CN102130624A - 一种电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，其特征在于，基于2个数字滞环比较器控制ABC三相电流中的两相电流；采用载波调制器控制另外一相电流；电压型逆变器为基于6个IGBT的三相桥式逆变器。该方法不但继承了滞环控制的实现简单、响应迅速等优点，而且集成了载波调制的开关频率恒定、电流谐波畸变率低的优点。

Description

一种电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法

技术领域

本发明涉及一种电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法。

背景技术

三相电压型逆变器已被广泛地应用于交流传动、电能质量调节、可再生能源发电以及不间断电源等应用场合，大部分的电压型逆变器工作在电流控制模式，因而逆变器性能的优劣包括主要取决于电流环控制的好坏，尤其是在电力有源滤波器的应用当中，对电流控制提出了更高的要求。为了快速、准确地跟踪电网谐波电流，电力有源滤波器必须采用优良的电流控制方法，简单的，通常有一步预测控制、同步旋转坐标系下比例积分控制、比例谐振控制以及重复控制等方法得到调制波，然后通过载波调制或空间矢量调制实现逆变器输出电流的控制，但通常存在实现复杂，稳定性不容易保障等问题。滞环电流控制是一种简单、响应速度快、准确度较高，而且不存在稳定性问题；但缺点是其开关频率变化不定、存在相间干扰，并且存在某一输入相冗余的现象，而且输出滤波器设计困难。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提出一种电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，该电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法集成了载波调制和滞环控制的优点，纯数字实现，简单方便，且提高了系统的可控性。

本发明的技术解决方案如下：

一种电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，基于2个数字滞环比较器控制ABC三相电流中的两相电流；采用载波调制器控制另外一相电流；电压型逆变器为基于6个IGBT的三相桥式逆变器。

基于2个数字滞环比较器控制ABC三相电流中的两相电流的实现方法为：

所述两相电流中的每一相电流(i_a或i_b)与该相电流对应的参考电流(

或

)比较后得到误差值(e_a或e_b)，该误差值经过滞环比较器后再经非门逻辑单元(7)和死区生成装置(8)得到该相电流对应的2个IGBT的最终的驱动信号(S_a+，S_a-或S_b+，S_b-)；所述的非门逻辑单元产生一对基于滞环比较的互补信号；

采用载波调制器控制另外一相电流的实现方法为：

决策单元输出调制信号m，-1＜m＜1，m和载波发生器所产生的载波信号通过比较器进行比较，产生一对互补信号，再通过死区生成装置，产生C相桥臂的最终驱动信号(S_c+，S_c-)；载波发生器的周期为2T，载波为等腰三角波，变化范围是[-1，1]。

所述的决策单元为模糊控制器。

模糊控制器的输入变量为两相电流对应的2个误差值(e_a和e_b)，该2个误差值的论域为[-1A，1A]，A是电流单位安培，模糊语言变量值为N、Z和P，分别表示负、零和正；控制量m，也为载波调制的调制信号，其论域[-1，1]，模糊语言变量值为N、Z和P，分别表示负、零和正；

模糊推理规则见表1。

所述的决策单元为带前馈补偿的PI控制器，该控制器的输出为调制信号m，且m为：

$m=\frac{2\·u_{\mathrm{co}}}{u_{\mathrm{dc}}}=[k_p\·e_c+k_i\·\∫e_c\mathrm{dt}+u_{\mathrm{bo}}+u_{\mathrm{ao}}-e_{\mathrm{cN}}]/u_{\mathrm{dc}}$

其中，k_p和k_i分别为比例系数和积分系数；

u_dc为直流电压，函数sign()定义为

e_cN为C相的反电动势。

有益效果：

本发明提出一种电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，该方法不但继承了滞环控制的实现简单、响应迅速等优点，而且集成了载波调制的开关频率恒定、电流谐波畸变率低的优点，还可以充分利用载波调制控制精确的优点，提高系统的可控制性，改善电流控制的效果以及系统效率。

附图说明

图1为电压型逆变电路原理图；

图2为基本“滞环、载波”混合调制策略示意图；

图3为数字滞环比较示意图；

图4为基于模糊控制的“滞环、载波”混合调制策略示意图；

图5为模糊控制示意图；

图6为输入隶属度函数曲线；

图7为输出隶属度函数曲线；

图8为模糊推理示意图；

图9为基于PI控制的“滞环、载波”混合调制策略示意图；

图10为基于模糊控制的输出电流波形图；

图11为基于PI控制的输出电流波形图；

图12为完全数字滞环控制下的输出电流波形图。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：

三相电压型逆变器的拓扑结构如图1所示，根据基本电路理论，可以得到如下系统方程：

$\underset{x=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{i}_x=0---\left(2\right)$

式(1)中，o点为三相逆变器中间直流电压的中点；u_xo为逆变器交流端到o点的电压，且u_xo只有两个值：u_xo＝±0.5u_dc，u_dc为中间直流电压，e_xN为反电动势，i_x为三相交流电流，其中x∈{a，b，c}。以上方程具有普遍意义，根据反电动势的类型不同，可代表电机驱动系统、并网逆变系统(如：有源滤波器、静止无功补偿器和光伏并网发电装置)等等。

根据式(1)，虽然系统有三个控制输入，但鉴于控制矩阵的秩仅为2的缘故，从而无法实现三相电流的独立控制。同时，考虑到式(2)的约束，其实只需要控制三相电流的任意两相即可达到控制的目的，假设仅仅控制A，B相电流，那么C相的控制输入u_co成为一个额外的自由度，但该自由度的合理应用将决定电流控制性能的好坏。

本发明提出如图2所示的“滞环、载波”混合调制策略。其中，采用两个滞环控制器控制A相和B相电流，而C相则采用载波调制，载波调制的调制信号来源于决策单元。由于滞环调制的控制自由度较小，可改变的参数主要是滞环带宽，而且修改起来不够方便，而对于载波调制而言，因为u_co的平均值可精确控制，其控制自由度大，因此，根据不同的性能需求，可优化设计决策单元，达到控制电流的目的。

衡量逆变器性能的优劣，除了电流控制性能的好坏，其系统效率也是一个重要的评估指标。在滞环控制的前提下，若想取得良好的电流跟踪性能，则需要较高的开关频率作为代价，如此将导致系统开关损耗严重，再者，常用的大功率IGBT器件也难以满足过高的开关频率(大于20KHz)的要求。因此，本发明提出一种基于模糊控制思想的模糊决策单元，其总体框架如图4所示，为了简单，该模糊决策单元有两个输入，即A，B相电流跟踪误差，在模糊决策单元设计的过程中，充分利用C相载波调制对A、B相电流滞环控制的影响，设计一种兼顾电流跟踪性能，同时降低开关损耗的模糊决策单元。

当系统效率成为次要目标时，可以发挥载波调制的优势，提高电流控制性能，本发明提出一种基于比例积分(PI)控制器的决策单元，其总体框架如图9所示，决策单元有五个输入，包括C相电流误差项，A，B相滞环控制器的输出状态，直流电压信息以及C相反电动势。其中后四项输入用以实现前馈补偿。具体设计如下：

令C相电流误差为

$e_c=i_c^{*}-i_c---\left(3\right)$

其中，

为C相参考电流，参考电流根据不同的应用情况，由相应的上层控制器给出。【

的频率、相位和幅度都可以由用户通过上层控制器自由给定，然后该逆变器会跟踪这个电流，比如，如果需要将输出的并网电流，那么频率取电网频率，相位与电网电流相位相同，如果需要对电网进行谐波补偿，那么该参考电流中还包括与原电网中谐波方向相反(即正负相反)的谐波电流分量。总而言之，是根据不同的应用场合而设定。A，B相的参考电流也类似】

那么误差方程

由于u_bo，u_ao可通过滞环控制器的输出状态s_a，s_b重构而得，而反电动势e_cN变化相对较慢，可通过估计的方法得到，在一些应用场合还可以直接测量得到，比如并网逆变器、有源滤波器等。

故系统(4)的控制输入u_co可简单的设计为：

u_co＝[k_p·e_c+k_i·∫e_cdt+u_bo+u_ao-e_cN]/2          (5)

其中，

u_dc为直流电压，函数sign()定义为

$\mathrm{sihn}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{c}1,x>0\\ -1,x\≤0\end{array}\right.---\left(6\right)$

然后，对u_co进行如下操作，便可得到调制信号m。

$m=\frac{2\·u_{\mathrm{co}}}{u_{\mathrm{dc}}}---\left(7\right)$

本发明所提的“滞环、载波”混合调制策略，适用于如图1所示的三相电压型逆变电路的电流控制。该电压型逆变电路包括两个电解电容2，逆变器拓扑1，输出滤波电感3，DSP(TMS320F2812)控制器4，以及驱动电路5。“滞环、载波”混合调制策略在DSP中实现。

图2为基于模糊控制的“滞环、载波”混合调制策略示意图，首先，通过TMS320F2812内置的ADC模块对三相电压型逆变器输出电流进行采样得到i_a，i_b，然后，和参考电流

相减，求得电流误差e_a，e_b，并将其作为数字滞环比较器的输入。数字滞环比较器的工作原理为：数字滞环比较器以周期T进行采样，以A相为例，一旦检测所得的电流误差满足

1)若e_a＞β，那么，其输出s_a＝1；

2)若e_a＜-β，那么，其输出s_a＝0。β取值1安培。

3)否则，其输出维持状态不变。

图3为数字滞环比较器工作示意图，其优点是逆变器最大开关频率受控，容易实现，但缺点是误差总是超过预先设定的滞环带宽β，当然也可以通过提高采样频率降低因采样频率不够而导致的误差。

数字滞环比较器的输出信号经过非门逻辑单元7，生产一对互补信号，为了避免逆变器上下桥臂直通的情况，然后将这对互补信号通过死区生成装置8，从而产生最终的驱动信号(S_a+，S_a-)或(S_b+，S_b-)。

决策单元12的输入信号为电流误差，经过决策单元的处理，决策单元输出调制信号m，该信号满足-1＜m＜1。然后调制信号m和载波发生器10所产生的载波信号通过比较器9进行比较，产生一对互补信号，同样通过一个死区生产装置8，产生最终的C相上、下桥臂的驱动信号(S_c+，S_c-)。其中，载波发生器的周期为2T。以上描述的是一种广义“滞环、载波”混合调制策略的基本框架，具体的调制还取决于决策单元的设计。

图4为基于模糊控制的“滞环、载波”混合调制策略示意图，和图2的主要区别是决策单元的不同，模糊决策单元11的输入信号仅有两个，即A，B相电流控制误差信号，模糊决策单元11的具体架构图为图5所示。A，B相电流误差信号进入模糊决策单元11后，先进行标度变换单元14，根据不同的控制需求，可选择不同比例k，然后依次通过模糊化，模糊推理和清晰化单元，最终得到调制信号m，供载波调制实现。

输入隶属度函数如图6所示，输出隶属度函数如图7所示，模糊规则表如表1所示，采用Mamdani的min.-max.模糊推理算法得到β_ii＝μ_i(e_a)∧μ_i(e_b)，且i∈(P，Z，N)，详细的可参考图8，然后利用高度法去模糊化得到调制波m，m的取值在[-1，1]范围内，它的计算公式如下。

$m=\frac{\mathrm{\Σ}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ii}}*b_{\mathrm{ii}}}{\mathrm{\Σ}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ii}}}---\left(7\right)$

其中，b_ii为单值形式，且b_ii∈(-1，0，1)。

图9为基于PI的“滞环、载波”混合调制策略示意图，其核心也是PI单元13的设计，PI单元13可按式(5)进行处理，其中参数k_p和k_i均大于零。

为了验证所提方法的有效性，对一具体应用进行了仿真实验。系统具体参数如下：采样周期T＝50μs，死区时间为4μs，滞环带宽β＝1A，标度变换系数k＝1，中间直流电容由两个450V/3300μF电解电容串联而成。三相串联RL(R＝0.5欧姆，L＝3mH)负载，母线电压设定为400伏，在几种控制方案下进行了仿真。图10为基于模糊控制的“滞环、载波”混合调制策的输出电流。图11为基于PI控制的“滞环、载波”混合调制策的输出电流，其控制参数k_p＝25000，k_i＝8000；图12则为完全数字滞环控制下的输出电流波形。通过对比分析发现，图10中的电流质量最佳，尤其是其中的C相电流，说明基于PI控制的“滞环、载波”混合调制策可提高系统电流控制性能，图11中的电流控制效果次之，而图12中的电流效果最差。对开关频率进行了简单的统计，发现在模糊控制下的平均开关频率为9.08khz，相对PI控制下的平均开关频率9.36khz和纯数字滞环控制的9.25khz均少，因而效率相对较高。综上所述，所提“滞环、载波”混合调制策能改善纯滞环控制的性能。

模糊规则表1

Claims (5)

1.一种电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，其特征在于，基于2个数字滞环比较器控制ABC三相电流中的两相电流；采用载波调制器控制另外一相电流；电压型逆变器为基于6个IGBT的三相桥式逆变器。

2.根据权利要求1所述的电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，其特征在于，基于2个数字滞环比较器控制ABC三相电流中的两相电流的实现方法为：

所述两相电流中的每一相电流(i_a或i_b)与该相电流对应的参考电流(

或

)比较后得到误差值(e_a或e_b)，该误差值经过滞环比较器后再经非门逻辑单元(7)和死区生成装置(8)得到该相电流对应的2个IGBT的最终的驱动信号(S_a+，S_a-或S_b+，S_b-)；所述的非门逻辑单元产生一对基于滞环比较的互补信号；

采用载波调制器控制另外一相电流的实现方法为：

决策单元输出调制信号m，-1＜m＜1，m和载波发生器所产生的载波信号通过比较器进行比较，产生一对互补信号，再通过死区生成装置，产生C相桥臂的最终驱动信号(S_c+，S_c-)；载波发生器的周期为2T，载波为等腰三角波，变化范围是[-1，1]。

3.根据权利要求2所述的电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，其特征在于，所述的决策单元为模糊控制器。

4.根据权利要求3所述的电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，其特征在于，模糊控制器的输入变量为两相电流对应的2个误差值(e_a和e_b)，该2个误差值的论域为[-1A，1A]，A是电流单位安培，模糊语言变量值为N、Z和P，分别表示负、零和正；控制量m，也为载波调制的调制信号，其论域[-1，1]，模糊语言变量值为N、Z和P，分别表示负、零和正；

模糊推理规则见表1。

5.根据权利要求2所述的电压型逆变器的滞环、载波混合调制方法，其特征在于，所述的决策单元为带前馈补偿的PI控制器，该控制器的输出为调制信号m，且m为：

m＝[k_p·e_c+k_i·∫e_cdt+u_bo+u_ao-e_cN]/u_dc

其中，k_p和k_i分别为比例系数和积分系数； u_dc为直流电压，函数sign()定义为

为C相的反电动势。

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