CN102100025A - 通信系统、接收装置及通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种通信系统、接收装置及通信方法。其中，接收装置与具备多根发送天线的发送装置进行通信，具备：至少1根接收天线，接收发送装置从多根发送天线发送的多个发送信号；傅立叶变换部，将接收天线接收到的信号从时域变换到频域；传播路径估计部，估计多根发送天线与接收天线之间的传播路径，并计算传播路径估计值；和信号检测部，根据傅立叶变换部变换到频域的信号分割多径来检测多个发送信号。

Description

通信系统、接收装置及通信方法

技术领域

本发明涉及通信系统、接收装置及通信方法。

本申请基于2008年7月28日在日本申请的特愿2008-193407号主张优先权，并将其内容援引于此。

背景技术

近年来，在无线通信领域中，为了实现高速传输，使用了MIMO(Multiple Input Multiple Output：多输入多输出)系统。该MIMO系统通过将多个独立的发送信号以相同频率、同一定时从无线发送装置发送至无线接收装置，从而能够在不扩展频带宽度的情况下提高传输速率。

在MIMO系统中，不同的发送信号被复用后由无线接收装置接收。因此，在无线接收装置中，使用了将空间上被复用的发送信号分离的技术。

图18是以往公知的MIMO系统的概略构成图。该MIMO系统具备：无线发送装置51(也称为发送装置)、无线接收装置52(也称为接收装置)。无线发送装置51具备T根(T为2或比2大的整数)发送天线A_s1～A_sT，从各发送天线A_s1～A_sT向无线接收装置52发送不同的发送信号s₁～s_T。

从无线发送装置51的各发送天线A_s1～A_sT发送出的发送信号s₁～s_T，由无线接收装置52所具备的R根(R为1或比1大的整数)接收天线A_r1～A_rR接收。此时，MIMO系统的收发信号可由式(1)～式(5)那样表示。

【数学式1】

r＝Hs+n…(1)

【数学式2】

r＝[r₁ … r_R]^T…(2)

【数学式3】

【数学式4】

s＝[s₁ … s_T]^T…(4)

【数学式5】

n＝[n₁ … n_R]^T…(5)

其中，式(1)的左边和式(2)的左边的向量r，是将无线接收装置52的各接收天线A_r1～A_rR所接收的接收信号作为要素的1行×R列的接收信号向量。

另外，式(3)的左边的向量H，是以无线发送装置51的各发送天线A_s1～A_sT与无线接收装置52的接收天线A_r1～A_rR之间的传播路径响应(h₁₁、……、h_R1、……、h_1T、……h_RT)作为要素的R行×T列的传播路径矩阵。

在此，h₁₁是发送天线A_s1与接收天线A_r1之间的传播路径响应。h_R1是发送天线A_s1与接收天线A_rR之间的传播路径响应。另外，h_1T是发送天线A_sT与接收天线A_r1之间的传播路径响应。h_RT是发送天线A_sT与接收天线A_rR之间的传播路径响应。另外，矩阵的右上角的记号T表示该矩阵的转置矩阵。

式(4)的左边的向量s，是以无线发送装置51的各发送天线A_s1～A_sT所发送的发送信号作为要素的1行×T列的发送信号向量。另外，式(5)的左边的向量n，是以无线接收装置52的各接收天线A_r1～A_rR中加入的噪声作为要素的1行×R列的噪声向量。

如式(1)所示，作为对空间上被复用的信号进行分离的技术，公知有线性处理。线性处理例如有ZFD(Zero Forcing Detection：过零检测)或MMSED(Minimum Mean Square Error Detection：最小均方误差检测)。

由于这些线性处理的运算量少，故经常被使用。上述的MIMO系统记载在非专利文献1中。

在以往的MIMO系统中，无线接收装置52的接收天线数R多的情况下能够得到良好的特性。尤其是，为了使用上述的ZFD或MMSED等的线性处理得到良好的传输特性，在无线发送装置51的发送天线数T与无线接收装置52的接收天线数R之间，希望T≤R这一关系成立。

如果T＞R，则传输特性显著劣化。为了避免该问题，只要增加无线接收装置52的接收天线数即可。可是，在无线接收装置52是移动终端等小型无线接收装置的情况下，可搭载的接收天线数受限制，难以增加接收天线数。

【非专利文献1】Arogyaswami J.Paulraj、Dhananjay A.Gore、RohitU.Nabar、Helmut Bolcskei、“An overview of MIMO communications-A keyto Gigabit wireless”、Proceedings of the IEEE、Vol.92、No.2、pp.198～218、2004年2月

发明内容

本发明鉴于上述情况而实现，其目的在于提供一种能够在不增加接收装置的接收天线数的情况下在发送装置和接收装置之间得到良好的传输特性的通信系统、接收装置及通信方法。

(1)本发明是为了解决上述课题而进行的，本发明的一个方式的通信系统具备发送装置和接收装置，其中，所述发送装置具备：多根发送天线；和发送部，从所述多根发送天线向所述接收装置分别发送发送信号；所述接收装置具备：至少1根接收天线，接收从所述多根发送天线发送出的多个发送信号；傅立叶变换部，将所述接收天线接收到的信号从时域变换到频域；传播路径估计部，估计所述多根发送天线与所述接收天线之间的传播路径，并计算传播路径估计值；和信号检测部，根据由所述傅立叶变换部变换到频域的信号，对多径进行分割，来检测所述多个发送信号。

(2)另外，本发明的一方式的接收装置与具备多根发送天线的发送装置进行通信，其中，该接收装置具备：至少1根接收天线，接收所述发送装置从所述多根发送天线发送出的多个发送信号；傅立叶变换部，将所述接收天线接收到的信号从时域变换到频域；传播路径估计部，估计所述多根发送天线与所述接收天线之间的传播路径，并计算传播路径估计值；信号检测部，根据由所述傅立叶变换部变换到频域的信号，对多径进行分割，来检测所述多个发送信号。

(3)另外，本发明的一方式的接收装置的所述信号检测部，也可根据由所述傅立叶变换部变换到频域的信号，生成基于多径而分割后的多径分割信号，并利用该多径分割信号检测所述多个发送信号。

(4)另外，本发明的一方式的接收装置，也可具备：解调部，对所述信号检测部检测出的信号进行解调处理，来生成比特的可靠度信息即编码比特对数似然比；和解码部，对所述解调部生成的编码比特对数似然比进行纠错解码处理；所述信号检测部利用所述解码部输出的编码比特对数似然比，生成所述多径分割信号。

(5)另外，本发明的一方式的接收装置的所述信号检测部，也可具备：符号副本生成部，根据所述编码比特对数似然比生成调制符号的副本即符号副本；多径分割部，基于多径对所述传播路径估计值进行分割；分割用副本生成部，根据所述符号副本和由所述多径分割部分割后的传播路径估计值，生成用于生成所述多径分割信号的分割用副本；接收信号分割部，从由所述傅立叶变换部变换到频域的信号中减去所述分割用副本，生成所述多径分割信号；和信号分离部，根据所述多径分割信号检测所述多个发送信号。

(6)另外，本发明的一方式的接收装置的所述信号分离部，也可利用所述传播路径估计值、由所述多径分割部分割后的传播路径估计值、和所述符号副本，生成线性权重，并利用该线性权重检测所述多个发送信号。

(7)另外，本发明的一方式的接收装置，也可具备：解调部，对所述信号检测部检测出的信号进行解调处理，来生成比特的可靠度信息即编码比特对数似然比；和解码部，对所述解调部生成的编码比特对数似然比进行纠错解码处理；所述信号检测部具备：符号副本生成部，根据所述解码部进行了纠错解码处理后的编码比特对数似然比生成调制符号的副本即符号副本；接收信号副本生成部，根据所述符号副本和所述传播路径估计值生成接收信号副本；副本去除部，从由所述傅立叶变换部变换到频域的信号中去除所述接收信号副本；多径分割部，基于多径对所述传播路径估计值进行分割；和信号再生部，利用所述副本去除部去除了接收信号副本后的信号、所述传播路径估计值、由所述多径分割部分割后的传播路径估计值、和所述符号副本，检测所述多个发送信号。

(8)另外，本发明的一方式的接收装置的所述信号再生部，也可按照每个期望的发送信号来检测所述多个发送信号。

(9)另外，本发明的一方式的接收装置，也可利用单载波传输与所述发送装置进行通信。

(10)另外，本发明的一方式的接收装置，也可利用多载波传输与所述发送装置进行通信。

(11)另外，本发明的一方式的通信方法，利用了具备多根发送天线的发送装置和具备至少1根接收天线的接收装置，其中，所述发送装置具有发送步骤，从所述多根发送天线向所述接收装置分别发送发送信号；所述接收装置具有：傅立叶变换步骤，将所述接收天线接收的所述发送信号从时域变换到频域；传播路径估计步骤，估计所述多根发送天线与所述接收天线之间的传播路径，并计算传播路径估计值；和信号检测步骤，根据在所述傅立叶变换步骤中变换到频域的信号，对多径进行分割，来检测所述多个发送信号。

(发明效果)

在本发明的通信系统、接收装置及通信方法中，能够在不增加接收装置的接收天线数的情况下在发送装置与接收装置之间可得到良好的传输特性。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式所涉及的无线发送装置的构成的概略框图。

图2是表示本发明的第1实施方式所涉及的无线接收装置的构成的概略框图。

图3是表示本发明的第1实施方式所涉及的无线接收装置的信号检测部(图2)的构成的概略框图。

图4是表示本发明的第1实施方式所涉及的多径分割部的多径分割的处理的一例的图。

图5是表示本发明的第1实施方式所涉及的无线接收装置的接收处理的流程图。

图6是表示本发明的第1实施方式所涉及的接收信号分割部的处理的流程图。

图7是表示本发明的第1实施方式所涉及的信号分离部的处理的流程图。

图8是表示本发明的第1实施方式所涉及的分割用副本生成部的处理的流程图。

图9是表示本发明的第2实施方式所涉及的无线接收装置的信号检测部的构成的概略框图。

图10是表示本发明的第2实施方式所涉及的无线接收装置的接收处理的流程图。

图11是表示本发明的第2实施方式所涉及的副本去除部的处理的流程图。

图12是表示本发明的第2实施方式所涉及的信号再生部的处理的流程图。

图13是表示本发明的第3实施方式所涉及的无线接收装置的接收处理的流程图。

图14是表示本发明的第4实施方式所涉及的无线发送装置的构成的概略框图。

图15是表示本发明的第4实施方式所涉及的无线接收装置的构成的概略框图。

图16是表示本发明的第4实施方式所涉及的无线接收装置的信号检测部(图15)的构成的概略框图。

图17是表示本发明的第4实施方式所涉及的无线接收装置的接收处理的流程图。

图18是以往公知的MIMO系统的概略构成图。

图中：100：无线发送装置；101-1～101-T：编码部；102-1～102-T：调制部；103-1～103-T：IFFT部；104-1～104-T：导频复用部；105-1～105-T：GI插入部；106-1～106-T：D/A变换部；107-1～107-T：发送滤波部；108-1～108-T：无线部；109-1～109-T：发送天线；110：导频信号生成部；200：无线接收装置；201-1～201-R：接收天线部；202-1～202-R：无线部；203-1～203-R：接收滤波部；204-1～204-R：A/D变换部；205-1～205-R：FFT部；206a、206b：信号检测部；207-1～207-T：解调部；208-1～208-T：解码部；209：传播路径估计部；301：接收信号分割部；302：信号分离部；303：符号副本生成部；304：分割用副本生成部；305：多径分割部；401：副本去除部；402：信号再生部；403：符号副本生成部；404：接收信号副本生成部；405：多径分割部；900：无线发送装置；901-1～901-T：编码部；902-1～902-T：调制部；903-1～903-T：DFT部；904-1～904-T：子载波分配部；905-1～905-T：导频复用部；906-1～906-T：IFFT部；907-1～907-T：GI插入部；908-1～908-T：D/A变换部；909-1～909-T：发送滤波部；910-1～910-T：无线部；911-1～911-T：发送天线部；912：导频信号生成部；1000：无线接收装置；1001-1～1001-R：接收天线；1002-1～1002-R：无线部；1003-1～1003-R：接收滤波部；1004-1～1004-R：A/D变换部；1005-1～1005-R：FFT部；1006：信号检测部；1007-1～1007-T：解调部；1008-1～1008-T：解码部；1009：传播路径估计部；1101：副本去除部；1102：信号再生部；1103：符号副本生成部；1104：接收信号副本生成部；1105：多径分割部。

具体实施方式

以下，利用附图对本发明的第1～第4实施方式进行说明。首先，对本发明的第1实施方式进行说明。

(第1实施方式)

在第1实施方式中，对使用MIMO-OFDM(Multiple Input MultipleOutput-Orthogonal Frequency Division Multiplexing：多输入多输出-正交频分复用)的无线通信系统进行说明。

本发明的第1实施方式所涉及的无线通信系统具备：无线发送装置100(图1)和无线接收装置200(图2)。无线发送装置100是基站装置。无线接收装置200是便携式电话等的移动台装置。

图1是表示本发明的第1实施方式所涉及的无线发送装置100的构成的概略框图。无线发送装置100具备：编码部101-1～101-T、调制部102-1～102-T、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：逆快速傅立叶变换)部103-1～103-T、导频复用部104-1～104-T、GI(Guard Interval：保护间隔)插入部105-1～105-T、D/A(Digital to Analogue：数字/模拟)变换部106-1～106-T、发送滤波部107-1～107-T、无线部108-1～108-T、发送天线109-1～109-T、导频信号生成部110。此外，在图1中，T是2或比2大的整数。

编码部101-1对无线发送装置100的上位层(省略图示)输出的信息比特进行卷积编码或Turbo编码等的纠错编码，并输出至调制部102-1。

调制部102-1将被编码部101-1纠错编码过的编码比特映射成QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：4相相移调制)、16QAM(16Quadrature Amplitude Modulation：16值正交振幅调制)等的调制符号，并输出至IFFT部103-1。

IFFT部103-1将从调制部102-1输出的调制符号从频域的信号变换成时域的信号，并输出至导频复用部104-1。

导频信号生成部110生成导频信号，分别输出至导频复用部104-1～104-T。

导频复用部104-1对IFFT部103-1输出的信号，复用由导频信号生成部110生成的导频信号，并输出至GI插入部105-1。

GI插入部105-1对导频复用部104-1输出的信号，附加保护间隔，并输出至D/A变换部106-1。

D/A变换部106-1将GI插入部105-1输出的信号从数字信号变换成模拟信号，并输出至发送滤波部107-1。

发送滤波部107-1对被D/A变换部106-1所D/A变换后的信号进行波形整形，并输出至无线部108-1。

无线部108-1将发送滤波部107-1输出的信号变换到无线频率，并输出至发送天线109-1。

发送天线109-1将通过无线部108-1变换到无线频率的信号发送至无线接收装置200(图2)。

无线发送装置100并行地生成多个(T个)按上述方式生成的发送信号。无线发送装置100用多根发送天线109-1～109-T，将生成的T个信号以相同频率、同一定时发送至无线接收装置200。发送信号通过多径传播路径，被无线接收装置200接收。

此外，因为编码部101-2(省略图示)～101-T、调制部102-2(省略图示)～102-T、IFFT部103-2(省略图示)～103-T、导频复用部104-2(省略图示)～104-T、GI插入部105-2(省略图示)～105-T、D/A变换部106-2(省略图示)～106-T、发送滤波部107-2(省略图示)～107-T、无线部108-2(省略图示)～108-T、发送天线109-2(省略图示)～109-T的构成，与编码部101-1、调制部102-1、IFFT部103-1、导频复用部104-1、GI插入部105-1、D/A变换部106-1、发送滤波部107-1、无线部108-1、发送天线109-1的构成相同，因此省略这些部件的说明。

图2是表示本发明的第1实施方式所涉及的无线接收装置200的构成的概略框图。无线接收装置200具备：接收天线部201-1～201-R、无线部202-1～202-R、接收滤波部203-1～203-R、A/D(Analogue toDigital：模拟/数字)变换部204-1～204-R、FFT(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换)部205-1～205-R、信号检测部206a、解调部207-1～207-T、解码部208-1～208-T、传播路径估计部209。此外，在图2中，R是1或比1大的整数。另外，在图2中，T是2或比2大的整数。

接收天线201-1接收无线发送装置100(图1)所发送的信号，并输出至无线部202-1。

无线部202-1将接收天线201-1输出的信号从无线频率变换成基带信号，并输出至接收滤波部203-1。

接收滤波部203-1对无线部202-1输出的信号进行波形整形，并输出至A/D变换部204-1。

A/D变换部204-1将接收滤波部203-1输出的信号从模拟信号变换成数字信号，并输出至FFT部205-1和传播路径估计部209。

FFT部205-1将A/D变换部204-1输出的信号从时域的信号变换到频域的信号，并作为接收信号输出至信号检测部206a。

信号检测部206a从FFT部205-1～205-R输出的接收信号中，利用解码部208-1～208-R输出的比特LLR(Log Likelihood Ratio：对数似然比)和传播路径估计部209输出的传播路径估计值，进行被MIMO复用过的信号的分离，并输出至解调部207-1～207-T。

解调部207-1通过对信号检测部206a输出的信号进行解调处理，来计算比特LLR，并输出至解码部208-1。在此，对使用了QPSK作为调制方式时的解调处理进行说明。将信号分离后的规定的符号设为X。另外，将构成QPSK调制符号的比特设为b₀、b₁。

此时，对符号X进行解调而得到的编码比特LLR即λ(b₀)如以下的式(6)表示。

【数学式6】

$\mathrm{\λ}\left(b_0\right)=\frac{2\mathrm{Re}\left(X\right)}{\sqrt{2}(1-\mathrm{\μ})}\·\·\·\left(6\right)$

λ()表示LLR。Re()表示复数的实部。针对λ(b₁)的比特LLR是通过将式(6)的Re(X)置换成X的虚部而得到的。μ是MIMO信号分离后的等效振幅增益，作为MIMO信号分离中使用的权重与传播路径估计值之积而求出。

解码部208-1对解调部207-1输出的比特LLR进行纠错解码处理，输出信息比特。另外，解码部208-1将比特LLR输出至信号检测部206a。

传播路径估计部209利用A/D变换部204-1～204-R输出的信号含有的导频信号，来估计传播路径估计值，并输出至信号检测部206a。

此外，因为接收天线部201-2(省略图示)～201-R、无线部202-2(省略图示)～202-R、接收滤波部203-2(省略图示)～203-R、A/D变换部204-2(省略图示)～204-R、FFT部205-2(省略图示)～205-R、解调部207-2(省略图示)～207-T、解码部208-2(省略图示)～208-T的构成与接收天线部201-1、无线部202-1、接收滤波部203-1、A/D变换部204-1、FFT部205-1、解调部207-1、解码部208-1的构成相同，故省略这些部件的说明。

接着，具体说明使用线性权重即MMSE(Minimum Mean SquareError：最小均方误差)权重进行MIMO信号分离时的信号检测部206a的处理。第k子载波中的MIMO-OFDM接收信号R(k)如以下的式(7)表示。

【数学式7】

R(k)＝H(k)S(k)+N(k)…(7)

在式(7)中，R(k)表示以各接收天线201-1～201-R所接收到的接收信号作为要素的R维接收信号向量。更具体而言，R(k)是表示从无线接收装置200的FFT部205-1～205-R输出并被输入至信号检测部206a的接收信号分割部301(后述的图3)的频域的信号的R维向量。

另外，H(k)表示以各发送天线109-1～109-T(图1)和接收天线201-1～201-R(图2)之间的传播路径作为要素的R行T列的传播路径矩阵。

另外，S(k)表示以各发送天线109-1～109-T所发送的信号作为要素的T维发送信号向量。更具体而言，S(k)表示无线发送装置100的调制部102-1～102-T向IFFT部103-1～103-T输出的频率轴上的信号的T维向量。

另外，N(k)表示以各接收天线201-1～201-R中的噪声作为要素的R维噪声向量。

此外，k是表示满足1≤k≤N_sub的条件的整数。N_sub表示OFDM信号的子载波数。另外，多径分割后的接收信号即R_B(k)如以下的式(8)表示。

在本发明的实施方式中，以得到良好的传输特性为目的，对多径(超前波的路径以及与其不同的延迟波的路径的总称)的接收信号进行分割。分割后的接收信号分别是在从相应的接收天线的接收信号中去除了接收信号副本后的去除残差成分上，相加了以分割后的多径生成的接收信号副本后的信号。以下，利用数学式对该点进行说明。

【数学式8】

$R_B\left(k\right)=\tilde{R}\left(k\right)+{\hat{R}}_B\left(k\right)...\left(8\right)$

在此，将多径分割后的信号数设为N_B。如果将第1～第R接收天线201-1～201-R中的分割数、即分割后的信号数分别设为N₁～N_R，则N_B＝N₁+……+N_R。

R_B(k)是以利用多径分割后的传播路径估计值生成的接收副本作为要素的N_B维向量。

另外，R～(k)是将去除了各接收天线201-1～201-R中的接收信号副本后的信号的各接收天线分量，拷贝分割数份而得到的N_B维向量。

为了从接收信号中去除接收信号副本，使用以下的式(9)。

【数学式9】

$R_{\mathrm{res}}\left(k\right)=R\left(k\right)-\hat{h}\left(k\right)\hat{S}\left(k\right)...\left(9\right)$

其中，在式(9)中，h^(k)是N_R行T列的传播路径估计值矩阵。另外，S^(k)是以各发送天线109-1～109-T中的符号副本作为要素的T维向量。

作为N_B维向量的R～(k)例如是将R_res(k)的第1要素拷贝N₁个作为第1要素～第N₁要素，将R_res(k)的第2要素拷贝N₂个作为第(N₁+1)要素～第(N₁+N₂)要素，……，将R_res(k)的第R要素拷贝N_R个作为第(N₁+……+N_R-1+1)要素～第N_B要素而生成的。另外，R^_B(k)是以在分割后的多径中生成的接收副本作为要素的N_B维向量。即，将接收天线201-1中的接收信号副本、即在用分割数N₁分割后的多径中生成的接收副本作为R^_B(k)的第1～第N₁要素，……，将接收天线201-R中的接收信号副本、即在用分割数N_R分割后的多径中生成的接收副本作为R^_B(k)的第(N₁+……+N_R-1+1)要素～第N_B要素而生成的。

MMSE权重采用使||W^H(k)R_B(k)-S(k)||²最小的W(k)。此外，矩阵的右上角的记号H表示矩阵的复数共轭转置。||x||²表示x的范数。

MMSE权重即W^H(k)通过以下的式(10)～式(12)表示。

【数学式10】

$W^H\left(k\right)=H_B^H\left(k\right){(H_B\left(k\right)P\left(k\right)H_B^H\left(k\right)+\tilde{H}\left(k\right)\mathrm{\Λ}\left(k\right){\tilde{H}}^H\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}_n^2{I_N}_B)}^{-1}...\left(10\right)$

【数学式11】

$P\left(k\right)=\hat{S}\left(k\right){\hat{S}}^H\left(k\right)...\left(11\right)$

【数学式12】

$\mathrm{\Λ}\left(k\right)={I_N}_T-\hat{S}\left(k\right){\hat{S}}^H\left(k\right)...\left(12\right)$

式(11)的左边的P(k)表示符号副本生成的可靠度。因此，如果可靠性为100％，则P(k)为I_NT、即T行T列的单位矩阵，式(12)的左边的Λ(k)为T行T列的零矩阵。为了容易理解，考虑P(k)为单位矩阵、Λ(k)为零矩阵这一极限状态。这种情况下，式(10)变为W^H(k)＝H^H _B(k)(H_B(k)H^H _B(k))^-1。W^H(k)为T行N_B列的矩阵，R_B(k)为N_B维向量。因此，W^H(k)R_B(k)为T维向量，S(k)＝W^H(k)R_B(k)。该W^H(k)R_B(k)是信号分离部302的输出。因此，表示该W^H(k)R_B(k)在极限状态下完全再现了发送信号即信息比特。即使不是极限状态，根据本实施方式，在接收天线的根数少的状态下，也可在宽传输环境下完全再现发送信号即信息比特。进而，通过与纠错编码的并用，格外改善了该特性。此外，在式(10)中，H～(k)是将H(k)的第1行拷贝N₁个、将第2行拷贝N₂个、......、将第R行拷贝N_R个而得到的矩阵，是N_B行T列的矩阵。H_B(k)是以分割后的多径的传递函数作为要素的N_B行T列的矩阵。另外，σ_n ²是噪声功率。另外，I_N表示N行N列的单位矩阵。

图3是表示本发明的第1实施方式所涉及的无线接收装置200的信号检测部206a(图2)的构成的概略框图。信号检测部206a具备：接收信号分割部301、信号分离部302、符号副本生成部303、分割用副本生成部304、多径分割部305。

接收信号分割部301利用从分割用副本生成部304得到的分割用副本，基于多径对从FFT部205-1～205-R(图2)得到的频域的接收信号进行分割，并输出至信号分离部302。接收信号分割部301用式(8)生成多径分割后的接收信号即R_B(k)。

信号分离部302将接收信号分割部301输出的信号看做接收天线201-1～201-R接收到的接收信号，进行MIMO的信号分离。例如，信号分离部302在进行MMSE这样的线性处理的情况下，利用传播路径估计部209输出的传播路径估计值、多径分割部305输出的多径分割后的传播路径估计值、符号副本生成部303生成的符号副本、及式(10)的MMSE权重W^H(k)，对接收信号分离部301输出的信号进行MIMO的信号分离，并输出至解调部207-1～207-T(图2)。

在进行由比特b₀、b₁构成的QPSK调制的情况下，符号副本生成部303生成的符号副本即X由以下的式(13)那样表示。

【数学式13】

$X=\frac{1}{\sqrt{2}}\tanh (\mathrm{\λ}\left(b_0\right)/2)+\frac{j}{\sqrt{2}}\tanh (\mathrm{\λ}\left(b_1\right)/2)...\left(13\right)$

其中，在式(13)中，X是表示调制符号的期待值的符号副本。另外，tanh是双曲线正切函数。另外，j是满足j²＝-1的虚数单位。

分割用副本生成部304利用符号副本生成部303输出的符号副本和多径分割部305输出的多径分割后的传播路径估计值，生成多径分割用的接收副本，并输出至信号分离部302。

图4(a)～图4(d)是表示本发明的第1实施方式所涉及的多径分割部305(图3)的多径分割的处理的一例的图。在图4(a)～图4(d)中，横轴取时间，纵轴取功率。

图4(a)表示多径的延迟概图的一例。p1～p6表示超前波或者延迟波。在以后的说明中，将超前波以及延迟波合起来称为延迟波。

在此，将图4(a)的延迟波p1～p6多径分割为3块。多径分割后的传播路径成为图4(b)、图4(c)、图4(d)所示的块b1、b2、b3。块b1由延迟波p1～p6中的延迟波p1、p2构成。块b2由延迟波p1～p6中的延迟波p3、p4构成。块b3由延迟波p1～p6中的延迟波p5、p6构成。

接收信号分割部301将接收信号分割为通过了块b1、b2、b3的传播路径的信号。因此，分割用副本生成部304例如在生成通过了块b1的传播路径的接收信号的情况下，利用延迟波p3～p6的传播路径生成接收副本。

接收信号分割部301从接收信号中减去根据延迟波p3～p6生成的接收副本，生成通过了块b1的传播路径的接收信号。同样地，接收信号分割部301从接收信号中减去根据延迟波p1、p2、p5、p6生成的接收副本，生成通过了块b2的传播路径的接收信号。接收信号分割部301从接收信号中减去根据延迟波p1～p4生成的接收副本，生成通过了块b3的传播路径的接收信号。

此外，在一次也未进行解码处理的情况下，无法生成接收副本。因此，接收信号分割部301不进行多径分割处理，而进行以往的MIMO信号分离处理。

图5是表示本发明的第1实施方式所涉及的无线接收装置200(图2)的接收处理的流程图。

首先，信号检测部206a的接收信号分割部301(图3)用在步骤S508生成的分割用副本，基于多径对从FFT部205-1～205-R输出的频域的接收信号进行分割(步骤S501)。

然后，信号检测部206a的信号分离部302(图3)将在步骤S501分割后的接收信号看做由接收天线201-1～201-R接收到的信号，进行MIMO信号分离(步骤S502)。

然后，解调部207-1～207-T(图2)对在步骤S502中MIMO分离后的信号进行解调处理(步骤S503)，计算编码比特LLR。

然后，解码部208-1～208-T(图2)对在步骤S503中计算出的编码比特LLR进行纠错解码处理(步骤S504)。

然后，解码部208-1～208-T(图2)对在步骤S504中进行的纠错解码处理的结果，判定是否检测出错误(步骤S505)。另外，解码部208-1～208-T(图2)判定步骤S504的纠错解码处理是否未达到既定的处理次数(步骤S505)。在步骤S505中未检测出错误的情况下，或者达到了既定的处理次数的情况下(步骤S505为“否”)，解码部208-1～208-T输出信息比特，结束图5的流程图的处理。

另一方面，在步骤S505检测出错误的情况下，或者未达到既定的处理次数的情况下(步骤S505为“是”)，解码部208-1～208-T将编码比特LLR输出至信号检测部206a的符号副本生成部303。

然后，信号检测部206a的符号副本生成部303(图3)利用在步骤S505中解码部208-1～208-T输出的编码比特LLR，生成符号副本(步骤S506)。

然后，信号检测部206a的多径分割部305(图3)将传播路径估计部209(图2)输出的传播路径估计值分割为多径(步骤S507)。

然后，信号检测部206a的分割用副本生成部304(图3)利用在步骤S506中生成的符号副本和在步骤S507中分割后的多径，生成用于分割接收信号的分割用副本(步骤S508)。然后，进入至步骤S501。

图6是表示本发明的第1实施方式所涉及的接收信号分割部301(图3)的处理的流程图。接收信号分割部301通过从接收信号中减去分割用副本，来从接收信号中去除分割用副本(步骤S2001)，对接收信号进行多径分割。分割用副本是想要提取出的多径以外的路径的接收副本。此外，如式(8)所示，在从接收信号中减去接收信号副本之后，也可加上想要提取出的路径的接收副本。

图7是表示本发明的第1实施方式所涉及的信号分离部302(图3)的处理的流程图。首先，信号分离部302基于传播路径估计值和多径分割后的传播路径估计值，生成式(10)的MMSE权重(步骤S2101)。

然后，信号分离部302将在步骤S2101中生成的MMSE权重与多径分割后的接收信号相乘(步骤S2102)，进行MIMO信号分离。

图8是表示本发明的第1实施方式所涉及的分割用副本生成部304(图3)的处理的流程图。分割用副本生成部304根据符号副本和分割用传播路径估计值，生成想要提取出的路径以外的副本即分割用副本(步骤S2201)。

此外，多径分割例如可按照分割后的传播路径的功率大致相等的方式分割，也可按照分割后的传播路径的路径数相等的方式分割，还可按照分割后的路径间的最大时间差相等的方式分割，也可基于其他基准进行分割。

另外，多径分割数也可在各接收天线201-1～201-R中任意设定。例如，在各接收天线201-1～201-R中也可使分割数相等。另外，也可存在未分割的接收天线，只要在至少1根接收天线进行多径分割即可。

此外，在第1实施方式中，说明了MIMO信号分离中利用线性运算的MMSE的情况，但并不限定于此，也可利用其他MIMO信号的分离方法。

例如，对于式(7)所示的多径分割后的接收信号R(k)，也可使用MLD(Maximum Likelihood Detection：最大似然检测)、进行运算量削减型的MLD的方法即球内解码(Sphere Decoding)、QRM-MLD(QRdecomposition and M algorithm-MLD：用QR分割和M算法来削减运算量的MLD)。例如，在使用MLD的情况下，将发送信号的全部模式中的式(14)表示的α最小的模式作为发送信号进行检测。

【公式14】

α＝||R_B(k)-H_B(k)S_C(k)||²…(14)

此外，在式(14)中，S_C(k)表示发送信号的模式之一。

由此，基于多径对接收信号进行分割，通过将分割后的信号的每一个看做由接收天线接收到的信号进行MIMO信号分离，从而能够在不增加无线接收装置200的接收天线数的情况下提高MIMO的信号分离的性能。

另外，即使无线接收装置200的接收天线数对于进行MIMO分离而言是充分的，当收发天线间的衰落相关变高时，MIMO的信号分离的性能就会劣化。对此，当基于多径对接收信号进行分割时，会有接收侧的相关下降的效果。例如，即使在上行链路的基站这样的接收相关高的环境下也是有效的。

如上述，本发明的第1实施方式所涉及的无线通信系统(也称为通信系统)具备：无线发送装置100(也称为发送装置)和无线接收装置200(也称为接收装置)。

无线发送装置100(图1)具备多根发送天线109-1～109-T。

无线发送装置100的无线部108-1～108-T(也称为发送部)从多根发送天线109-1～109-T向无线接收装置200分别发送发送信号。

无线接收装置200(图2)具备多根接收天线201-1～201-R，对从无线发送装置100的多根发送天线109-1～109-T发送来的多个发送信号进行接收。此外，在本实施方式中，对无线接收装置200具备多根接收天线201-1～201-R的情况进行了说明，但是并不限定于此，无线接收装置200至少具备一根接收天线即可。

无线接收装置200的FFT部205-1～205-R(也称为傅立叶变换部)将由接收天线201-1～201-R接收到的信号从时域变换到频域。

无线接收装置200的传播路径估计部209估计无线发送装置100的多根发送天线109-1～109-T与无线接收装置200的接收天线201-1～201-R之间的传播路径，来计算传播路径估计值。

无线接收装置200的信号检测部206a根据由FFT部205-1～205-R变换到频域的信号来对多径进行分割，检测多个发送信号。

更具体而言，信号检测部206a根据由FFT部205-1～205-R变换到频域的信号，利用解码部208-1～208-T输出的编码比特对数似然比，生成基于多径分割后的多径分割信号，利用该多径分割信号来检测多个发送信号。

信号分离部206a利用传播路径估计值、由多径分割部305分割后的传播路径估计值、和符号副本，来生成线性权重，利用该线性权重检测多个发送信号。

无线接收装置200的解调部207-1～207-T对信号检测部206a检测出的信号进行解调处理，生成比特的可靠度信息即编码比特对数似然比。

无线接收装置200的解码部208-1～208-T对解调部207-1～207-T生成的编码比特对数似然比进行纠错解码处理。

如图3所示，信号检测部206a具备：根据编码比特对数似然比生成调制符号的副本即符号副本的符号副本生成部303、基于多径对传播路径估计值进行分割的多径分割部305、根据符号副本和由多径分割部305分割后的传播路径估计值来生成用于生成多径分割信号的分割用副本的分割用副本生成部304、从由FFT部205-1～205-R变换到频域的信号中减去分割用副本来生成多径分割信号的接收信号分割部301、以及根据多径分割信号检测多个发送信号的信号分离部302。

在本发明的第1实施方式中，通过采用上述的构成，能够在不增加无线接收装置200的接收天线数的情况下在无线发送装置100和无线接收装置200之间得到良好的传输特性。

尤其，在本实施方式中，因为在频率轴上进行了必要的信号处理，故处理变得格外容易。

(第2实施方式)

接着，对本发明的第2实施方式进行说明。本发明的第2实施方式所涉及的无线通信系统具备：无线发送装置和无线接收装置。因为第2实施方式所涉及的无线发送装置和无线接收装置具有与第1实施方式所涉及的无线发送装置100(图1)和无线接收装置200(图2)同样的构成，故省略这些说明。其中，第2实施方式所涉及的无线接收装置代替无线接收装置200的信号检测部206a，而具备信号检测部206b。

在第1实施方式中，无线接收装置200的信号检测部206a利用符号副本生成的可靠度进行MIMO的信号分离。在第2实施方式中，无线接收装置的信号检测部206b利用后述的式(18)进行MIMO的信号分离。

当用逆矩阵的引理使第1实施方式中说明过的式(10)变形时，成为以下的式(15)～式(17)。

【数学式15】

$W^H\left(k\right)=P^{-1}\left(k\right)(P^{-1}\left(k\right)+\mathrm{\Γ}\left(k\right){)}^{-1}{H}_B^H\left(k\right){\mathrm{\Σ}}^{-1}\left(k\right)...\left(15\right)$

【数学式16】

$\mathrm{\Σ}\left(k\right)=H\left(k\right)\mathrm{\Λ}\left(k\right)H^H\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}_n^2{I}_{{\mathrm{RN}}_B}...\left(16\right)$

【数学式17】

$\mathrm{\Γ}\left(k\right)=H_B^H\left(k\right){\mathrm{\Σ}}^{-1}\left(k\right)H_B\left(k\right)...\left(17\right)$

由此，MIMO分离后的输出Z(k)成为以下的式(18)。

【数学式18】

$Z\left(k\right)=W^H\left(k\right)\tilde{R}\left(k\right)$

$=P^{-1}\left(k\right){(P^{-1}\left(k\right)+\mathrm{\Γ}\left(k\right))}^{-1}(\mathrm{\Γ}\left(k\right)\hat{S}\left(k\right)+H_B^H\left(k\right){\mathrm{\Σ}}^{-1}\left(k\right)\tilde{R}\left(k\right))...\left(18\right)$

在式(18)中，首先从接收信号中去除接收信号副本，然后再生信号，从而生成了MIMO分离后的信号。在如第1实施方式那样使用式(10)的情况下，在去除接收信号副本之际，需要考虑对多径进行分割。但是，在如第2实施方式那样使用式(18)的情况下，在去除接收信号副本时，无需考虑多径的分割。

在第2实施方式中，能够利用去除了接收信号副本后的信号来确定多径分割的块尺寸或分割数等多径分割所需的信息。

图9是表示本发明的第2实施方式所涉及的无线接收装置的信号检测部206b的构成的概略框图。信号检测部206b具备：副本去除部401、信号再生部402、符号副本生成部403、接收信号副本生成部404、多径分割部405。信号检测部206b进行基于式(18)的处理。

在信号检测部206b的副本去除部401中，从FFT部205-1～205-R输入了接收信号。副本去除部401减去接收信号副本生成部404生成的接收信号副本。副本去除部401利用式(9)从接收信号中去除接收信号副本，并输出至信号再生部402。

多径分割部405利用从传播路径估计部209(图2)得到的传播路径估计值，计算对多径进行分割后的传播路径估计值，并输出至信号再生部402。

符号副本生成部403根据解码部208-1～208-T(图2)输出的比特LLR，生成调制符号的副本即符号副本，并输出至信号再生部402和接收信号副本生成部404。

接收信号副本生成部404利用传播路径估计值和符号副本来生成接收信号副本，并输出至副本去除部401。

信号再生部402利用副本去除部401输出的信号、多径分割后的传播路径估计值和符号副本，重构期望信号，求出MIMO的信号分离后的信号，并输出至解调部208-1～208-T(图2)。信号再生部402利用式(15)求出MMSE权重W^H(k)。

图10是表示本发明的第2实施方式所涉及的无线接收装置的接收处理的流程图。

首先，信号检测部206b的副本去除部401(图9)从FFT部205-1～205-R输出的频域的接收信号中去除在步骤S708生成的接收信号副本(步骤S701)。

然后，信号检测部206b的多径分割部405(图9)对多径的传播路径估计值进行分割(步骤S702)。

然后，信号检测部206b的信号再生部402(图9)基于在步骤S701去除了接收副本后的信号和在步骤S702分割后的传播路径估计值，生成MIMO信号分离后的信号(步骤S703)。

然后，解调部207-1～207-T(图2)对MIMO信号分离后的信号进行解调处理(步骤S704)，求出编码比特LLR。

然后，解码部208-1～208-T(图2)对在步骤S704求出的编码比特LLR进行纠错解码处理(步骤S705)。

然后，解码部208-1～208-T(图2)对步骤S705中的纠错解码处理的结果，判定是否检测出错误(步骤S706)。另外，解码部208-1～208-T(图2)判定步骤S705的纠错解码处理是否未达到既定的处理次数(步骤S706)。在步骤706中未检测出错误的情况下、或者在达到了既定的处理次数的情况下(步骤S706为“否”)，解码部208-1～208-T输出信息比特，结束图10的流程图的处理。

另一方面，在步骤S706中检测出错误的情况下、或者在未达到既定的处理次数的情况下(步骤S706为“是”)，解码部208-1～208-T将编码比特LLR输出至信号检测部206b的符号副本生成部403。

然后，信号检测部206b的符号副本生成部403(图9)根据编码比特LLR生成符号副本(步骤S707)。

然后，信号检测部206b的接收信号副本生成部404(图9)生成接收信号的副本(步骤S707)。然后，进入至步骤S701。

图11是表示本发明的第2实施方式所涉及的副本去除部401(图9)的处理的流程图。副本去除部401从接收信号中去除接收信号副本(步骤S2301)，生成仅仅扩展了分割数份的信号。在步骤S2301中例如生成式(8)的R～(k)。

图12是表示本发明的第2实施方式所涉及的信号再生部402(图9)的处理流程图。信号再生部402根据传播路径估计值生成式(16)的权重∑^-1(k)(步骤S2401)。

然后，信号再生部402对接收信号副本被去除后的接收信号例如R～(k)，乘以多径分割后的传播路径估计值H_B(k)与步骤S2401中生成的权重∑^-1(k)之积即H_B(k)∑^-1(k)(步骤S2402)。

然后，信号再生部402在步骤S2402得到的信号上加上符号副本，如式(18)所示，生成MIMO信号分离后的信号(步骤S2403)。

如上述，第2实施方式所涉及的无线通信系统与第1实施方式同样地具备无线发送装置100和无线接收装置200。

无线发送装置100(图1)具备多根发送天线109-1～109-T。

无线发送装置100的无线部108-1～108-T从多根发送天线109-1～109-T向无线接收装置200分别发送发送信号。

无线接收装置200具备对从无线发送装置100的多根发送天线109-1～109-T发送出的多个发送信号进行接收的接收天线201-1～201-R。此外，在本实施方式中，对无线接收装置200具备多根接收天线的情况进行了说明，但是并不限定于此，无线接收装置200至少具备1根接收天线即可。

无线接收装置200的FFT部205-1～205-R将由接收天线201-1～201-R接收到的信号从时域变换到频域。

无线接收装置200的传播路径估计部209估计无线发送装置100的多根发送天线与无线接收装置200的接收天线201-1～201-R之间的传播路径，来计算传播路径估计值。

无线接收装置200的信号检测部206b根据由FFT部205-1～205-R变换到频域的信号对多径进行分割，按照每个期望的发送信号来检测多个发送信号。

信号检测部206b具备：根据解码部208-1～208-T进行了纠错解码处理后的编码比特对数似然比，来生成调制符号的副本即符号副本的符号副本生成部403；根据符号副本和传播路径估计值生成接收信号副本的接收信号副本生成部404；从由FFT部205-1～205-R变换到频域的信号中去除接收信号副本的副本去除部401；基于多径对传播路径估计值进行分割的多径分割部405；利用由副本去除部401去除了接收信号副本后的信号、传播路径估计值、由多径分割部405分割后的传播路径估计值、和符号副本，来检测多个发送信号的信号再生部402。

无线接收装置200的解调部207-1～207-T对信号检测部206b检测出的信号进行解调处理，生成比特的可靠度信息即编码比特对数似然比。

无线接收装置200的解码部208-1～208-T对解调部207-1～207-T生成的编码比特对数似然比进行纠错解码处理。

在本发明的第2实施方式中，通过采用上述构成，能够在不增加无线接收装置200的接收天线数的情况下在无线发送装置100和无线接收装置200之间得到良好的传输特性。

另外，在第2实施方式中，首先从接收信号中去除接收信号副本，然后再生信号。因此，无需确定在生成副本时如何对多径进行分割，因为能够确定在去除副本后如何分割多径，所以可提高多径分割的精度。

(第3实施方式)

接着，对本发明的第3实施方式进行说明。本发明的第3实施方式所涉及的无线通信系统具备：无线发送装置和无线接收装置。因为第3实施方式所涉及的无线发送装置和无线接收装置具有与第1实施方式所涉及的无线发送装置100(图1)和无线接收装置200(图2)同样的构成，故省略这些说明。其中，第3实施方式所涉及的无线接收装置与第2实施方式同样地，代替信号检测部206a而具备信号检测部206b。

第1及第2实施方式基于多径对接收信号进行分割，将分割后的信号看做由接收天线201-1～201-R接收到的信号，进行了MIMO信号分离。由此，即使不增加无线接收装置200的接收天线数，也可看做增加了接收天线数，因此能够提高MIMO的分离性能。

在第3实施方式中，无线接收装置利用去除MIMO的流间干扰的流间干扰消除器，可提高MIMO的信号分离性能。在此，对作为流间干扰消除器而使用PIC(Parallel Interference Canceller：并行干扰消除器)的情况进行说明。

此外，流间干扰消除器也可应用于第1实施方式。另外，MIMO的流间干扰表示在无线发送装置发送出的不同的数据流间的干扰。在此，对从无线发送装置100的各发送天线109-1～109-T发送不同的数据的情况进行说明。

在对第2实施方式应用MIMO的并行干扰消除器(PIC)的情况下，从第t发送天线发送出的信号的MIMO信号分离后的输出即Z_t(k)成为以下的式(19)、式(20)。

【数学式19】

$Z_t\left(k\right)=\frac{1}{1+{\mathrm{\γ}}_t\left(k\right){\left|\widehat{S_t}\left(k\right)\right|}^2}({\mathrm{\γ}}_t\left(k\right)\widehat{S_t}\left(k\right)+(H_B\left(k\right){)}_t^H{\mathrm{\Σ}}^{-1}\left(k\right)\tilde{R}\left(k\right))...\left(19\right)$

【数学式20】

${\mathrm{\γ}}_t\left(k\right)=(H_B\left(k\right){)}_t^H{\mathrm{\Σ}}^{-1}\left(k\right){\left(H_B\left(k\right)\right)}_t...\left(20\right)$

此外，在式(19)中，S^_t(k)、(H_B(k))_t表示式(18)的S^(k)、H_B(k)的第t发送天线分量。在式(19)中，从接收信号中去除接收信号副本，然后再生期望天线的信号，来生成期望天线中的MIMO信号分离后的信号。

在第3实施方式中，直至从接收信号中去除接收信号副本的处理为止，进行与第2实施方式同样的处理。其中，在第2实施方式和第3实施方式中，不同点在于，在去除副本后只再生期望天线的信号，或者再生从发送天线发送出的所有信号。

图13是表示本发明的第3实施方式所涉及的无线接收装置的接收处理的流程图。

首先，信号检测部206b的副本去除部401(图9)从FFT部205-1～205-R(图2)输出的频域的接收信号中去除在步骤S808中生成的接收信号副本(步骤S801)。

然后，信号检测部206b的多径分割部405对多径的传播路径估计值进行分割(步骤S802)。

然后，信号检测部206b的信号再生部402(图9)基于在步骤S801中去除接收信号副本后的信号、和在步骤S802中分割后的传播路径估计值，按每个发送天线109-1～109-T生成MIMO信号分离后的信号(步骤S803)。

然后，解调部207-1～207-T对MIMO信号分离后的信号进行解调处理(步骤S804)，求出编码比特LLR。

然后，解码部208-1～208-T对求出的编码比特LLR进行纠错解码处理(步骤S805)。

然后，解码部208-1～208-T(图2)对步骤S805的纠错解码处理的结果，判定是否检测出错误(步骤S806)。另外，解码部208-1～208-T(图2)判定步骤S805的纠错解码处理是否未达到既定的处理次数(步骤S806)。在步骤806中未检测出错误的情况下、或者在达到了既定的处理次数的情况下(步骤S806为“否”)，解码部208-1～208-T输出信息比特，结束图13的流程图的处理。

另一方面，在步骤S806中检测出错误的情况下、或者未达到既定的处理次数的情况下(步骤S806为“是”)，解码部208-1～208-T将编码比特LLR输出至信号检测部206b的符号副本生成部403。

然后，信号检测部206b的符号副本生成部403根据编码比特LLR生成符号副本(步骤S807)。

然后，信号检测部206b的接收信号副本生成部404生成接收信号的副本(步骤S808)。

由此，在第3实施方式中，利用基于多径对接收信号进行分割后的信号来进行MIMO的信号分离，并且去除MIMO的流间干扰。因此，与第1及第2实施方式相比，可进一步提高MIMO的信号分离性能。

此外，在第3实施方式中，对作为MIMO的流间干扰消除器而应用并行干扰消除器(PIC)的情况进行了说明，但并不限定于此，也可应用SIC(Successive Interference Canceller：连续干扰消除器)。

另外，在第3实施方式中，对作为并行干扰消除器(PIC)而按每个发送天线进行信号再生的情况进行了说明，但也可再生多根发送天线的信号。

(第4实施方式)

接着，对本发明的第4实施方式进行说明。在第4实施方式中，将本发明应用于SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division MultipleAccess：单载波频分多址接入)的情况进行说明。SC-FDMA是单载波传输的一个方式。

本发明的第4实施方式所涉及的无线通信系统具备：无线发送装置900(图14)和无线接收装置1000(图15)。

图14是表示本发明的第4实施方式所涉及的无线发送装置900的构成的概略框图。无线发送装置900具备：编码部901-1～901-T、调制部902-1～902-T、DFT(Discrete Fourier Transform：离散傅立叶变换)部903-1～903-T、子载波分配部904-1～904-T、导频复用部905-1～905-T、IFFT部906-1～906-T、GI插入部907-1～907-T、D/A变换部908-1～908-T、发送滤波部909-1～909-T、无线部910-1～910-T、发送天线部911-1～911-T、导频信号生成部912。此外，在图14中，T是2或比2大的整数。

编码部901-1将通过对无线发送装置900的上位层输出的信息比特进行纠错编码而得到的编码比特，输出至调制部902-1。

调制部902-1将编码部901-1输出的编码比特映射为调制符号，并输出至DFT部903-1。

DFT部903-1将调制部902-1输出的调制符号从时域的信号变换到频域的信号，并输出至子载波分配部904-1。

子载波分配部904-1将DFT部903-1输出的信号映射为子载波，并输出至导频复用部905-1。

向子载波映射的映射模式可以是随机性的，为了降低PAPR(Peak toAverage Power Ratio：峰值平均功率比)也可保持一定的规则。

导频信号生成部912生成导频信号，并分别输出至导频复用部905-1～905-T。

导频复用部905-1对子载波分配部904-1输出的信号，复用导频信号生成部912生成的导频信号，并输出至IFFT部906-1。

IFFT部906-1将导频复用部905-1输出的信号从频域的信号变换成时域的信号，并输出至GI插入部907-1。

GI插入部907-1对IFFT部906-1输出的信号附加保护间隔(GI)，并输出至D/A变换部908-1。

D/A变换部908-1将GI插入部907-1输出的信号从数字信号变换成模拟信号，并输出至发送滤波部909-1。

发送滤波部909-1对D/A变换部908-1输出的信号进行波形整形，并输出至无线部910-1。

无线部910-1将发送滤波部909-1输出的信号从基带信号变换到无线频率的信号，并输出至发送天线911-1。

发送天线911-1将无线部910-1输出的信号发送至无线接收装置1000(图15)。

由此，并行生成多个(T个)由无线发送装置900生成的发送信号。然后，无线发送装置900利用多根发送天线911-1～911-T，将生成的多个信号以相同频率、同一定时发送至无线接收装置1000。发送信号通过多径传播路径，被无线接收装置1000接收。

此外，因为编码部901-2(省略图示)～901-T、调制部902-2(省略图示)～902-T、DFT部903-2(省略图示)～903-T、子载波分配部904-2(省略图示)～904-T、导频复用部905-2(省略图示)～905-T、IFFT部906-2(省略图示)～906-T、GI插入部907-2(省略图示)～907-T、D/A变换部908-2(省略图示)～908-T、发送滤波部909-2(省略图示)～909-T、无线部910-2(省略图示)～910-T、发送天线911-2(省略图示)～911-T的构成，与编码部901-1、调制部902-1、DFT部903-1、子载波分配部904-1、导频复用部905-1、IFFT部906-1、GI插入部907-1、D/A变换部908-1、发送滤波部909-1、无线部910-1、发送天线911-1的构成相同，故省略他们的说明。

图15是表示本发明的第4实施方式所涉及的无线接收装置1000的构成的概略框图。无线接收装置1000具备：接收天线1001-1～1001-R、无线部1002-1～1002-R、接收滤波部1003-1～1003-R、A/D变换部1004-1～1004-R、FFT部1005-1～1005-R、信号检测部1006、解调部1007-1～1007-T、解码部1008-1～1008-T、传播路径估计部1009。此外，在图15中，R是1或比1大的整数。另外，在图15中，T是2或比2大的整数。

接收天线1001-1接收无线发送装置900发送出的信号，并输出至无线部1002-1。

无线部1002-1将接收天线1001-1所输出的信号从无线频率的信号变换成基带信号，并输出至接收滤波部1003-1。

接收滤波部1003-1对无线部1002-1输出的信号进行波形整形，并输出至A/D变换部1004-1。

A/D变换部1004-1将接收滤波部1003-1输出的信号从模拟信号变换成数字信号，并输出至FFT部1005-1。

FFT部1005-1将A/D变换部1004-1输出的信号从时域的信号变换到频域的信号，并作为接收信号输出至信号检测部1006和传播路径估计部1009。

信号检测部1006利用解码部1008-1～1008-T输出的比特LLR和传播路径估计部1009输出的传播路径估计值，进行被MIMO复用后的信号的分离，并输出至解调部1007-1～1007-T。

解调部1007-1通过对信号检测部1006输出的信号进行解调处理来计算比特LLR，并输出至解码部1008-1。

解码部1008-1对解调部1007-1输出的比特LLR进行纠错解码处理，并输出信息比特。另外，解码部1008-1将比特LLR输出至信号检测部1006。

传播路径估计部1009利用FFT部1005-1～1005-R输出的信号含有的导频信号进行传播路径估计，并输出至信号检测部1006。

此外，因为接收天线部1001-2(省略图示)～1001-R、无线部1002-2(省略图示)～1002-R、接收滤波部1003-2(省略图示)～1003-R、A/D变换部1004-2(省略图示)～1004-R、FFT部1005-2(省略图示)～1005-R、解调部1007-2(省略图示)～1007-T、解码部1008-2(省略图示)～1008-T的构成，与接收天线部1001-1、无线部1002-1、接收滤波部1003-1、A/D变换部1004-1、FFT部1005-1、解调部1007-1、解码部1008-1的构成相同，故省略这些部件的说明。

表示接收信号的向量R可由以下的式(21)、式(22)表示。

【数学式21】

R＝HFS+N…(21)

【数学式22】

S＝MF_Ks…(22)

其中，向量R是RN_F维接收信号向量。另外，向量H是RN_F行T列的传播路径矩阵。另外，向量F是尺寸N_F的FFT矩阵。另外，向量N是RN_F维的噪声向量。另外，向量F_K是尺寸K的DFT矩阵。另外，向量s是TK维的发送信号向量。

此外，向量F_K的矩阵尺寸在向量F的矩阵尺寸以下。另外，向量M表示子载波分配信息。另外，向量S是对向量s进行DFT然后分配给子载波后的信号。

另外，在无线接收装置1000侧，进行将在无线发送装置900侧进行的子载波映射复原的子载波逆映射。子载波逆映射后的接收信号用R_d(k)＝M^TR表示。在以下的说明中，将向量R_d重新置换为向量R继续说明。此外，T表示转置矩阵。

如以下的式(23)表示多径分割后的接收信号即向量R_B，t。

【数学式23】

$R_{B,t}=\tilde{R}+{\hat{R}}_{B,t}...\left(23\right)$

在式(23)中，向量R_B，t是以利用多径分割后的传播路径估计值生成的接收信号副本作为要素的N_B维向量。另外，向量R～是将去除了各接收天线1001-1～1001-R中的接收副本后的信号的各接收天线分量，拷贝分割数份而得到的N_B维向量。

从接收信号中去除了接收信号副本后的信号R_res用式(24)表示。

【数学式24】

$R_{\mathrm{res}}=R-\hat{H}F\hat{S}...\left(24\right)$

其中，向量H^是向量H的传播路径估计值。另外，向量S^是以对符号副本进行了时间频率变换及子载波分配后的信号作为要素的TN_F维向量。

向量R～例如将向量R_res的第1要素拷贝N₁个、将第2要素拷贝N₂个、......、将第R要素拷贝N_R个而生成。另外，向量R_B，t是以在分割后的多径生成的接收副本作为要素的N_BN_F维向量。

当用使||W^HR_B-s||²最小的MMSE权重向量W来求取信号检测部1006输出的信号时，成为以下的式(25)、式(26)、式(27)。

【数学式25】

$Z_t=\frac{1}{1+{\mathrm{\γ}}_t{p}_t}({\mathrm{\γ}}_t{\hat{S}}_t+F^H{\left(H_B\right)}_t^H{\mathrm{\Σ}}^{-1}\tilde{R})...\left(25\right)$

【数学式26】

$p_t=\frac{1}{K}{\hat{s}}_t{\hat{s}}_t^H...\left(26\right)$

【数学式27】

${\mathrm{\γ}}_t={\left(H_B\right)}_t^H{\mathrm{\Σ}}^{-1}{\left(H_B\right)}_t...\left(27\right)$

此外，向量F^H表示逆快速傅立叶变换(IFFT)。另外，向量H_B是分割了多径后的考虑了子载波分配的传播路径矩阵。如第2实施方式，如果将未考虑子载波分配的传播路径矩阵设为向量H_B’，则考虑了子载波映射的向量H_B变为MT H_B’M。另外，式(25)、式(26)、式(27)的下标t表示第t发送天线分量。

图16是表示本发明的第4实施方式所涉及的无线接收装置1000的信号检测部1006(图15)的构成的概略框图。信号检测部1006具备：副本去除部1101、信号再生部1102、符号副本生成部1103、接收信号副本生成部1104、多径分割部1105。信号检测部1006进行基于式(25)的处理。

副本去除部1101利用式(24)，从FFT部1005-1～1005-R输出的接收信号中去除接收信号副本生成部1104生成的接收信号副本，并输出至信号再生部1102。

多径分割部1105根据传播路径估计部1009(图15)输出的传播路径估计值，生成分割多径后的传播路径估计值，并输出至信号再生部1102。

符号副本生成部1103根据解码部1008-1～1008-T(图15)输出的比特LLR生成符号副本，并输出至信号再生部1102和接收信号副本生成部1104。

信号再生部1102基于副本去除部1101输出的信号、传播路径估计部1009(图15)输出的传播路径估计值、多径分割部1105进行了多径分割后的传播路径估计值、符号副本生成部1103输出的符号副本，进行MIMO的信号分离，变换成时域的信号后输出。

信号再生部1102生成用式(25)表示的MIMO信号分离后的信号。

图17是表示本发明的第4实施方式所涉及的无线接收装置1000(图15)的接收处理的流程图。

首先，信号检测部1006的副本去除部1101(图16)从接收信号中去除在步骤S1208中由接收信号副本生成部1104生成的接收信号的副本(步骤S1201)。

然后，信号检测部1006的多径分割部1105(图16)进行多径分割(步骤S1202)。由此，多径分割部1105根据传播路径估计部1009(图15)输出的传播路径估计值求出多径分割后的传播路径估计值。

然后，信号检测部1006的信号再生部1102(图16)根据在步骤S1201中去除了副本后的信号，对MIMO信号进行分离，生成变换成时域的信号(步骤S1203)。

然后，解调部1007-1～1007-T(图15)对在步骤S1203中得到的信号进行解调处理(步骤S1204)，计算比特LLR。

然后，解码部1008-1～1008-T对在步骤S1204中解调处理后的比特LLR进行纠错解码(步骤S1205)。

然后，解码部1008-1～1008-T(图15)对步骤S1205中的纠错解码处理的结果，判定是否检测出错误(步骤S1206)。另外，解码部1008-1～1008-T判定步骤S1205的纠错解码处理是否未达成既定的处理次数(步骤S1206)。在步骤S1206未检测出错误的情况下、或者在达到了既定的处理次数的情况下(步骤S1206为“否”)，解码部1008-1～1008-T输出信息比特，结束图17的流程图的处理。

另-方面，在步骤S1206中检测出错误的情况下、或者未达成既定的处理次数的情况下(步骤S1206为“是”)，解码部1008-1～1008-T将编码比特LLR输出至信号检测部1006的符号副本生成部1103。

然后，信号检测部1006的符号副本生成部1103(图16)根据编码比特LLR生成符号副本(步骤S1207)。

然后，接收信号副本生成部1104生成接收信号的副本(步骤S1208)。然后，进入至步骤S1201。

此外，在第4实施方式中，对作为单载波传输方式而使用SC-FDMA的情况进行说明，但并不限定于此，只要是在频域进行MIMO的信号分离的方法，就可应用于其他方法。

另外，在上述的第1～4实施方式中，作为MIMO分离方式，主要对使用MMSE的情况进行了说明，但并不限定于此。例如，为了提高初次的MIMO分离性能，也可使用连续干扰消除器(SIC)或最大似然检测(MLD)。

另外，初次的MIMO分离方法和多径分割后的MIMO分离方法可以不同。例如，可在初次进行最大似然检测(MLD)，在分割后进行最小均方误差检测(MMSE)。另外，也可在初次进行连续干扰消除器(SIC)的处理，在分割后进行最大似然检测(MLD)的处理。

此外，在上述的各实施方式中，无线接收装置既可以利用单载波传输与无线发送装置进行通信，也可利用多载波传输与无线发送装置100进行通信。

此外，在以上说明的第1～第4实施方式中，也可将用于实现无线发送装置(图1、图14)的各部或无线接收装置(图2、图15)的各部的功能的程序记录到计算机可读取记录介质。并且，也可通过将该记录介质记录的程序读入计算机系统并执行该程序，来进行无线发送装置或无线接收装置的控制。此外，这里所指的“计算机系统”包括OS及周边设备等的硬件。

另外，所谓“计算机可读取的记录介质”是指软磁盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等便携式介质、计算机系统内置的硬盘等存储装置。此外，所谓“计算机可读取的记录介质”包括：如经由因特网等网络或电话线路等通信线路发送程序时的通信线那样，在短时间内动态地保持程序的介质；如此时成为服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样，在一定时间内保持程序的介质。另外，上述程序可以是用于实现上述功能的一部分的程序，还可以是通过与已将上述功能记录至计算机系统的程序的组合来实现的程序。

以上，参照附图对本发明的实施方式进行了详细叙述，但具体的构成并不限定于该实施方式，不脱离本发明宗旨的范围的设计等也包括在请求保护的范围内。

(产业上的可用性)

本发明可应用于能够在不增加接收装置的接收天线数的情况下在发送装置和接收装置之间得到良好的传输特性的通信系统、接收装置及通信方法等。

Claims (11)

1.一种通信系统，具备发送装置和接收装置，其中，

所述发送装置具备：

多根发送天线；和

发送部，从所述多根发送天线向所述接收装置分别发送发送信号；

所述接收装置具备：

至少1根接收天线，接收从所述多根发送天线发送出的多个发送信号；

傅立叶变换部，将所述接收天线接收到的信号从时域变换到频域；

传播路径估计部，估计所述多根发送天线与所述接收天线之间的传播路径，并计算传播路径估计值；和

信号检测部，根据由所述傅立叶变换部变换到频域的信号，对多径进行分割，来检测所述多个发送信号。

2.一种接收装置，与具备多根发送天线的发送装置进行通信，其中，

该接收装置具备：

至少1根接收天线，接收所述发送装置从所述多根发送天线发送的多个发送信号；

傅立叶变换部，将所述接收天线接收到的信号从时域变换到频域；

传播路径估计部，估计所述多根发送天线与所述接收天线之间的传播路径，并计算传播路径估计值；和

信号检测部，根据由所述傅立叶变换部变换到频域的信号，对多径进行分割，来检测所述多个发送信号。

3.根据权利要求2所述的接收装置，其中，

所述信号检测部根据由所述傅立叶变换部变换到频域的信号，生成基于多径而分割后的多径分割信号，并利用该多径分割信号检测所述多个发送信号。

4.根据权利要求3所述的接收装置，其中，具备：

解调部，对所述信号检测部检测出的信号进行解调处理，来生成比特的可靠度信息即编码比特对数似然比；和

解码部，对所述解调部生成的编码比特对数似然比进行纠错解码处理；

所述信号检测部利用所述解码部输出的编码比特对数似然比，生成所述多径分割信号。

5.根据权利要求4所述的接收装置，其中，

所述信号检测部具备：

符号副本生成部，根据所述编码比特对数似然比，生成调制符号的副本即符号副本；

多径分割部，基于多径对所述传播路径估计值进行分割；

分割用副本生成部，根据所述符号副本和由所述多径分割部分割后的传播路径估计值，生成用于生成所述多径分割信号的分割用副本；

接收信号分割部，从由所述傅立叶变换部变换到频域的信号中减去所述分割用副本，生成所述多径分割信号；和

信号分离部，根据所述多径分割信号来检测所述多个发送信号。

6.根据权利要求5所述的接收装置，其中，

所述信号分离部利用所述传播路径估计值、由所述多径分割部分割后的传播路径估计值、和所述符号副本，来生成线性权重，并利用该线性权重检测所述多个发送信号。

7.根据权利要求2所述的接收装置，其中，

该接收装置具备：

解调部，对所述信号检测部检测出的信号进行解调处理，来生成比特的可靠度信息即编码比特对数似然比；和

解码部，对所述解调部生成的编码比特对数似然比进行纠错解码处理；

所述信号检测部具备：

符号副本生成部，根据由所述解码部进行了纠错解码处理后的编码比特对数似然比，生成调制符号的副本即符号副本；

接收信号副本生成部，根据所述符号副本和所述传播路径估计值，生成接收信号副本；

副本去除部，从由所述傅立叶变换部变换到频域的信号中去除所述接收信号副本；

多径分割部，基于多径对所述传播路径估计值进行分割；和

信号再生部，利用由所述副本去除部去除了接收信号副本后的信号、所述传播路径估计值、由所述多径分割部分割后的传播路径估计值、和所述符号副本，检测所述多个发送信号。

8.根据权利要求7所述的接收装置，其中，

所述信号再生部按每个期望的发送信号来检测所述多个发送信号。

9.根据权利要求2所述的接收装置，其中，

利用单载波传输与所述发送装置进行通信。

10.根据权利要求2所述的接收装置，其中，

利用多载波传输与所述发送装置进行通信。

11.一种通信方法，利用了具备多根发送天线的发送装置和具备至少1根接收天线的接收装置，其中，

所述发送装置具有发送步骤，从所述多根发送天线向所述接收装置分别发送发送信号；

所述接收装置具有：

傅立叶变换步骤，将所述接收天线接收的所述发送信号从时域变换到频域；

传播路径估计步骤，估计所述多根发送天线与所述接收天线之间的传播路径，并计算传播路径估计值；和

信号检测步骤，根据在所述傅立叶变换步骤中变换到频域的信号，对多径进行分割，来检测所述多个发送信号。

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