CN102142932A - 一种发送器和接收器 - Google Patents

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Abstract

在现有背板(backplane)以太网系统中，数据是利用PAM-2方法通过两对铜迹线以10.3125GHz的波特率在一个方向上进行发送的，提供了10.3125Gbps的有效位速率。背板以太网系统中能够使数据被可靠接收的数据发送速率通常受铜迹线的色散特性导致的ISI、铜迹线的表面效应和介电损耗开始导致的频变发送损耗以及来自邻近通信线路的串扰的限制。本发明涉及一种减轻上述及其它信号亏损的系统，以便获得高达并超过背板以太网系统中传统10Gbps限制值两倍的速率。

Description

一种发送器和接收器
技术领域
本发明涉及高速通信，由其涉及通过背板(backplane)高速通信的系统。
背景技术
通信系统被设计用来在两个设备间通过媒介传递信息，媒介中通常存在令人讨厌的干扰。符号间干扰(ISI)是一种常见的令人讨厌的干扰，其中所发送的信号被延长且与邻近地发送信号相互干扰。信号的这种传播或“拖尾”通常是由通用通信媒介的色散特性导致的。因为ISI和噪声相同的效应，使得通信变得不可靠。
其中一种最基本的减轻(mitigating)ISI效应的解决方法是降低通过媒介发送信号的速率。更具体地，可以降低发送速率使得只有在允许前一发送信号脉冲消散以后才能发送信号。信号脉冲消散所需的时间称为“传播延迟”，而该信号脉冲的原始时间(包括发送下一信号脉冲前的任意时间)称为信号时间。若传播延迟小于或等于信号时间，将不会发生ISI。
尽管降低信号速率可以消除ISI的影响，当这对于当前许多通信应用来说几乎是不可接受的解决方法。实际上，目前许多通信应用需要速率范围达到每秒数千兆。在如此高的速率下，ISI可以完全覆盖通过几英寸印刷电路板线路、几英尺铜迹线缆或几十米多模光纤发送的信号。
背板以太网是一类遭受ISI困扰的通信应用。背板以太网至少一定程度上已经由IEEE802.3ap标准标准化并通用于一些设备中，例如路由器、交换机和刀片式服务器。IEEE802.3ap标准特别规定了10Gbps背板以太网在通过印刷电路板上的两对铜迹线(trace)区别地传送数据这一配置的操作特点。利用一位、脉冲幅度调制(PAM)方法和10.3125GHZ的波特率数据，通过每对铜迹线在一个方向上发送数据。
尽管传统的10Gbps速率限制已经面临来自ISI和其它噪声源的巨大信号亏损挑战，但背板以太网应用的供应商们仍在推动设计人员获取高达并超过传统10Gbps限制值两倍的速率。然而，在这些速率，由于ISI和其它噪声源，背板以太网应用的传统的、划算的收发器设计不能通过印刷电路板上的铜迹线可靠地发送并接收信息。
因此，需要一种划算的系统，该系统支持的背板应用能够具有高达并超过传统10Gbps限制值两倍的速率。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供一种发送器，所述发送器配置为控制输入数据流适当格式化为输出数据流以便以至少10.3125GHz的波特率通过位于背板上的信道发送，所述发送器包括：
扰频器，配置为从所述输入数据流中清除数字0或数字1值的序列以提供经扰频的数据流；
前向纠错编码器，配置为生成并添加冗余符号到所述经扰频的数据流以提供经前向纠错编码的数据流，其中所述冗余符号使接收器能够检测并校正所述经前向纠错编码的数据流的发送过程中发生的错误；
线性码编码器，配置为利用阶数M大于2的脉冲幅度调制方法调制所述经前向纠错编码的数据流以提供经调制的数据流；
预编码器，配置为对所述经调制的数据流执行信道预均衡和功率限制以提供经预编码的数据流；以及
TX线性滤波器，配置为调节所述经预编码的数据流以补偿所述信道的高频衰减以便提供所述输出数据流。
优选地，所述预编码器包括用于执行信道预均衡的无限脉冲响应滤波器和用于执行发送功率限制的M模设备。
优选地，所述无限脉冲响应滤波器配置为具有与信道的逆传递函数基本相同的传递函数。
优选地，所述M模设备配置为限制所述经预编码的数据流的信号以使其幅度在区间[0，1，…，M-1]内。
优选地，所述前向纠错编码器配置为根据里德所罗门编码技术生成所述冗余符号。
优选地，所述发送器还包括训练序列生成器，配置为生成接收实体已知的训练位序列。
优选地，所述发送器还包括第二线性码编码器，配置为调制所述训练位序列。
优选地，所述发送器还包括复用器，配置为根据选择信号将经调制的训练位序列或所述经调制的数据流作为输出提供。
优选地，所述发送器配置为根据信道所支持的信噪比以及所期望的时延中至少一项与接收实体进行自动协商进程以确定所述前向纠错编码器使用的前向纠错方法。
优选地，所述发送器配置为根据公共时钟与接收实体进行自动协商进程以建立主-从关系以便所述发送器和所述接收实体相互发送数据。
根据本发明的一个方面，提供一种接收器，所述接收器配置为控制通过背板上的信道以至少10.3125GHz的波特率接收的经调制的数据流适当恢复为输出数据流，其特征在于，所述接收器包括：
离散时间采样器，配置为在时域采样(in time)所述经调制的数据流以提供经采样的调制数据流；
具有逆预编码器的DFE，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作以便提供经逆预编码的符号流；
线性码解码器，配置为解调制所述经逆预编码的符号流以提供经解调制的数据流，其中所述经逆预编码的符号流是根据具有阶数大于2的脉冲幅度调制方法进行调制的；
前向纠错解码器，配置为在经解调制的位流中检测并校正错误以提供经纠错的数据流；以及
去扰频器，配置为对所述经纠错的数据流执行逆扰频功能以提供所述输出数据流。
优选地，所述接收器还包括前馈均衡器，配置为在所述具有逆预编码器的DFE处理所述经采样的调制数据流之前减少所述经采样的调制数据流上的预光标(pr-cursor)符号间干扰。
优选地，所述接收器还包括消噪器(cancellation summer)，配置为在所述具有逆预编码器的DFE处理所述经采样的调制数据流之前从所述经采样的调制数据流中消除近端串扰噪声。
根据本发明的一个方面，提供一种接收器，所述接收器配置为控制通过背板上的信道以至少10.3125GHz的波特率接收的经调制的数据流适当恢复为输出数据流，其特征在于，所述接收器包括：
离散时间采样器，配置为在时域采样所述经调制的数据流以提供经采样的调制数据流；
具有扩展分割器(slicer)的逆预编码器，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作以便提供经逆预编码的符号流；
线性码解码器，配置为解调制所述经逆预编码的符号流以提供经解调制的数据流，其中所述经逆预编码的符号流是根据具有阶数大于2的脉冲幅度调制方法进行调制的；
前向纠错解码器，配置为在经解调制的位流中检测并校正错误以提供经纠错的数据流；以及
去扰频器，配置为对所述经纠错的数据流执行逆扰频功能以提供所述输出数据流。
优选地，所述接收器还包括前馈均衡器，配置为在所述具有扩展分割器(slicer)的逆预编码器处理所述经采样的调制数据流之前减少所述经采样的调制数据流上的预光标(pr-cursor)符号间干扰。
优选地，所述接收器还包括消噪器(cancellation summer)，配置为在所述具有扩展分割器(slicer)的逆预编码器处理所述经采样的调制数据流之前从所述经采样的调制数据流中消除近端串扰噪声。
根据本发明的一个方面，提供一种接收器，所述接收器配置为控制通过背板上的信道以至少10.3125GHz的波特率接收的经调制的数据流适当恢复为输出数据流，其特征在于，所述接收器包括：
离散时间采样器，配置为在时域采样所述经调制的数据流以提供经采样的调制数据流；
具有逆预编码器的局部DFE(partial DFE)，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作以便提供经逆预编码的符号流；
线性码解码器，配置为解调制所述经逆预编码的符号流以提供经解调制的数据流，其中所述经逆预编码的符号流是根据具有阶数大于2的脉冲幅度调制方法进行调制的；
前向纠错解码器，配置为在经解调制的位流中检测并校正错误以提供经纠错的数据流；以及
去扰频器，配置为对所述经纠错的数据流执行逆扰频功能以提供所述输出数据流。
优选地，所述接收器还包括前馈均衡器，配置为在所述具有逆预编码器的局部DFE处理所述经采样的调制数据流之前减少所述经采样的调制数据流上的预光标(pr-cursor)符号间干扰。
优选地，所述接收器还包括消噪器(cancellation summer)，配置为在所述具有逆预编码器的局部DFE处理所述经采样的调制数据流之前从所述经采样的调制数据流中消除近端串扰噪声。
根据本发明的另一个方面，提供一种发送器，所述发送器配置为控制输入数据流适当格式化为输出数据流以便以至少10.3125GHz的波特率通过位于背板上的信道发送，所述发送器包括：
扰频器，配置为从所述输入数据流中清除数字0或数字1值的序列以提供经扰频的数据流；
前向纠错编码器，配置为生成并添加冗余符号到所述经扰频的数据流以提供经前向纠错编码的数据流；
串转并模块，配置为对所述经前向纠错编码的数据流进行串转并(de-serialize)，并将所述经前向纠错编码的数据流分散为至少两个并行前向纠错编码数据流，其中所述前向纠错编码器生成的至少一个冗余符号是根据通过至少两个并行前向纠错编码数据流发送的数据生成的；
线性码编码器，配置为利用阶数M的脉冲幅度调制方法调制所述并联的经前向纠错编码的数据流以提供经调制的数据流；以及
TX线性滤波器，配置为调节所述经调制的数据流以补偿所述信道的高频衰减以便提供所述输出数据流。
优选地，所述前向纠错编码器配置为根据里德所罗门编码技术生成所述冗余符号。
优选地，所述发送器还包括预编码器，配置为在所述TX线性滤波器处理所述经调制的数据流之前对所述经调制的数据流执行信道预均衡和功率限制以提供经预编码的数据流。
优选地，所述预编码器包括配置成用于执行信道预均衡的无限脉冲响应滤波器和配置成用于执行发送功率限制的M模设备。
优选地，所述无限脉冲响应滤波器配置为具有与信道的逆传递函数基本相同的传递函数。
优选地，所述M模设备配置为限制所述经预编码的数据流的符号以使其幅度在区间[0，1，…，M-1]内。
优选地，所述发送器还包括训练序列生成器，配置为生成接收实体已知的训练位序列。
优选地，所述发送器还包括第二线性码编码器，配置为调制所述训练位序列。
优选地，所述发送器还包括复用器，配置为根据选择信号将经调制的训练位序列或所述经调制的数据流作为输出提供。
优选地，所述发送器配置为根据信道所支持的信噪比以及所期望的时延中至少一项与接收实体进行自动协商进程以确定所述前向纠错编码器使用的前向纠错方法。
优选地，所述发送器配置为根据公共时钟与接收实体进行自动协商进程以建立主-从关系以便所述发送器和所述接收实体相互发送数据。
根据本发明的一个方面，提供一种接收器，所述接收器配置为控制通过背板上的信道以至少10.3125GHz的波特率接收的经调制的数据流适当恢复为输出数据流，其特征在于，所述接收器包括：
离散时间采样器，配置为在时域采样所述经调制的数据流以提供经采样的调制数据流；
数据检测器，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号以提供符号流；
线性码解码器，配置为解调制所述符号流以提供经解调制的数据流，其中所述经逆预编码的符号流是根据具有阶数的脉冲幅度调制方法进行调制的；
并转串模块，配置为混合所述经解调制的数据流与一个或多个其它经解调制的数据流，以便提供串行数据流；
前向纠错解码器，配置为利用冗余符号在串行数据流中检测和纠错以提供经纠错的数据流，其中所述冗余符号是根据包含所述串行数据流的至少两个经解调制的数据流中的数据生成的；以及
去扰频器，配置为对所述经纠错的数据流执行逆扰频功能以提供所述输出数据流。
优选地，所述数据检测器包括具有扩展分割器(slicer)的逆预编码器，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作。
优选地，所述数据检测器包括具有逆预编码器的局部DFE，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作。
优选地，所述数据检测器包括具有逆预编码器的DFE，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作。
优选地，所述接收器还包括前馈均衡器，配置为在所述数据检测器处理所述经采样的调制数据流之前减少所述经采样的调制数据流上的预光标(pr-cursor)符号间干扰。
优选地，所述接收器还包括消噪器(cancellation summer)，配置为在所述数据检测器处理所述经采样的调制数据流之前从所述经采样的调制数据流中基本消除近端串扰噪声。
附图说明
此处描述的构成本说明书的一部分的附图阐述了本发明，并与具体实施例一起解释了本发明的原理，且使本领域技术人员能够实现及使用本发明。
图1是根据本发明实施例的示例性背板操作环境的示意图；
图2是根据本发明实施例的示例性发送器的示意图；
图3是根据本发明实施例的示例性接收器的示意图；
图4是根据本发明实施例的预编码器的示意图；
图5是根据本发明实施例的图4所示预编码器的线性示意图；
图6是根据本发明实施例的预编码器在均衡发送信道时的效果示意图；
图7是根据本发明实施例的示例性预加重或TX线性滤波器的示意图；
图8是根据本发明实施例的示例性DFE和逆预编码器的结合示意图；
图9是根据本发明实施例的示例性具有扩展分割器的逆预编码器的示意图；
图10是根据本发明实施例的示例性局部DFE和逆预编码器的组合的示意图；
图11是根据本发明实施例的配置为在选择时间段生成并发送训练序列给接收器的示例性发送器的示意图。
现在将结合附图对本发明进行描述。通常，附图标记最左边的数字可以表示该附图标记第一次出现时所属附图。
具体实施方式
在下面的描述中，给出各种具体细节是为了提供对本发明的深入理解。但是显然，对本领域技术人员来说，本发明，包括结构、系统和方法，可以在不具备这些具体细节的情况下实现。此处的描述和表征是本领域技术人员为了向本领域其它人员最有效地传达他们的工作内容而常常使用的手段。对于其它情形，本文没有具体描述已知的方法、步骤、组件和电路，以避免不必要地模糊本发明的特点。
说明书中的标记“一个实施例”、“一实施例”、“一示例性实施例”等表示所描述的实施例包括特定特征、结构或性质，但不是每个实施例都必须包括该特定特征、结构或性质。另外，这些词语不必指代同一实施例。此外，当特定特征、结构或性质是参考一个实施例进行描述的时，认为本领域技术人员能够将该特征、结构或性质用到其他无论本文是否特别描述过的实施例中。
1.示例性背板操作环境
图1是根据本发明实施例的示例性背板以太网系统100的示意图。如图1所示，示例性背板以太网系统100包括背板110以及两个线卡(或子卡)120和130。线卡120和130分别通过布置在背板110表面的连接器140和150(例如HMZd连接器)与背板110相连，且每个线卡分别包括收发器160和170。
在工作过程中，收发器160和170配置为相互发送数据和接收数据。两个收发器间的通信的数据是通过暴露在背板110表面的两对迹线180(例如铜迹线)发送的：第一对迹线用来从收发器160向收发器170区别地传送数据，第二对迹线用来从收发器170向收发器160区别地传送数据。在一个实施例中，利用脉冲幅度调制(PAM)来调制这两个收发器间发送的数据。
在现有背板以太网系统中，数据具体是利用一位、PAM方法和10.3125GHz的波特率通过每对迹线在一个方向上进行发送的，提供了10.3125Gbps的有效位速率。背板以太网系统中能够使数据被可靠接收的数据发送速率通常受铜迹线的色散特性导致的ISI、铜迹线的表面效应和介电损耗开始导致的频变发送损耗以及来自邻近通信线路的串扰的限制。本发明涉及一种消除上述及其它信号亏损的系统，以便获得高达并超过背板以太网系统中传统10Gbps限制值两倍以及以上的速率。
然而，需要注意的是，示例性背板以太网系统100仅仅提供了能够实施本发明的特征的一个示例性系统。例如，本发明的特征可以在用于发送和接收数据的通信系统中实施，该数据的格式可以基于除了以太网外的其它信号发送标准。另外，本发明的特征可以在用于通过媒介发送和接收数据的通信系统中实施，该媒介可以是除了布置在印刷电路板上的铜迹线以外的其它媒介。例如，其它可能的发送媒介包括同轴电缆、光纤(单模和多模)、双绞线、无线和卫星等。另外，还可以使用除PAM外的其它数字调制方法，包括例如正交幅度调制(QAM)和正交相移键控(QPSK)。尽管存在实施本发明特征的上述及其它系统，下面将具体针对背板以太网系统100来描述本发明的各种特征。
2.发送器
图2是根据本发明实施例的示例性发送器200的示意图。如图2所示，发送器200包括扰频器210、前向纠错(FEC)编码器220、串转并模块230、线性码编码器240、预编码器250和TX线性滤波器(也称为预加重滤波器)260。
在一个实施例中，发送器200位于线卡收发器中并配置为通过背板以太网系统(例如背板以太网系统100)中印刷电路板上的一条或多条迹线发送数据。更具体地，发送器200配置为通过背板以太网系统中印刷电路板上的一条或多条迹线，以超过传统背板以太网由IEEE802.3ap标准规定的10.3125Gbps数据速率的速率，利用阶数大于PAM-2方法中常使用阶数的PAM方法发送数据。例如，PAM-4是二位(two-bit)调制方法，对于每个发送的信号，该方法将二位数据映射为每发射符号4个可能信号等级中的一个。因此，在传统10.3125GHz波特率下利用PAM-4可以提供接近20.625Gbps的数据速率。
但是，利用高阶调制方法例如PAM-4来发送数据，并不是没有成本的。一般，由于高阶调制，接收器将需要更高的信噪比(SNR)以可靠地解码数据。换言之，尽管增加每个符号的位数带来相应较高的数据速率，但是构成调制方法星群(constellation)的信号必须被更紧密地封装，并因此对噪声更敏感(假设星群的平均能量保持恒定)。
例如，在PAM-4中，星群包括通常均匀分布在实线上的4点。但是，PAM-2，基于另一方面，只包括通常均匀分布在实线上的2点。因此，PAM-2星群的点间距离大于PAM-4星群的点间距离(再次假设星群的平均能量保持恒定)并因此具有更大的噪声幅度。
由于PAM-4及其它高阶PAM方法中减少的点间距离，对于铜迹线的色散特性导致的ISI、铜迹线的表面效应和介电损耗开始导致的频变发送损耗以及来自邻近通信线路的串扰，发送的信号将更脆弱。因此，发送器200包括能够克服这些信号亏损的新颖结构，从而允许数据通过信道、利用PAM-4及其它更高阶调制方法、以高于背板以太网现有的10.3125GHz波特率的速率进行发送。
在工作过程中，发送器200在输入端270接收输入数据流，并控制输入数据流适当地格式化为输出数据流以便在输出端280通过信道发送。输入数据流可以包括语音、视频或任意其它应用或程序专用数据。输入数据流首先由扰频器210接收并处理。扰频器210配置为清除输入数据流中的数字‘0’或‘1’值的长序列。清除数字‘0’或‘1’值的长序列可以使接收器中的时序恢复及自适应电路的工作得到便利。在一个实施例中，扰频器210包括线性反馈移位寄存器(LFSR)，并提供经扰频的输出数据流，该输出数据流是输入数据流和存储在其移位寄存器中的前一状态的线性函数。在另一个实施例中，扰频器210是基于IEEE802.3ap标准中描述的64/66编码器进行实施的。
扰频器210对输入数据流进行扰频处理后，经扰频的数据流被FEC编码器220接收并处理。在一个实施例中，FEC编码器220被用来提供编码增益，该编码增益至少部分补偿利用更高阶调制方法的数据发送所导致的更高SNR需求。编码增益定义为未编码系统和编码系统间的SNR等级的有效差分。FEC通过在将要发送的数据中引入冗余来提供编码增益，以便允许发送错误的检测和恢复。
可以使用一些专用FEC方法来编码经扰频的数据流，包括例如格码调制(TCM)、低密度校验(LDPC)码、涡轮(Turbo)码、BCH和里德所罗门(RS)码。
在一个实施例中，利用RS编码将FEC加到所述经扰频的的数据流上。RS编码技术在每个k个m元数字符号块上附加2t冗余信号以创建编码的消息块(其中t表示该代码所设计的符号纠错容量)。从伽罗瓦域选择这些2t符号或项，作为所实施的代码生成器多项式的根。在RS编码的消息块中共有n＝k+2t个符号。在接收器中实施的RS解码器可以用2t个冗余符号来校正包含k个数据符号的块的发送过程中产生的多达t个错误。在另一实例中，可以创建2t+1个冗余符号并附加到每个包含k个m元数据符号的块中，保证了在接收器中实施的RS解码器能够校正所有模式的多达t个错误，而通常检测并不会误更正所有模式的t+1个错误。
在一个实施例中，可以增加背板以太网中使用的传统10.3125GHz波特率以补偿每个编码的消息块中发送的多余的2t冗余符号。例如，可以将传统10.3125GHz波特率增加5％以补偿由于2t冗余符号而多发送的5％多余数据。在另一个实施例中，通常利用156.25MHz时钟生成的传统10.3125GHz波特率，可以增加156.25MHz的倍数，以提供对多余2t冗余符号的补偿。在再一个实施例中，可以剥夺以太网标准常用作纠错码的每个65位以太网帧中的一位，又称为费尔码，以补偿每个编码的消息块中发送的多余2t冗余符号。特别地，剥夺每个65位以太网帧的这一位可以为多余2t冗余符号提供大约1.5％的附加发送空间。在其它实施例中，传统10.3125GHz波特率可以增加62.5MHz、78.125MHz或125MHz的倍数以提供对多余2t冗余符号的补偿。
经扰频的数据流和FEC编码器220添加的冗余符号组成的随后将进入串转并模块230。一般，当发送器200通过至少两条迹线发送数据给接收实体时(即当发送器200通过至少两条并行流将接收自输入端270的输入数据流发送给接收实体时)串转并模块230可选地包含在发送器200中。串转并模块230被配置为在将经FEC编码的数据流通过并行信道发送前，对其进行串转并处理，并将数据放在至少两条并行数据流中以便进一步处理。需要注意的是，为清晰起见，图2中所示的串转并模块230后只示出了一个并行数据流的一个处理块集。
在一个实施例中，如图2所示的发送器链中，FEC编码器220位于串转并模块230前，以便FEC编码器220根据将要通过至少两条并行数据流发送的数据生成至少一个冗余符号。一般而言，当通过更大的数据块生成冗余符号时FEC编码将完成的更好。但是，数据块的大小一旦增加，系统延迟也将增加，因为接收器必须在任何纠错/检错发生前等待整个数据和冗余符号块的接收。因此，根据将要通过至少两条并行数据流发送的数据生成冗余符号，相比通过一条并行数据流发送同样数据量而生成的符号，系统延迟将会减小。
在另一个实施例中，发送器链中，FEC编码器220位于串转并模块230后。在该例中，串转并模块230输出的每个并行数据流使用一个单独的FEC编码器220。
继续描述图2所示的发送器链，被串转并模块230进行串转并处理后，在通过物理信道发送给接收实体前，每个并行数据流还要接受其它处理。图2具体示出了串转并模块230输出的单个并行数据流的保留处理块。并行数据流首先由线性码编码器240接收并处理。线性码编码器240被配置为将并行数据流放入适合通过物理信道发送的格式中。该处理通常称为调制。在一个实施例中，线性码编码器240被配置为根据上述阶数高于2的PAM方法调制并行数据流的位。例如，在一个实施例中，线性码编码器240被配置为利用PAM-4调制接收的并行数据流的位。然而，还可以使用任意合理的PAM调制方法，包括例如PAM-2、PAM-6和PAM-8等。在另一个实施例中，线性码编码器240被配置为利用复杂的调制方法调制接收的并行数据流的位，例如具有任意合理阶数的QAM或QPSK。
被调制后，数据流从线性码编码器240被传递到预编码器250。一般而言，预编码器250使用模运算实现预均衡并限制发送功率。图4示出了根据本发明实施例的预编码器250的基本实施例。从所使用的PAM-M调制方法的星座中选择的原始符号序列{a[k]}，被预编码以生成被预编码的数据序列{x[k]}。在工作过程中，预编码器250利用由[B(z)-1]和模为M的模操作定义的反馈滤波器执行逆信道滤波。按下述方式执行模操作：将预编码器250的输出限制在区间[0，M-1]内。将PAM-M定义为整型[0，1，…，M-1]，而不生成损耗。对于有利的情况，预编码器250的输出仍是‘PAM-M’，其中系数B(z)是整数。一般而言，若PAM-M符号与反馈值的和大于或等于M，可以减去M的整数倍，使结果小于M。另外，若和小于0，可以加上M的整数倍，使结果大于或等于0。
因为预编码器250的前馈路径利用非线性模M设备限制预编码器250的输出的动态范围(也可以是非限制的)，预编码器250产生的输出数据序列可以利用图5所示的线性模型进行更优地分析。从图5中可以看出，预编码器250的输出数据序列在z域中由下式给出：
X [ z ] = A [ z ] + M * V [ z ] B [ z ]
其中B[z]表示离散时间信道，数据序列通过该信道发送，且V[z]是整数序列的z变换。
在一个实施例中，接收实体在初始化时估算B[z]。可以通过自适应调节DFE来实现上述过程，例如利用已知训练序列，然后传递DFE的反馈部分给发送器，DFE的反馈部分给出了信道所需脉冲响应。在另一实施例中，若发送器不完全了解该信道，由于估算错误而引起的任何剩余ISI或不匹配随后可以被接收器的自适应均衡清除。一般而言，正在使用的预编码器250可以帮助避免与决议反馈均衡器(DFE)相关的不利影响，包括误差增长。
预编码器250的效果可以从图6看出，图6示出了通过信道B(z)610的预编码的符号序列{x[k]}的示例性流程图600，其中引入了ISI和其它噪声，在接收器得到被改变的符号序列{y[k]}。在接收器，逆预编码器估算原始数据序列，产生恢复的数据符号
Figure BDA0000046154970000142
理论上
Figure BDA0000046154970000143
与原始符号序列{a[k]}相同。在图6中，接收器中的逆预编码器具体作为扩展分割器620和模M模块630实施。扩展分割器620被配置为量化接收的符号序列{y[k]}的采样以产生经量化的数据符号序列
Figure BDA0000046154970000144
使用扩展形式说明扩展分割器620不仅可以在原始PAM-M星座集中操作，还可以在信道B(z)引入ISI后产生的原始星座的所有副本上操作。
需要注意的是，在预编码器250的至少一个实施例中，离散信道B(z)通常是首一方程和最小相位，并只包括整系数。
回到图2，完成预编码后，最后由TX滤波器260处理预编码的数据流。一般而言，通过PCB上的迹线发送的高速符号趋于遭受高频衰减，使得在接收器处更难进行发送数据的可靠检测。整体效果与减小高频符号增益的低通滤波器相类似。通常，介电损耗、表面效应和串扰是主要的影响因素。
在一个实施例中，TX滤波器260被配置为提升数据符号的高频成分，而不影响低频成分。在另一实施例中，TX滤波器260被配置为抑制低频成分，而不影响高频成分。
图7是根据本发明实施例的示例性TX滤波器260的实施例的示意图。如图7所示，TX滤波器260作为无限脉冲响应(FIR)滤波器实施并可以包括一个或多个延迟项“D”和权。在一个实施例中，权值b0、b1、……、bm可以在工作过程中动态调节以便根据信道条件提供不同预加权等级。
TX滤波器260完成滤波后，接下来可以将调制的数据流置于输出端280的物理信道中，并发送给接收实体。但是，在将其置于物理信道之前，TX滤波器260可以电平位移所述经调制的数据流，使发送的平均DC为零。下面将参考图3描述示例性接收实体。在描述接收实体前，需要注意，本领域技术人员应当理解，发送器200中的至少一个处理块可以被省略和/或由合理的变体替代，而不脱离本发明的精神和范围。
3.接收器
图3是根据本发明实施例的示例性接收器300的示意图。如图3所示，接收器300包括可编程增益放大器(PGA)305、连续时间滤波器(CTF)310、离散时间采样器315、消噪器320、前馈均衡器(FFE)325、数据检测器330、逆预编码器335、线性码解码器340、并转串模块345、FEC解码器350和去扰频器355。
在一个实施例中，接收器300在线卡收发器中实施并被配置为通过背板以太网系统中的印刷电路板上的一条或多条迹线接收数据，例如背板以太网系统100。更具体地，接收器300被配置为接收数据，该数据是根据PAM方法进行调制的，该PAM方法的阶数高于传统背板以太网系统中常使用的PAM-2方法的阶数。例如，在一个实施例中，接收器300被配置为接收根据PAM-4调制的并以等于或高于传统10.3125GHz速率的波特率接收的数据。但是，值得注意的是，接收器300可以被配置为接收根据任意合理的调制阶数和方法调制的数据。
在工作过程中，接收器300在输入端360从物理信道接收经调制的数据流。接收器300被配置为控制经调制的数据流适当恢复为输出数据流并在输出端365提供输出数据流。输出数据流可以包括语音、视频或任意其它应用或程序专用数据。
为了恢复输出数据流，在输入端360接收的经调制的数据流首先由PGA305进行处理。PGA 305被配置为放大经调制的数据流，同时在经调制的数据流上增加最小噪声。由于接收数据流的发送信道在发送过程中提供给经调制的数据流的衰减可以发生较大改变，PGA 305是可编程的，使得接收器300可以调节至不同信道条件例如长度。
被PGA 305放大后，经调制的数据流由CTF 310接收并处理。在一个实施例中，CTF 310被配置为抑制经调制的数据流中的多余热噪声和其它高频噪声源(例如任意电磁辐射)。在另一实施例中，CTF 310还被配置为将经调制的数据流中的中频成分提升为高频成分。
经调制的数据流被CTF 310滤波后由离散时间采样器315接收并处理。一般而言，离散时间采样器被配置为在时域采样经调制的数据流并在其输出端提供离散样本。在一个实施例中，离散时间采样器315是模数转换器(ADC)，它不仅能在时域采样，还能对经调制的数据流进行幅度量化。
被采样后，经调制的数据流的采样接下来由消噪器320接收并处理。在一个实施例中，消噪器320被配置为从经调制的数据流的采样中消除能够被模仿的一个或多个噪声源或失真。例如，消噪器320可以被配置为添加消除符号，该消除符号模仿PGA305、CTF 310和/或采样器315产生的近端串扰(NEXT)噪声和/或失真。在一个实施例中，消噪器320被配置为仅仅模仿并消除噪声源或失真的三次谐波成分，该成分通常是最主要的成分。在其它实施例中，消噪器320被配置为模仿并消除噪声源或失真除了三次谐波成分以外的其它谐波成分。
消噪器320后面是FFE 325。在一个实施例中，FFE 325作为并行FFE实施，并被配置为减小通过物理信道接收的数据符号上的提前(precursor)ISI的负面影响。特别地，FFE 325被配置为将数据符号延迟一个或多个符号周期，以便使用干扰当前符号的未来符号的合适加权组合来补偿提前ISI。在另一实施例中，FFE 325被配置为减少通过物理信道接收的数据符号上的提前和/或延后(postcusor)ISI。在再一实施例中，FFE 325被配置为将ISI和噪声置于数据检测器和/或决议反馈均衡器(DFE)的最优关系中。
一般而言，在非并行FFE实施例中，使用一系列延迟项和权在当前符号上补偿一个或多个未来符号的提前贡献。未来符号存储在延迟项系列中或从延迟项系列中流出。然后，将流出的值乘以与未来符号贡献的多余提前ISI相关的相应权重值。然后从已被基本消除提前ISI的当前符号中减去得到的产物。在一个实施例中，权重值由自适应引擎(未示出)确定，并可以被自适应引擎持续用于随接收数据的信道条件而改变。
需要注意，FFE 325可选地包含在接收器300中。例如，在其他实施例中，FFE 325可以省略且其功能可以由其他线性滤波器的组合(例如，TX线性滤波器260和CTF310)来执行。
FFE 325后的下两个处理块是数据检测器330和逆预编码器335。其中一个模块的实施常常会影响另一模块的实施。因此，下面将在几个不同实施例中一起描述这两个模块。
图8具体示出了这一结合的第一实施例，又称为“具有逆预编码器的DFE”800。为了说明的目的，“具有逆预编码器的DFE”800中还示出了示例性预编码器810和网络信道C(z)820。但是，需要注意，预编码器810和信道C(z)820实际上并不包含在“具有逆预编码器的DFE”800中。相反，预编码器810在发送实体中实施，信道C(z)820表示物理信道网络，数据通过该物理信道发送给接收器300，而且发送器200和接收器300中还可以包括其他线性滤波器。
在数据检测器330和逆预编码器335的结合的第一实施例中，数据检测器330作为DFE 830实施，逆预编码器335作为无限脉冲响应(FIR)滤波器B(z)840和模M模块850的结合实施。在该实施例中，DFE 830一点也不了解发送器端的预编码器810。因此，用来在预编码器810的反馈循环中实施滤波的多项式B(z)不必精确匹配描述离散时间信道C(z)820的多项式C(z)。DFE 830简单估算预编码的符号{x[k]}。
图9示出了数据检测器330和逆预编码器335的结合的第二实施例，又称为“具有扩展分割器的逆预编码器”900。为了说明的目的，“具有扩展分割器的逆预编码器”900中还示出了示例性预编码器910和信道B(z)920。但是，需要注意，预编码器910和信道B(z)920实际上并不包含在“具有扩展分割器的逆预编码器”900中。相反，预编码器910在发送实体中实施，信道网络B(z)920表示物理信道，数据通过该物理信道发送给接收器300，而且发送器200和接收器300中还可以包括其他线性滤波器。
在数据检测器330和逆预编码器335的结合的第二实施例中，数据检测器330作为扩展分割器930实施，逆预编码器335作为模M模块940实施。在该实施例中，DFE被完全清除并由扩展分割器930取代。在一个实施例中，由于扩展分割器930中没有反馈，可以按相当简单的方式对设备进行并行处理，以便在不需增加硬件的条件下高速实施。另外，由于该第二实施例中没有使用DFE，与DFE相关的误差增长这一已知缺陷也将消除。
图10示出了数据检测器330和逆预编码器335的结合的第三实施例，又称为“具有逆预编码器的局部DFE”1000。为了说明的目的，“具有逆预编码器的局部DFE”1000中还示出了示例性预编码器1010以及表示信道B(z)1020与F(z)1030的结合的信道。但是，需要注意，预编码器1010以及表示信道B(z)1020与F(z)1030的结合的信道实际上并不包含在“具有扩展分割器的逆预编码器”1000中。相反，预编码器1010在发送实体中实施，B(z)1020与F(z)1030的串联组合表示物理信道，数据通过该物理信道发送给如图3所示的接收器300。
在数据检测器330和逆预编码器335的结合的第三实施例中，数据检测器330作为DFE 1030实施，逆预编码器335作为模M模块1070实施。如图10所示，DFE 1040包括扩展分割器1050和在其反馈循环中实施的滤波器[f(z)-1]1060。DFE 1040被配置为对信道的F(z)部分执行均衡处理，该部分没有被预编码器1010进行处理。然而，扩展分割器1040的量仍要被扩展至与预编码器1010扩展经预编码的且经过滤的数据符号{y[k]}的量相同。例如，当F(z)的基模L1较小时可以优选地使用第三实施例，因为此时DFE的误差增长将会很小。
回到图3，被数据检测器330和逆预编码器335处理后，经逆预编码的数据符号将由线性码解码器340接收并处理。一般而言，线性码解码器340被配置为解调制经逆预编码的数据符号的符号。例如，假设该符号表示PAM-4数据，线性码解码器340被配置为将每个符号解调制为其相应二位值。
经解调制的位流随后被传递给并转串模块345，并转串模块345被配置为对至少两个经解调制的位流进行并转串处理，将其转换为一个串行数据流。一般而言，当接收器300通过至少两条迹线接收数据时，并转串模块345可选地包含在接收器300中。为清晰起见，只示出了一个与并转串模块345的输入端相连的串行处理块集。但是，需要注意，基于被配置来接收的并行数据流的数量，能够在接收器300中使用其他串行处理块集。
并转串模块345产生的经并转串的数据流随后将由FEC解码器350接收并处理。一般而言，FEC解码器350被配置为检测并恢复经并转串的数据流中的发送错误，并可以被配置为根据任意不同的FEC方法进行操作，包括例如格码调制(TCM)、低密度校验(LDPC)码以及BCH码诸如里德所罗门(RS)。在一个实施例中，FEC解码器350被配置为利用传达检错和纠错消息的一个或多个冗余符号来校正和/或检测接收器300通过至少两个并行数据流接收的数据的块中的错误。
在另一个实施例中，在接收器链中，FEC解码器350位于并转串模块345之前。此时，并转串模块345接收的每个并行数据流使用一个单独的FEC解码器350。
最后，经FEC解码器350处理后，经纠错的串行数据流由去扰频器355接收并处理，去扰频器355执行发送实体所执行的任意扰频功能的逆功能，以消除数字‘0’或‘1’值的长序列。将经去扰频的数据作为恢复的输出数据流在输出端365提供。
4.训练
图11是根据本发明实施例的包含训练序列路径的示例性接收器1100的示意图。更具体地说，接收器1100基本上包括与图2所示发送器200相同的结构。但是，增加了附加训练序列生成器1110、线性码编码器1120和复用器1130。一般而言，训练序列生成器1110被配置为生成接收实体已知的位序列，例如图3所示的接收器300，以便调节接收器和发送器中的其他处理块。
例如，在一个实施例中，发送器和接收器间的物理信道的脉冲响应可以利用接收器的训练序列进行估算。可以用该信道估算来设置接收器的FFE和DFE或发送器的预编码器，例如图2所示的预编码器250。在一个实施例中，利用已知训练序列自适应调节在接收器实施的DFE，然后传递DFE的反馈部分给发送器，可以调节预编码器，该反馈部分给出了该信道所需脉冲响应。
在另一实施例中，PGA例如接收器300中的PGA 305的增益设置，可以利用已知训练序列来确定。在再一实施例中，持续时间滤波器(CTF)例如接收器300中的CTF 310可以根据已知训练序列进行调节。在再一实施例中，可以在接收器例如接收器300中使用训练序列来估算处理接收符号的接收器中的模块产生的失真。例如，接收器300中的PGA 305和采样器315产生的失真可以利用已知训练序列进行估算，以便消噪器320从接收的符号中清除该失真。
上述实施例仅仅提供了能在通信中的接收器和发送器中调节的几个处理块的例子。本领域技术人员应当理解，其他的处理块的调节，例如图2所示的发送器200和图3所示的接收器300中的处理块也是可以实现的。
回到图11，可以选择性包括线性码编码器1120，以便根据与线性码编码器240实施的调制方法不同的调制方法调制训练序列生成器1110生成的训练序列的位。例如，在一个实施例中，线性码编码器240可以被配置为根据PAM-4调制自己接收的数据位，而线性码编码器1120可以被配置为根据PAM-2调制训练序列的位。在一个实施例中，利用较低阶调制方法可以更好地允许根据训练序列调节发送器和接收器的处理块。
复用器1130被用来在经调制的训练序列和经调制的实际数据序列间进行选择。在一个实施例中，当初始化发送器和接收器间的通信信道时，选择经调制的训练序列。在另一个实施例中，发送器和接收器间的通信线路建立后暂时选择训练序列，以便根据变化的信道条件调节处理块。
5.自动协商
在一个实施例中，还可以使用自动协商进程使两个背板以太网收发器自动传送它们各自的容量并充分利用它们最大的通用容量。例如，两个背板以太网收发器可以自动协商相互通信过程中使用的特定FEC方法。在一个实施例中，至少一个背板以太网收发器可以包括根据图2所示发送器200进行配置的发射器以及根据图3所示接收器300进行配置的接收器。
在一个实施例中，根据连接两个背板以太网收发器的物理链路所支持的SNR和/或一般噪声条件确定自动协商过程中一种FEC方法到另一种的选择。若物理链路支持低SNR，由于例如有噪PCB线或有噪背板，可以选择更有能量的FEC。另一方面，若物理链路支持高SNR，可以选择较低能量的FEC方法以增加延迟。一般而言，FEC方法的功率随冗余位数量或发送的包含给定数量数据位或符号的符号而增加。
在另一实施例中，可以根据所需延迟确定自动协商过程中从一种FEC方法到另一种的选择。为了提供更小的延迟，可以在自动协商时选择更低能量的FEC方法。一般而言，延迟随着FEC方法的功率而增加。
另一可以使用自动协商并可以增加背板以太网通信系统的SNR以实现更高数据速率的区域，在收发器的发送器和接收器间的串扰区域中。一般而言，背板以太网收发器的发送信号的功率高于其通常接收的弱信号。由于分别与背板以太网收发器的的发送器和接收器相连的发送线路在印刷电路板上相互关闭，因此它们对串扰更敏感。特别地，背板以太网收发器的接收器可以充满来自它自己的发送器的近端串扰噪声。
一种减轻近端串扰(NEXT)噪声并增加SNR的方法是除去这些信号。可以在接收器300中执行对这些信号的消除，例如通过上述消噪器320。但是，若发送器和接收器分别利用通用时钟发送并接收数据时这些信号的消除将被更有效地执行。在传统背板以太网系统中，通信中的两个收发器根据它们各自的驱动时钟发送数据。在一个实施例中，当两个背板以太网收发器间的通信进行初始化时，通过自动协商进程，可以建立主-从关系。特别地，通信中的两个背板以太网收发器可以协商并随后确定它们各自的主从地位。作为主体建立的背板以太网收发器可以提供时钟，两个背板以太网收发器各自的发送器可以根据该时钟发送数据。换言之，从背板以太网收发器锁定主背板以太网收发器的发送时钟并根据该时钟发送数据。如上所述，将通用时钟用于数据的发送可以增加发送器和接收器间生成的串扰噪声的消除效率。
在一个实施例中，背板以太网发送的每个并行流是根据同样的主时钟进行发送的，且每个与所述消息流相关的物理层被设计为全主或全从。在另一个实施例中，合成一流的所设计的并行流组中的每个并行流(例如，4个25Gbps流合成100Gbps流)，可以由背板以太网根据同样的主时钟进行发送，每个与所述消息流相关的物理层被设计为全主或全从。
6.结论
值得注意的是，用于解释权利要求的是具体实施例部分而不是摘要部分。摘要部分可以给出发明人预期的本发明的一个或多个而不是所有示例性实施例，因此，摘要部分不以任何方式限制本发明和权利要求。
上述实施例借助了功能性模块来描述特定功能的执行过程及其相互关系。为便于描述，文中对这些功能性模块的边界进行了专门的定义。但只要能够适当执行特定功能及其关系，还可以定义其它边界。
上述具体实施例可以揭露本发明的大致特点，使得本领域技术人员不需进行过度实验就能够轻易地修改和/或应用这些具体实施例，而不脱离本发明的范围。因此，根据本发明的教导，这些应用和修改包含在所公开实施例的等效替代的精神和范围内。可以理解的是，本文的措辞或术语是为了描述而不是为了限制，本说明书中的这些措辞或术语可以参照本领域技术人员的解释。
本发明的范围不受上述任意一个实施例限制，而由本发明的权利要求及其等同限定。

Claims (10)

1.一种发送器，配置为控制输入数据流适当格式化为输出数据流以便以至少10.3125GHz的波特率通过位于背板上的信道发送，其特征在于，所述发送器包括：
扰频器，配置为从所述输入数据流中清除数字0或数字1值的序列以提供经扰频的数据流；
前向纠错编码器，配置为生成并添加冗余符号到所述经扰频的数据流以提供经前向纠错编码的数据流，其中所述冗余符号使接收器能够检测并校正所述经前向纠错编码的数据流的发送过程中发生的错误；
线性码编码器，配置为利用阶数M大于2的脉冲幅度调制方法调制所述经前向纠错编码的数据流以提供经调制的数据流；
预编码器，配置为对所述经调制的数据流执行信道预均衡和功率限制以提供经预编码的数据流；以及
TX线性滤波器，配置为调节所述经预编码的数据流以补偿所述信道的高频衰减以便提供所述输出数据流。
2.根据权利要求1所述的发送器，其特征在于，所述预编码器包括用于执行信道预均衡的无限脉冲响应滤波器和用于执行发送功率限制的M模设备。
3.根据权利要求2所述的发送器，其特征在于，所述无限脉冲响应滤波器配置为具有与信道的逆传递函数基本相同的传递函数。
4.根据权利要求2所述的发送器，其特征在于，所述M模设备配置为限制所述经预编码的数据流的信号以使其幅度在区间[0,1,…,M-1]内。
5.根据权利要求1所述的发送器，其特征在于，所述前向纠错编码器配置为根据里德所罗门编码技术生成所述冗余符号。
6.根据权利要求1所述的发送器，其特征在于，还包括训练序列生成器，配置为生成接收实体已知的训练位序列。
7.根据权利要求1所述的发送器，其特征在于，所述发送器配置为根据信道所支持的信噪比以及所期望的时延中至少一项与接收实体进行自动协商进程以确定所述前向纠错编码器使用的前向纠错方法。
8.一种接收器，配置为控制通过背板上的信道以至少10.3125GHz的波特率接收的经调制的数据流适当恢复为输出数据流，其特征在于，所述接收器包括：
离散时间采样器，配置为在时域采样所述经调制的数据流以提供经采样的调制数据流；
具有逆预编码器的DFE，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作以便提供经逆预编码的符号流；
线性码解码器，配置为解调制所述经逆预编码的符号流以提供经解调制的数据流，其中所述经逆预编码的符号流是根据具有阶数大于2的脉冲幅度调制方法进行调制的；
前向纠错解码器，配置为在经解调制的位流中检测并校正错误以提供经纠错的数据流；以及
去扰频器，配置为对所述经纠错的数据流执行逆扰频功能以提供所述输出数据流。
9.一种接收器，配置为控制通过背板上的信道以至少10.3125GHz的波特率接收的经调制的数据流适当恢复为输出数据流，其特征在于，所述接收器包括：
离散时间采样器，配置为在时域采样所述经调制的数据流以提供经采样的调制数据流；
具有扩展分割器的逆预编码器，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作以便提供经逆预编码的符号流；
线性码解码器，配置为解调制所述经逆预编码的符号流以提供经解调制的数据流，其中所述经逆预编码的符号流是根据具有阶数大于2的脉冲幅度调制方法进行调制的；
前向纠错解码器，配置为在经解调制的位流中检测并校正错误以提供经纠错的数据流；以及
去扰频器，配置为对所述经纠错的数据流执行逆扰频功能以提供所述输出数据流。
10.一种接收器，配置为控制通过背板上的信道以至少10.3125GHz的波特率接收的经调制的数据流适当恢复为输出数据流，其特征在于，所述接收器包括：
离散时间采样器，配置为在时域采样所述经调制的数据流以提供经采样的调制数据流；
具有逆预编码器的局部DFE，配置为检测所述经采样的调制数据流中的符号并对检测到的符号执行M模操作以便提供经逆预编码的符号流；
线性码解码器，配置为解调制所述经逆预编码的符号流以提供经解调制的数据流，其中所述经逆预编码的符号流是根据具有阶数大于2的脉冲幅度调制方法进行调制的；
前向纠错解码器，配置为在经解调制的位流中检测并校正错误以提供经纠错的数据流；以及
去扰频器，配置为对所述经纠错的数据流执行逆扰频功能以提供所述输出数据流。
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