CN102163947A - 一种永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电机控制技术领域，涉及一种永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，包括下列步骤：检测到霍尔信号的上升沿或下降沿，换相开始，执行该换相转矩波动抑制方法；获取当前时刻非换相电流采样值和电机运行速度；根据电机运行速度和换相模式，分别计算下一时刻三相绕组相反电势；分别获得下一时刻的不同逆变电路导通状态下三相绕组端点对功率地电压；分别预测不同逆变电路导通状态下非换相电流在下一时刻的预测值；利用价值函数对不同逆变电路导通状态下非换相电流预测值进行评估；选择使价值函数最小的逆变电路导通状态作为下一时刻的逆变电路导通状态，产生相应的逆变电路控制信号；检测到相应关断相电流降低至零，换相过程结束，停止该换相转矩波动抑制方法。本发明能够准确的确定换相过程，保证在换相瞬间能够较好地实施对逆变电路导通状态的控制，实现换相转矩波动抑制。

Description

一种永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法

技术领域

本发明提出一种永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，属于电机控制技术领域，尤其涉及到永磁无刷直流电机控制技术领域。

背景技术

永磁无刷直流电机采用电子换相，消除了换向器和电刷组成的机械接触装置，因而维护费用低、寿命长；通过转子永磁体获得励磁，不需要励磁电流，没有励磁损耗，效率更高；具有较小的转动惯量，在给定的电磁转矩下具有较快的响应，转矩惯性比较高；转子损耗可忽略，具有较高的运行效率，避免了转子散热问题；体积较小，结构紧凑，可应用在空间受限制场合；重量轻、功率密度较高。永磁无刷直流电机的上述优良特性使其成为新型电机的一个重要发展方向，在航空航天、机器人、汽车电子、工业生产、家用电器和办公自动化等领域得到了较好的应用。因此，永磁无刷直流电机作为新型节能电机具有广阔的市场前景。

由于永磁无刷直流电机采用两两导通模式运行，运行过程中每隔1/6周期出现的换相转矩波动是永磁无刷直流电机中存在的主要问题。换相转矩波动最高可达额定转矩的50％，其制约了永磁无刷直流电机在高性能领域中的应用。

在以往文献研究中，换相过程中电流控制策略大部分基于PWM调制策略，并且当前的换相转矩波动抑制策略大多将电机高、低速运行状态分开考虑，增加了系统和控制策略的复杂性，因而在实际应用中，有必要寻求一种能够在整个速度范围内有效抑制换相转矩波动的统一方法，提高永磁无刷直流电机运行性能，扩大其应用领域。

发明内容

本发明目的在于克服现有技术的上述不足，提供一种能够在整个电机调速范围内有效地抑制换相转矩波动，提高永磁无刷直流电机运行性能的换相转矩波动抑制方法。本发明在换相过程中通过切换不同逆变电路导通状态，改善换相过程中关断相电流和开通相电流，抑制换相转矩波动。该方法不需要额外的硬件电路；不需要改变直流母线电压；不需要计算PWM占空比；不需要了解每种逆变电路导通状态的具体导通时间；不需要区别考虑电机的高、低速运行状态，而是采用了统一的控制策略。本发明的技术方案如下：

一种永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，该方法以霍尔信号的上升沿或下降沿为换相过程的开始时刻，以相应关断相电流降低至零为换相过程的结束时刻，包括下列步骤：

(1)检测到霍尔信号的上升沿或下降沿，换相开始，执行下面的换相转矩波动抑制算法；

(2)获取当前时刻(第k时刻)的非换相电流采样值和电机运行速度；

(3)根据电机运行速度和换相模式，分别计算下一时刻(第k+1时刻)三相绕组相反电势；

(4)分别计算当前换相模式中不同逆变电路导通状态在下一时刻(第k+1时刻)的三相绕组端点对功率地电压；

(5)根据下一时刻(第k+1时刻)的三相绕组端点对功率地电压、三相绕组相反电势及当前时刻(第k时刻)的非换相电流采样值，计算其中一种逆变电路导通状态下非换相电流在下一时刻(第k+1时刻)的预测值；

(6)利用价值函数g＝|i^*(k+1)-|i_non-cmt(k+1)||对该逆变电路导通状态下非换相电流预测值进行评估，式中，i^*为电流给定参考值；i_non-cmt为换相过程中非换相电流预测值；k+1为第k+1时刻；

(7)重复执行(5)至(6)，直到计算出当前换相模式中所有逆变电路导通状态下非换相电流在下一时刻(第k+1时刻)的预测值，选择使价值函数最小的逆变电路导通状态作为下一时刻(第k+1时刻)的逆变电路导通状态，产生下一时刻(第k+1时刻)相应的逆变电路控制信号；

(8)重复执行(2)至(7)，直到检测到相应关断相电流降低至零，换相过程结束，停止上述换相转矩波动抑制算法。

上述步骤(5)中，可以利用下面的非换相电流预测模型计算每种逆变电路导通状态下非换相电流在下一时刻(第k+1时刻)的预测值：

C相为非换相状态时的非换相电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_c(k+1)=-\frac{(u_{a0}(k+1)+u_{b0}(k+1)-2u_{c0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_a(k+1)+e_b(k+1)-2e_c(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_c\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s};$

B相为非换相状态时的非换相电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_b(k+1)=-\frac{(u_{a0}(k+1)+u_{c0}(k+1)-2u_{b0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_a(k+1)+e_c(k+1)-2e_b(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_b\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s};$

A相为非换相状态时的非换相电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_a(k+1)=-\frac{(u_{b0}(k+1)+u_{c0}(k+1)-2u_{a0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_b(k+1)+e_c(k+1)-2e_a(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_a\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s}.$

本发明的有益效果如下：

1.基于该方法的换相间隔检测方法能够准确的确定换相过程，保证在换相瞬间能够较好地实施对逆变电路导通状态的控制，实现换相转矩波动抑制。

2.基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法能够较好的抑制永磁无刷直流电机不同形式的换相转矩波动，在高速时补偿换相转矩的减小，在低速时消除换相转矩的增大。

3.基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法不必对电机高、低速运行状态分别考虑，在整个调速范围能够采用统一的换相转矩波动抑制方法，因而在整个电机运行范围内能够较好地抑制换相转矩波动。

4.基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法通过不同逆变电路导通状态之间的相互切换来抑制电机在高、低速不同运行状态下的换相转矩波动，避免了增加额外的硬件电路，不必改变逆变电路直流母线电压、不必改变逆变电路拓扑结构。

5.基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法通过非换相电流预测模型预测所有逆变电路导通状态在下一采样时刻的电流值，并由非换相电流价值函数对所有电流预测值评价，直接选择逆变电路功率管最优的导通状态，直接确定功率管的控制信号，避免了PWM调制模块和电流控制器。因此，该换相转矩波动抑制方法不必设计电流控制器及其参数，应用起来更简单。

附图说明

图1永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法基本结构

图中标号名称为：1永磁无刷直流电机；2电流传感器；3三相桥式逆变电路；4驱动电路；5DSP控制器及基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法。

图2换相过程中三种逆变电路导通状态。

图3产生换相转矩波动时的三相电流变化。

图4换相间隔检测原理图。

图5基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法流程图。

具体实施方式

本发明提出的永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，可以应用在永磁无刷直流电机上，典型的永磁无刷直流电机系统如图1所示，包括永磁无刷直流电机(1)、电流传感器(2)、三相全桥式逆变电路(3)、驱动电路(4)及DSP控制器(5)。

以120°电角度两两导通换相方式运行的三相全桥式永磁无刷直流电机，在换相过程中，关断相电流指关断相绕组电流；开通相电流指开通相绕组电流；非换相电流指不参与换相的绕组电流。永磁无刷直流电机在换相过程中，由于关断相电流的下降斜率和开通相电流的上升斜率不匹配，非换相电流产生波动，导致产生换相转矩波动。永磁无刷直流电机在换相时可以采用额外的两种逆变电路导通状态，该两种导通状态可以分别补偿换相转矩的减小，消除换相转矩的增大。因此，在换相过程中，需要合理的切换不同逆变电路导通状态来实现换相转矩波动抑制。本发明采用有限状态模型预测控制策略对逆变电路功率管进行恰当控制，保持换相过程中非换相电流恒定，实现永磁无刷直流电机换相转矩波动最小化。

为了在换相瞬间可靠地实施换相转矩波动抑制方法，需要正确检测换相过程的时间间隔。该方法以霍尔信号的上升沿或下降沿为换相过程的开始时刻，以相应关断相电流降低至零为换相过程的结束时刻。详细的换相过程检测条件如表1所示。当检测到换相过程开始时刻信号时，实施基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法；当检测到换相过程结束时刻信号时，停止该换相转矩波动抑制算法，该算法在所检测的换相间隔内对换相转矩波动进行抑制。

表1换相间隔检测

下面对基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法具体过程进行说明。

定义换相过程中非换相电流的价值函数为

g＝|i^*(k+1)-|i_non-cmt(k+1)||    (1)

式中i^*为电流给定参考值，通常为速度环输出；i_non-cmt为换相过程中非换相电流预测值；k+1为第k+1时刻。

永磁无刷直流电机在运行过程中，存在六个换相过程。在六个换相过程中分别存在A相为非换相状态、B相为非换相状态、C相为非换相状态三种情况。以A→C相换相到B→C相(换相模式1)为例进行说明，在该过程中，C相为非换相状态，建立此时的非换相C相电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_c(k+1)=-\frac{(u_{a0}(k+1)+u_{b0}(k+1)-2u_{c0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_a(k+1)+e_b(k+1)-2e_c(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_c\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s}---\left(2\right)$

式中u_a0、u_b0、u_c0分别为三相绕组端电压；i_a、i_b、i_c分别为三相绕组相电流；e_a、e_b、e_c为分别三相绕组的相反电势；R、L_s分别为绕组电阻、等效电感；k+1为第k+1时刻。

在该状态下，通过非换相C相电流预测模型式(2)分别预测三种不同逆变电路导通状态中非换相电流i_c在下一采样时刻的预测值。然后根据预先定义的价值函数对每个预测值进行评估，从中选择最优的非换相电流i_c的预测值。进而选择其对应的功率管最优的导通状态，并直接产生逆变电路功率管的控制信号。

因此，在换相过中，通过不同逆变电路导通状态之间的相互切换，调整关断相下降电流和开通相上升电流的斜率，改善换相过程中的关断相电流和开通相电流，保持非换相电流恒定，进一步实现了无刷直流电机换相转矩波动最小化。

另外，B相为非换相状态时的电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_b(k+1)=-\frac{(u_{a0}(k+1)+u_{c0}(k+1)-2u_{b0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_a(k+1)+e_c(k+1)-2e_b(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_b\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s}---\left(3\right)$

A相为非换相时状态时的电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_a(k+1)=-\frac{(u_{b0}(k+1)+u_{c0}(k+1)-2u_{a0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_b(k+1)+e_c(k+1)-2e_a(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_a\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s}---\left(4\right)$

下面以A→C相导通换相到B→C相导通(换相模式1)为例，进一步说明本发明的换相转矩波动抑制方法。

在该换相过程中，逆变电路导通状态如图2(a)所示，由于电机反电势与直流母线电压之间的关系，在低速运行时，永磁无刷直流电机换相转矩增大；在高速运行时，永磁无刷直流电机换相转矩减小。因此，永磁无刷直流电机在换相过程中产生转矩波动。

在换相转矩波动抑制方法中，通过不同的导通状态切换，能够抑制以上两种不同形式的换相转矩波动。当换相转矩增大时，通过切换到逆变电路导通状态如图2(b)所示，可以有效地消除换相转矩的增大，实现有效控制后的换相电流如图3(a)虚线所示；当换相转矩减小时，通过切换到逆变电路导通状态如图2(c)所示，可以有效补偿换相转矩的减小，补偿后的换相电流如图3(b)虚线所示。

对永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制时，需要准确检测换相过程的时间间隔。以A→C相导通换相到B→C相导通过程(换相模式1)为例，该检测方法以转子霍尔信号H₂的上升沿为换相开始时刻信号，以相应的关断相电流i_a降低为零作为换相结束时刻信号。该检测方法如图4所示，图中的6个阴影部分为检测到的换相过程时间间隔。当检测到换相开始时刻时，实施该换相转矩波动抑制算法；当检测到换相结束时刻时，停止该换相转矩波动抑制算法。

以图2中的三种不同逆变电路导通状态相互切换，能够有效的抑制换相过程中产生的不同换相转矩波动。该换相转矩波动抑制方法以有限状态模型预测控制策略有效的控制三种不同导通状态之间的切换。通过当前时刻的电流采样值，根据非换相电流预测模型式(2)，预测图(2)所示三种不同导通状态中非换相电流i_c在下一采样时刻的预测值，并通过价值函数式(1)对三种不同导通状态下的电流预测值进行评价，确定最优的功率管导通状态，直接输出功率管的控制信号，从而使关断相下降电流的斜率和开通相上升电流的斜率相匹配，非换相电流保持恒定不变，进一步实现永磁无刷直流电机换相转矩波动最小化。

以A→C相导通换相到B→C相导通过程(换相模式1)为例，具体的基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法流程图如图5所示。该换相转矩波动抑制方法的具体过程为：

在换相状态中，非换相电流下一次采样时刻的预测值与下一次采样过程中的三相绕组端电压、三相绕组反电势及当前时刻的非换相电流采样值有关。因此，根据三种不同导通状态下的三相绕组端电压、三相绕组反电势以及当前时刻的非换相电流采样值，能够计算得到三种不同导通状态中非换相电流在下一采样时刻的预测值。

换相开始时，获得当前时刻的参考电流给定值和非换相电流采样值，并根据电机运行速度和换相模式，获得三相绕组的反电势；同时根据电机在该换相模式下存在的三种不同导通状态，获得三种不同导通状态中的三相绕组端电压；然后根据三相绕组端电压、三相绕组反电势及非换相电流当前时刻采样值，计算得到三种不同导通状态中非换相电流在下一采样时刻的预测值；价值函数分别对三种不同导通状态中的非换相电流预测值进行评估，获得价值函数最小的导通状态，并将该导通状态的控制信号实施到逆变电路。

永磁无刷直流电机采用基于有限状态模型预测控制的换相转矩波动抑制方法运行时，可以有效地抑制换相转矩波动，提高电机的运行性能，扩展永磁无刷直流电机的应用领域。

Claims (2)

1.一种永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，用于以两两导通换相方式运行的三相全桥式永磁无刷直流电机上，该方法以霍尔信号的上升沿或下降沿为换相过程的开始时刻，以相应关断相电流降低至零为换相过程的结束时刻，其特征在于，包括下列步骤：

(1)换相开始，执行下面的换相转矩波动抑制算法；

(2)获取当前时刻(第k时刻)的非换相电流采样值和电机运行速度；

(3)根据电机运行速度和当前换相模式，计算下一时刻(第k+1时刻)三相绕组相反电势；

(4)分别获得当前换相模式中不同逆变电路导通状态在下一时刻(第k+1时刻)的三相绕组端点对功率地电压；

(5)根据下一时刻(第k+1时刻)的三相绕组端点对功率地电压、三相绕组相反电势及当前时刻(第k时刻)的非换相电流采样值，计算其中一种逆变电路导通状态下非换相电流在下一时刻(第k+1时刻)的预测值；

(6)利用价值函数g＝|i^*(k+1)-|i_non-cmt(k+1)||对该逆变电路导通状态下非换相电流预测值进行评估，式中，i^*为电流给定参考值；i_non-cmt为换相过程中非换相电流预测值；k+1为第k+1时刻；

(7)重复执行(5)至(6)，直到计算出当前换相模式中所有逆变电路导通状态下非换相电流在下一时刻(第k+1时刻)的预测值，选择使价值函数最小的逆变电路导通状态作为下一时刻(第k+1时刻)的逆变电路导通状态，产生下一时刻(第k+1时刻)相应的逆变电路控制信号；

(8)重复执行(2)至(7)，直到换相过程结束，停止上述换相转矩波动抑制算法。

2.根据权利要求1所述的永磁无刷直流电机换相转矩波动抑制方法，其特征在于，步骤(5)中，利用下面的非换相电流预测模型计算每种逆变电路导通状态下非换相电流在下一时刻(第k+1时刻)的预测值：

C相为非换相状态时的非换相电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_c(k+1)=-\frac{(u_{a0}(k+1)+u_{b0}(k+1)-2u_{c0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_a(k+1)+e_b(k+1)-2e_c(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_c\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s};$

B相为非换相状态时的非换相电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_b(k+1)=-\frac{(u_{a0}(k+1)+u_{c0}(k+1)-2u_{b0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_a(k+1)+e_c(k+1)-2e_b(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_b\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s};$

A相为非换相状态时的非换相电流预测模型为

$i_{\mathrm{non}-\mathrm{cmt}}(k+1)=i_a(k+1)=-\frac{(u_{b0}(k+1)+u_{c0}(k+1)-2u_{a0}(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{(e_b(k+1)+e_c(k+1)-2e_a(k+1))T_s}{3{\mathrm{RT}}_s+3L_s}+\frac{3L_s{i}_a\left(k\right)}{3{\mathrm{RT}}_s+{3L}_s};$

式中，i_a、i_b、i_c分别为三相绕组相电流；u_a0、u_b0、u_c0分别为三相绕组端点对功率地电压；e_a、e_b、e_c分别为三相绕组相反电势；T_s为采样时间；R为绕组相电阻；L_s为绕组等效相电感；k为第k时刻；k+1为第k+1时刻。

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