5\sqrt{2}-\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_{12}=(\frac{3\sqrt{2}-3\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{3\sqrt{2}+3\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_{13}=(\frac{2\sqrt{2}-\sqrt{6}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{2\sqrt{2}+\sqrt{6}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_{14}=(\frac{5\sqrt{2}-\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β},\frac{5\sqrt{2}+\sqrt{6}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\β})$

$A_{15}=(\frac{\sqrt{2}}{2}(3\mathrm{\α}+\mathrm{\β}),\frac{\sqrt{2}}{2}(3\mathrm{\α}+\mathrm{\β}))$

[数7]

$B_0=(-\frac{3\sqrt{6}+3\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{3\sqrt{6}-3\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_1=(-\frac{\sqrt{6}+\sqrt{2}}{2}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{\sqrt{6}-\sqrt{2}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_2=(-\frac{\sqrt{6}+\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{\sqrt{6}-\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_3=(-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_4=(-\frac{2\sqrt{6}+\sqrt{2}}{2}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{2\sqrt{6}-\sqrt{2}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_5=(-\frac{3\sqrt{6}+\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{3\sqrt{6}-\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_6=(-\frac{\sqrt{2}}{2}(\sqrt{3}\mathrm{\α}+\mathrm{\γ}),\frac{\sqrt{2}}{2}(\sqrt{3}\mathrm{\α}+\mathrm{\γ}))$

$B_7=(-\frac{\sqrt{6}-\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{\sqrt{6}+\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_8=(-\frac{5\sqrt{6}+\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{5\sqrt{6}-\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_9=(-\frac{\sqrt{2}}{2}(2\sqrt{3}\mathrm{\α}+\mathrm{\γ}),\frac{\sqrt{2}}{2}(2\sqrt{3}\mathrm{\α}+\mathrm{\γ}))$

$B_{10}=(-\frac{3\sqrt{6}-\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{3\sqrt{6}+\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_{11}=(-\frac{\sqrt{6}-\sqrt{2}}{2}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{\sqrt{6}+\sqrt{2}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_{12}=(-\frac{\sqrt{2}}{2}(3\sqrt{3}\mathrm{\α}+\mathrm{\γ}),\frac{\sqrt{2}}{2}(3\sqrt{3}\mathrm{\α}+\mathrm{\γ}))$

$B_{13}=(-\frac{5\sqrt{6}-\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{5\sqrt{6}+\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_{14}=(-\frac{2\sqrt{6}-\sqrt{2}}{2}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{2\sqrt{6}+\sqrt{2}}{2}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

$B_{15}=(-\frac{3\sqrt{6}-3\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}-\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ},\frac{3\sqrt{6}+3\sqrt{2}}{4}\mathrm{\α}+\frac{\sqrt{2}}{2}\mathrm{\γ})$

这些各信号点和原点之间的距离表示与信号点对应的码元的振幅。换言之，越是与远离原点的信号点对应的码元，振幅越大，并且发送功率越大。在本实施方式中，使得基于变形64QAM的码元的平均发送功率与基于通常的64QAM的码元的平均发送功率相等。并且，图12中表示了设平均发送功率为1，将各象限内的信号点之间的距离α及通常的64QAM中的信号点之间的距离均设为2/√42的情况下的信号点A₀～A₁₅及信号点B₀～B₁₅的I成分及Q成分。另外，在图12中还示出了通常的64QAM的星座图中的信号点的I成分及Q成分，以便比较。

在图12中，例如对信号点A₀A₁之间的距离进行计算时，在通常的64QAM的情况下为如下所示。

[数8]

在通常的64QAM的星座图中，所有信号点之间的距离固定为上述的值。另外，关于变形64QAM，信号点A₀A₁之间的距离如下，由此能够确定通常的64QAM和变形64QAM的最短的信号点之间的距离相等。

[数9]

就是说，变形64QAM的星座图中的象限内的最短的信号点之间的距离与通常的64QAM的星座图中的最短的信号点之间的距离相等，由此可知，无论是在通常的64QAM中还是在变形64QAM中，映射到与任意信号点对应的码元的6位当中的下位4位的解调精度均相等。

进一步，对于图12所示的通常的64QAM及变形64QAM的每32个信号点分别计算I成分和Q成分的平方和可知，通常的64QAM及变形64QAM的哪一个大约都是32。由于信号点的I成分和Q成分的平方和与码元的发送功率对应，因此从关于32个信号点的平方和为32可以确定：通常的64QAM及变形64QAM该两者的平均发送功率为1。

在此，在变形64QAM的星座图中，象限间的信号点之间的距离为2γ，比象限内的信号点之间的距离α大，由此可以确定：根据变形64QAM，使得下位4位的解调精度及平均发送功率与通常的64QAM相同的同时提高上位2位的解调精度。即，根据变形64QAM，在抑制发送功率增大的同时能够提高所发送的码元的解调精度。

具体地，对于变形64QAM的例如信号点A₀B₃之间的距离计算如下。

[数10]

$\sqrt{{(-0.12111-0.209775)}^2+{(0.121113-0.209775)}^2}=0.342558(>2/\sqrt{42})$

就是说，象限不同的信号点A₀及信号点B₃的信号点之间的距离比通常的64QAM中的信号点之间的距离大约11％左右，关于上位2位，在根据变形64QAM进行调制的情况下与根据通常的64QAM进行调制时相比，解调精度高。

如上所述，在本实施方式中，根据变形64QAM对发送位序列进行调制，所述变形64QAM具有如下星座图：由配置在IQ平面的各象限内的16个信号点形成在整体上具有菱形形状的轮廓的18个正三角形，由各象限的最靠近原点的信号点形成共享1个边的2个正三角形。并且，在变形64QAM的星座图中，由最靠近原点的信号点形成的正三角形的1个边比形成在象限内的正三角形的1个边长。因此，通过在象限内的16个信号点上分配同一个上位2位，与上位2位相关的信号点之间的距离比与下位4位相关的信号点之间的距离大，与下位4位相比，能够提高上位2位的解调精度。并且，在提高了上位2位的解调精度的情况下，也能够使得与下位4位相关的信号点之间的距离及码元的平均发送功率与通常的64QAM相同，从而在抑制发送功率增大的同时能够提高所发送的码元的解调精度。

另外，在所述各实施方式中，由于在分层调制方式中以使用变形16QAM或变形64QAM的星座图作为前提，因此在星座图的每个象限的多个(4个或16个)信号点上被分配了同一个上位2位。但是，本发明还可适用于分层调制方式以外的情况，由于象限间的信号点之间的距离比象限内的信号点之间的距离大，因此在不增大平均发送功率的情况下，能够与和通常的星座图相比象限间的信号点之间的距离变大的程度对应地提高作为整体的解调精度。

并且，在所述各实施方式中，对变形16QAM及变形64QAM进行了说明，但是还可以通过相同的办法而进行适用了变形256QAM等变形2ⁿQAM(n为2以上的整数)的星座图的调制。在变形2ⁿQAM的星座图中，在各象限内配置2^(n-2)个信号点，由信号点在各象限内形成的正三角形的数量T为如下所示。

[数11]

$T=2\·(2^{\frac{n}{2}4}-1)\·(2^{\frac{n}{2}4}-1)$

因此，例如在变形256(＝2⁸)QAM的星座图中，在各象限内配置64个信号点，形成98个正三角形。

Claims (9)

1.一种无线发送装置，其特征在于具备：

调制单元，其利用如下的星座图将发送位序列映射到与任意一个信号点对应的码元上：在表示信号的同相成分及正交成分的IQ平面的4个象限各自上形成以信号点为顶点的多个全等的正三角形，任意的相邻的2个正三角形共享1个边，并且所述4个象限各自的最靠近原点的信号点形成共享1个边而相邻的2个正三角形；以及

发送单元，其发送由所述调制单元进行映射而得到的码元。

2.根据权利要求1所述的无线发送装置，其特征在于，

所述调制单元利用如下的星座图映射发送位序列：由所述最靠近原点的信号点形成的2个正三角形的1个边比所述4个象限各自上所形成的多个正三角形的1个边长。

3.根据权利要求1所述的无线发送装置，其特征在于，

所述调制单元利用变形16QAM的星座图，以4位为单位地映射发送位序列，该变形16QAM的星座图如下：在所述4个象限各自上形成以4个信号点为顶点且共享1个边的2个正三角形。

4.根据权利要求1所述的无线发送装置，其特征在于，

所述调制单元利用变形64QAM的星座图，以6位为单位地映射发送位序列，该变形64QAM的星座图如下：在所述4个象限各自上形成以16个信号点为顶点且整体轮廓为菱形形状的18个正三角形。

5.根据权利要求1所述的无线发送装置，其特征在于，

所述调制单元利用关于直线Q＝I及直线Q＝-I为线对称的星座图映射发送位序列。

6.根据权利要求1所述的无线发送装置，其特征在于，

所述调制单元利用如下的星座图映射发送位序列：由所述最靠近原点的信号点形成的2个正三角形共享的1个边的中点与IQ平面的原点一致。

7.根据权利要求1所述的无线发送装置，其特征在于，

所述调制单元利用如下的星座图映射发送位序列：在所述4个象限中的2个象限中，将原点和所述最靠近原点的信号点连接而成的直线的延长线成为多个正三角形的1个边，而在其他2个象限中，将原点和所述最靠近原点的信号点连接而成的直线的延长线不成为多个正三角形的1个边。

8.根据权利要求1所述的无线发送装置，其特征在于，

所述调制单元利用如下的星座图映射发送位序列：每个象限的与多个信号点分别对应的位序列的上位2位相同。

9.一种调制方法，其特征在于，该调制方法利用如下的星座图将发送位序列映射到与任意一个信号点对应的码元上：在表示信号的同相成分及正交成分的IQ平面的4个象限各自上形成以信号点为顶点的多个全等的正三角形，任意的相邻的2个正三角形共享1个边，并且所述4个象限各自的最靠近原点的信号点形成共享1个边而相邻的2个正三角形。

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