CN102096077A - 一种基于rsl的低噪声gps载波跟踪方法 - Google Patents

Abstract

一种基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法，载波跟踪环采用查表式二象限反正切鉴相器测量出本地载波与跟踪卫星瞬时相位差异，并引入递推最小二乘滤波器(RSL)滤除其测量噪声，同时还根据相位差异变化估计出频率差异，将频率差异与相位差异分别作为二阶锁频环辅助三阶锁相环环路滤波器的鉴频输入与鉴相输入，经环路滤波器滤波后输出高精度、低噪声的载波控制调节量，相应地对载波数控振荡(NCO)进行调节，以实现对本地载波的控制，使接收机本地载波与跟踪卫星载波相位、频率始终保持一致。本发明使GPS载波跟踪环路在低信噪比且具有一定动态的情况下仍能稳定工作，保持相位不翻转，不跳周，保证载波跟踪精度。

Description

一种基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法

技术领域

本发明涉及一种低噪声GPS载波跟踪方法，尤其涉及一种基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法。 

背景技术

对于GPS接收机来说，卫星信号的捕获、跟踪、解调是定位导航的基础，其关键技术之一就是载波跟踪环路的设计。载波跟踪环的目的是尽力使其所复制的载波信号与接收到的卫星载波信号保持一致，从而通过混频机制彻底地剥离卫星信号中的载波。若复制载波与接收载波不一致，则接收信号中的载波就不能被彻底剥离，也就是说接收信号不能被下变频到真正的基带信号，影响导航电文数据比特位的正确提取。此外，若不能保持复制载波与接收载波的一致性，则C/A码的自相关幅值也会受到削弱，进一步加大对卫星信号的跟踪难度，导致原始观测量测量噪声颤抖增大，降低定位测速精度。因此载波跟踪环路的稳定是GPS接收机精确定位测速的前提。传统载波跟踪环一般由鉴相器、环路滤波器和压控(或者数字)振荡器构成，环路滤波器多由比例、积分环节实现。传统载波跟踪环常常面临这样的问题：为了适应更宽的动态范围，环路滤波器的带宽应该尽量宽，但是同时为了更好的滤除噪声，环路滤波器的带宽应该窄，在这种情况下，载波跟踪环的设计是其动态性能与低噪声的折中。 

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供了一种基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法，解决了载波跟踪环动态性能与低噪声的矛盾问题。 

本发明的技术解决方案是： 

一种基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法，步骤如下： 

(1)将卫星数字中频信号和载波数控振荡器生成的正弦信号通过混频器进行混频生成同相混频结果，再将所述同相混频结果与码发生器产生的C/A码相乘以实现载波剥离和码剥离，得到同向采样信号i(t)； 

将载波数控振荡器生成的正弦信号进行90度相变生成余弦信号，再将卫星数字中频信号和所述余弦信号通过混频器进行混频生成正交混频结果，之后再将所述正交混频结果与码发生器产生的C/A码相乘以实现载波剥离和码剥离，得到正交相采样信号q(t)，之后进入步骤(2)； 

(2)将步骤(1)中得到的同向采样信号i(t)和正交相采样信号q(t)分别通过积分累加器在预定积分时间t之内进行累加，得到同相累加值I_(n)和正交累加值Q_(n)，之后进入步骤(3)； 

(3)将步骤(2)中得到的同相累加值I_(n)和正交累加值Q_(n)通过公式 

计算二象限反正切鉴相值φ_(n)，之后进入步骤(4)； 

(4)根据步骤(3)中得到的二象限反正切鉴相值φ_(n)，通过公式 

计算得到经过RSL滤波器滤波输出的相位差异φ′_(n)和频率差异f′_(n)，之后进入步骤(5)； 

其中， 

n为采样周期的序号，是初始值为1的自然数，且每经过一个采样周期，n的值加1；φ′_(n|n-1)为本周期内相位差异估计值，f′_(n|n-1)为本周期内频率差异的估计值，且 

φ′_(n-1)为上一个采样周期内的相位差异，f′_(n-1)为上一个采样周期内的频率差异，T为采样周期， 且T的值等于积分累加器的预定积分时间t； 

(5)将步骤(4)中得到的相位差异φ′_(n)和频率差异f′_(n)经过环路滤波器进行滤波，输出频率控制字，之后进入步骤(6)； 

(6)根据步骤(5)中输出的频率控制字控制载波数控振荡器改变输出信号的频率，输出正弦信号之后，返回步骤(1)。 

步骤(3)中计算二象限反正切鉴相值φ_(n)通过如下方式进行： 

首先计算 

int为向下取整，则： 

${\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}*1024=\left\{\begin{array}{cc}A,& \left|A\right|＜307\\ \mathrm{Excel}\left(\mathrm{int}\left(\frac{A-307}{2^3}\right)\right),& 307\≤\left|A\right|＜1024\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-1024}{2^5}\right)+90),& 1024\≤\left|A\right|＜1984\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-1984}{2^7}\right)+120),& 1984\≤\left|A\right|＜5952\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-5952}{2^{10}}\right)+151),& 5952\≤\left|A\right|＜14144\\ \mathrm{Excel}\left(\mathrm{int}\left(\frac{A-14144}{2^{13}}\right)+159\right),& 14144\≤\left|A\right|＜177984\\ \mathrm{Excel}\left(179\right),& \left|A\right|\≥177984\end{array}\right.,$

其中， 

Excel(i)的数值预先计算出结果，i为整数且0≤i≤179。 

步骤(5)中所述环路滤波器包括放大器K1、放大器K2、放大器K3、放大器K4、放大器K5、积分器S1和积分器S2，频率差异f′_(n)经过放大器K2放大之后的结果与相位差异φ′_(n)经过放大器K3放大之后的结果相加，之后送入积分器S1进行积分运算，再将积分器S1的运算结果、频率差异f′_(n)经过放大器K1放大之后的结果以及相位差异φ′_(n)经过放大器K4放大 之后的结果相加，之后送入积分器S2进行积分运算，积分器S2的运算结果与相位差异φ′_(n)经过放大器K5放大之后的结果相加，最终输出频率控制字； 

放大器K1的放大系数G₁＝aω_f，放大器K2的放大系数G₂＝ω_f ²，放大器K3的放大系数G₃＝ω_p ³，放大器K4的放大系数G₄＝bω_p ²，放大器K5的放大系数G₅＝cω_p，其中， 

a＝1.414，b＝1.1，c＝2.4，B_f为锁频环带宽，B_p为锁相环带宽。 

本发明与现有技术相比的有益效果是： 

(1)现有技术当中，载波跟踪环一般有两种形式，一种是载波跟踪环在FPGA中实现，另外一种是FPGA+DSP的方式实现，第一种实现方式由于资源限制，鉴相器和环路滤波器一般采用较为简单的方案，但是这样的方案不能保证精度；第二种实现方式可以保证较高的精度，但是硬件成本较高，电路设计复杂。本发明通过混频器、积分累加器、鉴相器、RSL滤波器、环路滤波器和载波数控振荡器组成一个低噪声GPS载波跟踪环路，实现了基于RSL的二阶锁频辅助三阶锁相载波跟踪环，解决了载波跟踪环动态性能与低噪声的矛盾问题，具备在低信噪比且有一定动态的情况下能够稳定跟踪卫星载波信号的能力，同时本发明技术方案仅仅需要FPGA即可实现，这样在保证精度的前提下还能避免复杂电路的设计问题，降低了成本。 

(2)本发明载波跟踪方法采用了二象限反正切函数鉴相器，是一种科斯塔(Costas)鉴相器，它能克服数据位翻转对载波鉴相的影响，同时它也是各种载波鉴相器中最准确的一种，能完全反映本地载波与卫星载波信号的相位差异，对于二象限反正切函数鉴相器计算量大的缺点，本发明采用查表的方式克服了二象限反正切函数鉴相器计算量大的缺点，使得本发明技术方案即具有高精度，计算量又非常小的特点。 

(3)本发明在鉴相器与环路滤波器之间增加了RSL滤波器环节，用以计算精确相位差异和频率差异。递推最小二乘(RSL)滤波器不需要在同一个计 算周期内对大量采样信号进行拟合分析，而是在上一个周期的计算结果基础上进行递推，计算量小的同时还可以满足好的滤波效果；本发明RSL滤波器为二阶滤波器，实现了在一个观测量输入的条件下同时对相位差异和频率差异进行滤波，提供了相位差异和频率差异两种输出，是实现锁频环和锁相环同时工作的基础。 

(4)本发明环路滤波器采用二阶锁频环辅助三阶锁相环的形式实现，将锁频环和锁相环结合在一起，既保持锁频环承受动态应力大、调解速度快的优点，又保持了锁相环能够紧密跟踪载波相位、跟踪精度高的优点，能无差跟踪由接收机加速度运动引起的频率斜升信号。 

附图说明

图1为本发明基于RS L的低噪声GPS载波跟踪方法原理框图。 

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的详细描述。 

如图1所示，为本发明基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法的原理框图。该载波跟踪方法的步骤如下： 

(1)将卫星数字中频信号和载波数控振荡器生成的正弦信号通过混频器进行混频生成同相混频结果，再将所述同相混频结果与码发生器产生的C/A码相乘以实现载波剥离和码剥离，得到同向采样信号i(t)；码发生器产生的C/A码是GPS卫星的一种伪随机码，码速率为10.23M。 

将载波数控振荡器生成的正弦信号进行90度相变生成余弦信号，再将卫星数字中频信号和所述余弦信号通过混频器进行混频生成正交混频结果，之后再将所述正交混频结果与码发生器产生的C/A码相乘以实现载波剥离和码剥离，得到正交相采样信号q(t)，之后进入步骤(2)； 

(2)将同向采样信号i(t)和正交相采样信号q(t)分别通过积分累加器在预定积分时间t之内进行累加，得到同相累加值I_(n)和正交累加值Q_(n)，(3)将同相累加值I_(n)和正交累加值Q_(n)通过公式 

计算二 象限反正切鉴相值φ_(n)； 

(4)根据二象限反正切鉴相值φ_(n)，通过公式 计算得到经过RSL滤波器滤波输出的相位差异φ′_(n)和频率差异f′_(n)； 

其中， 

n为采样周期的序号，是初始值为1的自然数，且每经过一个采样周期，n的值加1，h为中间变量；φ′_(n|n-1)为本周期内相位差异估计值，f′_(n|n-1)为本周期内频率差异的估计值， 

且 

，φ′_(n-1)为上一个采样周期内的相位差异，f′_(n-1)为上一个采样周期内的频率差异，T为采样周期，且T的值等于积分累加器的预定积分时间t； 

(5)将相位差异φ′_(n)作为三阶锁相环输入，频率差异f′_(n)作为二阶锁频环的输入，经过二阶锁频环辅助三阶锁相环联合滤波器进行滤波，输出频率控制字； 

(6)根据环路滤波器计算出的高精度、低噪声的载波NCO调节量FCW，改变载波数控振荡器的累加步长，控制载波数控振荡器改变输出信号的频率，输出正弦信号，如此循环往复，借由此负反馈回路使得接收机本地载波与跟踪卫星载波相位、频率始终保持一致。 

步骤(3)中所述计算二象限反正切鉴相值φ_(n)通过如下方式进行： 

首先计算 

int为向下取整，A为中间变量，则： 

${\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}*1024=\left\{\begin{array}{cc}A,& \left|A\right|＜307\\ \mathrm{Excel}\left(\mathrm{int}\left(\frac{A-307}{2^3}\right)\right),& 307\≤\left|A\right|＜1024\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-1024}{2^5}\right)+90),& 1024\≤\left|A\right|＜1984\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-1984}{2^7}\right)+120),& 1984\≤\left|A\right|＜5952\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-5952}{2^{10}}\right)+151),& 5952\≤\left|A\right|＜14144\\ \mathrm{Excel}\left(\mathrm{int}\left(\frac{A-14144}{2^{13}}\right)+159\right),& 14144\≤\left|A\right|＜177984\\ \mathrm{Excel}\left(179\right),& \left|A\right|\≥177984\end{array}\right.,$

其中， 

Excel(i)的数值预先计算出结果，存储在一个表内，这样Excel(i)相当于有180个数值结果，当计算φ_(n)的时候，仅仅需要计算出i的取值，直接查表就可以得到φ_(n)的结果，大大减小的运算两，i为整数且0≤i≤179。 

步骤(5)中所述环路滤波器包括放大器K1、放大器K2、放大器K3、放大器K4、放大器K5、积分器S1和积分器S2，频率差异f′_(n)经过放大器K2放大之后的结果与相位差异φ′_(n)经过放大器K3放大之后的结果相加，之后送入积分器S1进行积分运算，再将积分器S1的运算结果、频率差异f′_(n)经过放大器K1放大之后的结果以及相位差异φ′_(n)经过放大器K4放大之后的结果相加，之后送入积分器S2进行积分运算，积分器S2的运算结果与相位差异φ′_(n)经过放大器K5放大之后的结果相加，最终输出频率控制字； 

在鉴相器、载波数控振荡器的增益为1的情况下，放大器K1的放大系数G₁＝aω_f，放大器K2的放大系数G₂＝ω_f ²，放大器K3的放大系数G₃＝ω_p ³，放大器K4的放大系数G₄＝bω_p ²，放大器K5的放大系数G₅＝cω_p，其中， 

a＝1.414，b＝1.1，c＝2.4，B_f为锁频环带宽，B_p为锁相环带宽。例如：根据动态情况选取锁频环带宽B_f＝18Hz和锁相环带宽B_p＝25Hz。则G₁＝48.023，G₂＝1153.435，G₃＝32362.434，G₄＝1117.087，G₅＝76.482。 

若鉴相器、载波数控振荡器的增益不为1，则先做归一化处理，再按照上述公式计算放大器系数。归一化处理是指通过乘除运算，使得鉴相器、载波数控振荡器的增益变成1。例如：鉴相器增益为2，载波数控振荡器的增益为3，则放大器K1的放大系数 放大器K2的放大系数 

放大器K3的放大系数 

放大器K4的放大系数 

放大器K5的放大系数 

本发明已经应用在某GPS卫星导航系统的GPS兼容型接收机中，且能够达到在载噪比35dB.Hz，速度900m/s、加速度4g的情况下载波跟踪环仍能保持相位不翻转、不跳周的良好效果。 

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域技术人员的公知技术。 

Claims (3)

1.一种基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法，其特征在于步骤如下：

(1)将卫星数字中频信号和载波数控振荡器生成的正弦信号通过混频器进行混频生成同相混频结果，再将所述同相混频结果与码发生器产生的C/A码相乘以实现载波剥离和码剥离，得到同向采样信号i(t)；

将载波数控振荡器生成的正弦信号进行90度相变生成余弦信号，再将卫星数字中频信号和所述余弦信号通过混频器进行混频生成正交混频结果，之后再将所述正交混频结果与码发生器产生的C/A码相乘以实现载波剥离和码剥离，得到正交相采样信号q(t)，之后进入步骤(2)；

(2)将步骤(1)中得到的同向采样信号i(t)和正交相采样信号q(t)分别通过积分累加器在预定积分时间t之内进行累加，得到同相累加值I_(n)和正交累加值Q_(n)，之后进入步骤(3)；

(3)将步骤(2)中得到的同相累加值I_(n)和正交累加值Q_(n)通过公式计算二象限反正切鉴相值φ_(n)，之后进入步骤(4)；

(4)根据步骤(3)中得到的二象限反正切鉴相值φ_(n)，通过公式

计算得到经过RSL滤波器滤波输出的

相位差异φ′_(n)和频率差异f′_(n)，之后进入步骤(5)；

其中，

n为采样周期的序号，是初始值为1的自然数，且每经过一个采样周期，n的值加1；φ′_(n|n-1)为本周期内相位差异估计值，f′_(n|n-1)为本周期内频率差异的估计值，且

，φ′_(n-1)为上一个采样周期内的相位差异，f′_(n-1)为上一个采样周期内的频率差异，T为采样周期，且T的值等于积分累加器的预定积分时间t；

(5)将步骤(4)中得到的相位差异φ′_(n)和频率差异f′_(n)经过环路滤波器进行滤波，输出频率控制字，之后进入步骤(6)；

(6)根据步骤(5)中输出的频率控制字控制载波数控振荡器改变输出信号的频率，输出正弦信号之后，返回步骤(1)。

2.根据权利要求1所述的一种基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法，其特征在于在：步骤(3)中所述计算二象限反正切鉴相值φ_(n)通过如下方式进行：

首先计算int为向下取整，则：

${\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}*1024=\left\{\begin{array}{cc}A,& \left|A\right|<307\\ \mathrm{Excel}\left(\mathrm{int}\left(\frac{A-307}{2^3}\right)\right),& 307\&le;\left|A\right|<1024\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-1024}{2^5}\right)+90),& 1024\&le;\left|A\right|<1984\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-1984}{2^7}\right)+120),& 1984\&le;\left|A\right|<5952\\ \mathrm{Excel}(\mathrm{int}\left(\frac{A-5952}{2^{10}}\right)+151),& 5952\&le;\left|A\right|<14144\\ \mathrm{Excel}\left(\mathrm{int}\left(\frac{A-14144}{2^{13}}\right)+159\right),& 14144\&le;\left|A\right|<177984\\ \mathrm{Excel}\left(179\right),& \left|A\right|\&GreaterEqual;177984\end{array}\right.,$

其中，

，Excel(i)的数值预先计算出结果，i为整数且0≤i≤179。

3.根据权利要求1所述的一种基于RSL的低噪声GPS载波跟踪方法，其特征在于在：步骤(5)中所述环路滤波器包括放大器K1、放大器K2、放大器K3、放大器K4、放大器K5、积分器S1和积分器S2，频率差异f′_(n)经过放大器K2放大之后的结果与相位差异φ′_(n)经过放大器K3放大之后的结果相加，之后送入积分器S1进行积分运算，再将积分器S1的运算结果、频率差异f′_(n)经过放大器K1放大之后的结果以及相位差异φ′_(n)经过放大器K4放大之后的结果相加，之后送入积分器S2进行积分运算，积分器S2的运算结果与相位差异φ′_(n)经过放大器K5放大之后的结果相加，最终输出频率控制字；

放大器K1的放大系数G₁＝aω_f，放大器K2的放大系数G₂＝ω_f ²，放大器K3的放大系数G₃＝ω_p ³，放大器K4的放大系数G₄＝bω_p ²，放大器K5的放大系数G₅＝cω_p，其中， a＝1.414，b＝1.1，c＝2.4，B_f为锁频环带宽，B_p为锁相环带宽。

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