CN102111084B - 单相dc-ac逆变器的电流波形控制方法及其应用 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种单相DC-AC逆变器的电流波形控制方法，基于单相DC-AC逆变器闭环控制系统实现，在电流环调节器PI₂的输出端增加一个补偿框，经过该补偿框将调节器PI₂的输出U_LR再加上

后作为下一级的输入

本发明的电流波形控制方法能有效抑制单相DC-AC逆变器因死区时间引起的电流波形交越失真，从而提高单相DC-AC逆变器输出电流波形的正弦度，减小总谐波电流失真度(THD)，这种逆变器可以是并网工作，也可以是离网工作，适用于将各种直流电压转换为交流电压。

Description

单相DC-AC逆变器的电流波形控制方法及其应用

技术领域

本发明涉及一种单相DC-AC逆变器，尤其涉及该种逆变器的电流波形控制方法。

背景技术

在光伏发电、燃料电池发电、风力发电、风光互补发电及通信电源等各种发电方式中，常需要将直流电变换为交流电。如图5所示是现有技术单相并网DC-AC逆变器的闭环控制系统结构框图，用它可以实现电压和电流的DC-AC逆变，这种DC-AC逆变可以是并网工作，也可以是离网工作。

具体来看：如图1所示是传统单相PWM整流器的主电路拓扑，图中e_g为电网电压，L为串联电感，R为L的寄生电阻，V₁～V₄与D₁～D₄构成单相H桥，C为滤波与储能电容，R_L为负载电阻。当E_d小于e_g的峰值时，图1的单相PWM整流器处于PWM整流状态。

再如图2所示传统单相PWM整流器的调制模式。设S_k为开关函数：

k＝A、B由基尔霍夫定律可得如下电压方程

$L\frac{{\mathrm{di}}_g}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_g=e_g-(V_A-V_B)---\left(1\right)$

$C\frac{{\mathrm{dE}}_d}{\mathrm{dt}}=i_A{S}_A+i_B{S}_B-i_{\mathrm{RL}}=i_g(S_A-S_B)-i_{\mathrm{RL}}---\left(2\right)$

由于

$V_{\mathrm{AB}}=V_A-V_B={\mathrm{ME}}_d(S_A-S_B)/\sqrt{2}---\left(3\right)$

式(3)代入式(1)有

$L\frac{{\mathrm{di}}_g}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_g=e_g-(V_A-V_B)=e_g-{\mathrm{ME}}_d(S_A-S_B)/\sqrt{2}---\left(4\right)$ 由式(4)、(2)可得如图3所示传统单相PWM整流器主电路的数学模型或结构框图。

在光伏并网逆变中一般也采用图1所示的主电路拓扑，只是负载电阻R_L＝∞而已，如图4所示。由于是并网逆变，所以电流i_g改变了方向。如此一来，式(1)、(2)、(4)的电压方程都要改变符号，如式(5)、(6)、(7)所示。

$L\frac{{\mathrm{di}}_g}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_g=(V_A-V_B)-e_g---\left(5\right)$

$C\frac{{\mathrm{dE}}_d}{\mathrm{dt}}=-i_g(S_A-S_B)-i_{\mathrm{RL}}---\left(6\right)$

$L\frac{{\mathrm{di}}_g}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_g=(V_A-V_B)-e_g={\mathrm{ME}}_d(S_A-S_B)/\sqrt{2}-e_g---\left(7\right)$

式(5)又可写成

$L\frac{{\mathrm{di}}_g}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_g+e_g=V_A-V_B---\left(8\right)$

且由式(7)可得调制深度M为

$M=\frac{\sqrt{2}(V_A-V_B)}{E_d(S_A-S_B)}---\left(9\right)$

由于电压V_AB＝(V_A-V_B)是瞬时值而不是有效值，它已隐含着峰值，所以式(9)的可以取消。另外，S_A、S_B只能是0或1两种取值，当S_A、S_B同时为0时，表示i_g沿着电网e_g和H桥的两个下桥臂在续流，即i_g与直流电压E_d各自独立，没有能量的授受关系；反之，当S_A、S_B同时为1时，表示i_g沿着电网e_g和H桥的两个上桥臂在续流，i_g与直流电压E_d也各自独立，也没有能量的授受关系。上述两种情况下，式(9)是不需要的。

这样，式(9)中的S_A和S_B只要考虑两种组合就可以，即S_A＝1与S_B＝0，或S_A＝0与S_B＝1。从而将式(9)写成

$M=\frac{{(V_A-V_B)}^{*}}{E_d}---\left(10\right)$

并把式中的(V_A-V_B)^*作为输出电压指令。

由上述推导，可以画出传统单相并网DC-AC逆变器的闭环控制系统结构框图如图5所示。该框图描述如下：

一种单相并网DC-AC逆变器的闭环控制系统结构框图，框图的输入端为逆变器直流母线设定的基准电压

(通常设为

)，该

与直流母线上的实际电压E_d相减后进入调节器PI₁。PI₁输出后与sinωt相乘，其输出作为逆变器的输出电流指令该

与逆变器的输出实际电流i_g相减后进入调节器PI₂。传统单相并网DC-AC逆变器闭环控制系统结构框图中，PI₂的输出U_LR直接与电网电压e_g相加后作为逆变器输出电压的指令值(V_A-V_B)^*。该(V_A-V_B)^*进入1/E_d框，即除以E_d后作为调制深度M。该调制深度M进入PWM框，它决定了逆变桥功率开关器件的导通与关断时间长度，从而决定了逆变器的输出电压(V_A-V_B)(即PWM框的输出)。该(V_A-V_B)减去电网电压e_g后进入1/(LS+R)框，其输出即为并网电流i_g(也即输出实际电流i_g)。该i_g一方面反馈回调节器PI₂的输入端去减输出电流指令

另一方面进入(S_A-S_B)框，其输出减去负载电阻R_L上的电流i_RL(通常不接R_L，此时R_L＝∞，则i_RL＝0)后进入1/SC框。1/SC框的输出直流电压E_d(即直流母线实际电压)反馈回调节器PI₁的输入端去减直流母线设定的基准电压

然后进入调节器PI₁。

由于众所周知的原因，在使用H桥进行DC-AC逆变时，为防止同一相上下桥臂的功率开关器件在互换导通、关断时发生短路现象，必须给即将开通的功率开关器件设置死区时间T_d。但也由于该死区时间，导致了该单相DC-AC逆变器的闭环控制系统的输出电流波形发生了交越失真(如图7所示)。

发明内容

鉴于上述现有技术存在的缺陷，本发明的目的是提出一种单相DC-AC逆变器的电流波形控制方法及其应用，以改善输出波形的正弦度。

本发明电流波形控制方法的目的，将通过以下技术方案得以实现：

单相DC-AC逆变器的电流波形控制方法，基于单相DC-AC逆变器闭环控制系统实现，其特征在于：对所述闭环控制系统中电流环调节器PI₂的输出U_LR进行一补偿运算，作为下一级的输入U_LR ^*，所述补偿运算公式为：

其中：为逆变器的输出电流指令；T_d为H桥所设置的死区时间；

E_d为直流母线上的实际电压，

为直流母线设定的基准电压；k₂＝i_rate/i_g，i_rate为逆变器的额定输出电流，i_g为逆变器的实际输出电流，1≤k₂≤6；k₃＝f_c/f_s，f_c为逆变器的载波频率，f_s为电压、电流的采样频率。

本发明的应用目的：在光伏发电、燃料电池发电、风力发电、风光互补发电或者通信电源的单相DC-AC逆变器中，运用所述电流波形控制方法抑制因逆变器死区时间引起的交越失真。单相DC-AC逆变器具有并网工作或离网工作的应用能力。

本发明所述的电流波形控制方法能有效抑制单相DC-AC逆变器因死区时间引起的电流波形交越失真，从而提高单相DC-AC逆变器输出电流波形的正弦度，减小总谐波电流失真度(THD)。这种逆变器可以是并网工作，也可以是离网工作，适用于将各种直流电压转换为交流电压。

附图说明

图1为现有技术单相PWM整流器的主电路拓扑图；

图2为现有技术单相PWM整流器的调制模式示意图；

图3为现有技术单相PWM整流器主电路的数学模型；

图4为现有技术单相并网DC-AC逆变器的主电路拓扑；

图5为现有技术单相并网DC-AC逆变器的闭环控制系统结构框图；

图6为本发明单相并网DC-AC逆变器的闭环控制系统实施例结构框图；

图6a是图6的局部放大示意图(视觉方向转90°)；

图7为图5所示DC-AC逆变器的输出电流波形；

图8为图6所示DC-AC逆变器的输出电流波形。

具体实施方式

以下便结合实施例附图，对本发明的具体实施方式作进一步的详述，以使本发明技术方案更易于理解、掌握。

闭环控制系统结构框图介绍

通过对比图5和图6所示的现有技术与本发明单相DC-AC逆变器的闭环控制系统结构可见：该闭环控制系统的组成及整体架构基本相同，且相同部分已在背景技术部分详细介绍，故不在重述。本发明的主要特征通过两图比较体现而出：

采用软件的方法，PI调节器PI₂的输出U_LR不是直接与电网电压e_g相加后作为逆变器输出相电压的指令值(V_A-V_B)^*，而是经过一个补偿框，该补偿框的输出再与电网电压e_g相加后作为逆变器输出电压的指令值(V_A-V_B)^*。该补偿框进行如下运算：

上式中，U_LR、

如图6中所注，

为逆变器的输出电流指令，T_d是为防止逆变桥上下桥臂短路所设置的死区时间，k₁是电压补偿系数，k₂是电流补偿系数，k₃是采样频率与载波频率的补偿系数，其表达式如下：

$k_1=\frac{E_d}{E_d^{*}}$ $k_2=\frac{i_{\mathrm{rate}}}{i_g}$ $k_3=\frac{f_c}{f_s}$

其中，

是逆变器直流母线设置的基准电压，E_d是逆变器直流母线电压实际值；i_rate是逆变器输出电流额定值，i_g是逆变器输出电流实际值；f_c是逆变器输出电流采样频率，f_s是逆变器的载波频率。

分析与比较

图7为传统单相并网DC-AC逆变器的输出电流波形(有效值＝6.655A)，图8为本发明单相并网DC-AC逆变器的输出电流波形(有效值＝6.595A)。比较两波形明显可看出，图7的电流波形在过零点有明显的交越失真，而图8没有交越失真；采用日本的日置电能质量分析仪(HIOKI 3196)检测其总谐波电流失真率，前者THD＝4.61％，而后者只有THD＝2.36％，后者显然优于前者。

综上，基于实施例的电流波形控制算法的工作原理分析、闭环控制系统结构框图表述、补偿量的数学表达，旨在阐明本发明的内在实质。故凡基于本发明上述精神实质，或通过简单的结构变换，或通过等效替换所形成的技术方案，均视为涵盖于本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.单相DC-AC逆变器的电流波形控制方法，基于单相DC-AC逆变器闭环控制系统实现，其特征在于：对所述闭环控制系统中电流环调节器PI₂的输出U_LR进行一补偿运算，作为下一级的输入U_LR ^*，所述补偿运算公式为：其中：

为逆变器的输出电流指令；

T_d为H桥所设置的死区时间；

，E_d为直流母线上的实际电压，

为直流母线设定的基准电压；

k₂＝i_rate/i_g，i_rate为逆变器的额定输出电流，i_g为逆变器的实际输出电流，1≤k₂≤6；

k₃＝f_c/f_s，f_c为逆变器的载波频率，f_s为电压、电流的采样频率。

2.权利要求1所述单相DC-AC逆变器的电流波形控制方法的应用，其特征在于：在光伏发电、燃料电池发电、风力发电、风光互补发电或者通信电源的单相DC-AC逆变器中，运用所述电流波形控制方法抑制因逆变器死区时间引起的交越失真。

3.根据权利要求2所述的单相DC-AC逆变器的电流波形控制方法的应用，其特征在于：所述单相DC-AC逆变器具有并网工作或离网工作的应用能力。

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