CN112684480B - 一种高动态载波组合环路跟踪方法及系统 - Google Patents

一种高动态载波组合环路跟踪方法及系统 Download PDF

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CN112684480B CN202011464036.7A CN202011464036A CN112684480B CN 112684480 B CN112684480 B CN 112684480B CN 202011464036 A CN202011464036 A CN 202011464036A CN 112684480 B CN112684480 B CN 112684480B
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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

本发明公开了一种高动态载波组合环路跟踪方法及系统，该方法包括：获取中频信号；将中频信号与数控震荡器生成信号相乘进行相关调解，得到同相支路和正交支路；对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号；基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号；将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整；环路滤波器输出指导压控振荡器输出本地载波跟踪信号载波；跳转至相关调解步骤。该系统包括：信号接收模块、相关调解模块、增强模块、鉴频鉴相模块、滤波模块、跟踪模块和循环模块。本发明能够实现更好的跟踪性能。本发明作为一种高动态载波组合环路跟踪方法及系统，可广泛应用于卫星通信领域。

Description

一种高动态载波组合环路跟踪方法及系统
技术领域
本发明属于卫星通信技术领域，尤其涉及一种高动态载波组合环路跟踪方法及系统。
背景技术
卫星通信由于其覆盖范围广，通信距离远，可靠性强，且不受地域条件限制等地面通信无法比拟的优点，近年来被广泛应用。卫星通信的关键问题之一是如何实现在低信噪比下的高动态载波跟踪问题。高动态通信环境下，由于收发信机的相对运动，接收信号含有较大的多普勒频偏及高阶频率变化率偏移，而较大的载波频率偏移和变化率偏移会使接收机不能正确解调信息，使得接收机性能严重恶化，导致通信质量大大降低。
现有高动态载波跟踪算法主要是解决高动态条件下动态性能与跟踪精度之间的矛盾，其思路大致分为两种，一是高动态和噪声之间矛盾的对抗，典型的如FLL/PLL、模糊锁相环方法、自适应带宽锁定环方法；二是建立高阶的载波相位模型，然后进行参数估计，典型的如EFK和UKF等。这些算法各有特点以及适用的应用场景，其中基于思路二的跟踪算法的跟踪范围大、鲁棒性强，但是在处理高阶频率变化率时，其相关矩阵阶数高，运算量大，而基于思路一的跟踪算法实现较为简单，但跟踪范围有限。此外，这些算法不能同时满足高动态和低信噪比条件的需求，具有一定的局限性。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种高动态载波组合环路跟踪方法及系统，充分考虑卫星通信中接收信号的多普勒频偏是一个高阶变量，实现更好的跟踪性能。
本发明所采用的第一技术方案是：一种高动态载波组合环路跟踪方法，包括以下步骤：
S1、获取中频信号；
S2、将中频信号与数控震荡器生成信号相乘进行相关调解，得到同相支路和正交支路；
S3、对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号；
S4、基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号；
S5、将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整；
S6、环路滤波器输出指导压控振荡器输出本地载波跟踪信号载波；
S7、返回步骤S2执行循环。
进一步，所述中频信号表达式如下：
Figure BDA0002833315210000021
上式中，A代表信号的幅度，fIF代表中频信号的频率，fd代表多普勒频偏，
Figure BDA0002833315210000022
代表载波的相位，n(t)代表高斯白噪声。
进一步，所述对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号这一步骤，其具体包括：
对同相支路ip(n)和正交支路qp(n)分别进行相干积分，得到增强信号Ip(nn)和Qp(nn)；
所述ip(n)＝Acos[ωe(n)t(n)+θe(n)]+ni(n)；
所述qp(n)＝Asin[ωe(n)t(n)+θe(n)]+nq(n)；
其中ωe(n)和θe(n)分别代表n时刻的信号载波与本地载波的频差和相差，ni(n)和nq(n)分别代表n时刻的同相和正交环路噪声。
所述
Figure BDA0002833315210000023
所述
Figure BDA0002833315210000024
其中Ncoh代表积分时间内的采样点数，设接收信号长度L与Ncoh之比为r，nn＝1，2，3，…，r。k＝1，2，3，…，Ncoh。
进一步，所述基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号这一步骤，其具体包括：
基于鉴频器对增强信号Ip(nn)和Qp(nn)进行鉴频处理，得到鉴频信号fe(nn)；
所述fe(nn)＝atan2(Pcross，Pdot)，其中Pcross＝Ip(nn-1)Qp(nn)-Qp(nn-1)Ip(nn)，Pdot＝Ip(nn-1)Ip(nn)+Qp(nn-1)Qp(nn)；
Pcross表示叉积，Pdot表示点积，Ip(nn-1)表示上一次循环的同相支路的增强信号，Qp(nn-1)表示上一次循环的正交支路的增强信号；
基于鉴相器对增强信号Ip(nn)和Qp(nn)进行鉴相处理，得到鉴相信号pe(nn)；
所述pe(nn)＝tan(Qp(nn)/Ip(nn))。
进一步，所述将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整这一步骤，其具体包括：
将鉴频信号fe(nn)经过二阶环路滤波器滤除高频分量；
将鉴相信号pe(nn)经过三阶环路滤波器滤除高频分量；
将滤除高频分量后的鉴频信号与滤除高频分量后的鉴相信号相乘并根据相乘结果进行权值调整。
进一步，所述二阶环路滤波器输入输出关系如下式：
uf(nn)＝uf(nn-1)+b0fe(nn)+b1fe(nn-1)
其中，uf(nn-1)表示滤波器上一次循环的输出结果，b0和b1表示对应经验参数，fe(nn-1)表示上一次循环的鉴频信号。
进一步，所述三阶环路滤波器输入输出关系如下式：
up(nn)＝2up(nn-1)-up(nn-2)+c0pe(nn)+c1 pe(nn-1)+c2 pe(nn-2)
其中，c0、c1和c2表示对应经验参数，up(nn-1)表示上一次循环的鉴相信号，up(nn-2)表示上两次循环的鉴相信号。
进一步，还包括用
Figure BDA0002833315210000031
评估环路锁定时的状态和性能，具体表达式如下：
Figure BDA0002833315210000032
上式中，
Figure BDA0002833315210000033
表示相位差。
本发明所采用的第二技术方案是：一种高动态载波组合环路跟踪系统，包括以下模块：
信号接收模块，用于获取中频信号；
相关调解模块，用于将中频信号与数控震荡器生成信号相乘进行相关调解，得到同相支路和正交支路；
增强模块，对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号；
鉴频鉴相模块，基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号；
滤波模块，用于将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整；
跟踪模块，用于环路滤波器输出指导压控振荡器输出本地载波跟踪信号载波；
循环模块，用于跳转至相关调解步骤并执行循环。
本发明方法及系统的有益效果是：本发明采用锁频环和锁相环以组合环路的方式对载波频率进行跟踪，具有更好的动态性能和更高的跟踪精度，将鉴相和鉴频输出结果相乘对PLL和FLL进行权值动态调整，不需要对环路滤波器参数进行调整，因此性能更加稳定，不易失锁，还通过将信号进行相干积分，使信号功率增强，使得能够工作在低信噪比下。
附图说明
图1是本发明具体实施例流程示意图；
图2是本发明具体实施例一种高动态载波组合环路跟踪方法的步骤流程图；
图3是本发明具体实施例一种高动态载波组合环路跟踪系统的结构框图；
图4是本发明具体实施例与已提出的组合环路方法跟踪性能-精度对比；
图5是本发明具体实施例与已提出的组合环路方法跟踪性能-稳定性对比。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步的详细说明。对于以下实施例中的步骤编号，其仅为了便于阐述说明而设置，对步骤之间的顺序不做任何限定，实施例中的各步骤的执行顺序均可根据本领域技术人员的理解来进行适应性调整。
参照图1和图2，本发明提供了一种高动态载波组合环路跟踪方法，该方法包括以下步骤：
S1、获取中频信号；
S2、将中频信号与数控震荡器生成信号相乘进行相关调解，得到同相支路和正交支路；
S3、对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号；
S4、基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号；
S5、将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整；
S6、环路滤波器输出指导压控振荡器输出本地载波跟踪信号载波；
S7、返回步骤S2执行循环。
进一步作为本方法的优选实施例，所述中频信号表达式如下：
Figure BDA0002833315210000041
上式中，A代表信号的幅度，fIF代表中频信号的频率，fd代表多普勒频偏，
Figure BDA0002833315210000042
代表载波的相位，n(t)代表高斯白噪声，t表示信号的持续时间，由采样点数和采样时间决定。
另外，
Figure BDA0002833315210000043
的取值可以通常可以表达为：/>
Figure BDA0002833315210000044
模拟接收信号的相偏受到一阶、二阶以及三阶频偏的影响，以充分验证该方法的性能。其中/>
Figure BDA0002833315210000045
表示初始相位，t表示信号的持续时间，由采样点数和采样时间决定，ω0，ω1，ω2分别表示角频率，一阶角频率变化和二阶角频率变化。
进一步作为本方法优选实施例，所述对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号这一步骤，其具体包括：
对同相支路ip(n)和正交支路qp(n)分别进行相干积分，得到增强信号Ip(nn)和Qp(nn)；
所述ip(n)＝Acos[ωe(n)t(n)+θe(n)]+ni(n)；
所述qp(n)＝Asin[ωe(n)t(n)+θe(n)]+nq(n)；
其中ωe(n)和θe(n)分别代表n时刻的信号载波与本地载波的频差和相差，ni(n)和nq(n)分别代表n时刻的同相和正交环路噪声。
所述
Figure BDA0002833315210000051
所述
Figure BDA0002833315210000052
其中Ncoh代表积分时间内的采样点数，设接收信号长度上与Ncoh之比为r，nn＝1，2，3，…，r，表示循环的第几次；k＝1，2，3，...，Ncoh。
进一步作为本发明的优选实施例，所述基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号这一步骤，其具体包括：
基于鉴频器对增强信号Ip(nn)和Qp(nn)进行鉴频处理，得到鉴频信号fe(nn)；
所述fe(nn)＝atan2(Pcross，Pdot)，其中Pcross＝Ip(nn-1)Qp(nn)-Qp(nn-1)Ip(nn)，Pdot＝Ip(nn-1)Ip(nn)+Qp(nn-1)Qp(nn)；
Pcross表示叉积，Pdot表示点积，Ip(nn-1)表示上一次循环的同相支路的增强信号，Qp(nn-1)表示上一次循环的正交支路的增强信号；
基于鉴相器对增强信号Ip(nn)和Qp(nn)进行鉴相处理，得到鉴相信号pe(nn)；
所述pe(nn)＝tan(Qp(nn)/Ip(nn))。
进一步作为本发明优选实施例，所述将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整这一步骤，其具体包括：
将鉴频信号fe(nn)经过二阶环路滤波器滤除高频分量；
将鉴相信号pe(nn)经过三阶环路滤波器滤除高频分量；
将滤除高频分量后的鉴频信号与滤除高频分量后的鉴相信号相乘并根据相乘结果进行权值调整。
具体地，二阶环路滤波器的S域传输函数为：
Figure BDA0002833315210000061
三阶环路滤波器的S域传输函数为：/>
Figure BDA0002833315210000062
通过双线性变换/>
Figure BDA0002833315210000063
得到传输函数的Z域表达分别为：/>
Figure BDA0002833315210000064
其中，a，b均为经验参数，s，z为输入值。
进一步作为本发明优选实施例，所述二阶环路滤波器输入输出关系如下式：
uf(nn)＝uf(nn-1)+b0fe(nn)+b1fe(nn-1)
其中，
Figure BDA0002833315210000065
a2取二阶环路滤波参数经验值1.414。
进一步作为本发明优选实施例，所述三阶环路滤波器输入输出关系如下式：
up(nn)＝2up(nn-1)-up(nn-2)+c0pe(nn)+c1 pe(nn-1)+c2 pe(nn-2)
具体地，
Figure BDA0002833315210000066
Figure BDA0002833315210000067
b3取三阶环路滤波参数经验值分别是1.1和2.4，Tcoh代表环路滤波器参数更新时间，等于相干积分时间。
另外，鉴频器输出与鉴相器输出相乘得到fp(nn)，fp(nn)可用来动态调整PLL和FLL的权值，通过鉴频器输出与鉴相器输出相乘得结果进行权值调整，可以使得调整过程比较平稳，从而增强组合环路的稳定性。FLL对应的权值为A，A＝Afllsin(fp(nn))，PLL对应得权值为B，B＝cos(fp(nn))，其中Afll根据接收信号的动态性和指标要求进行确认。
进一步作为本发明的优选实施例，环路滤波器输出指导压控振荡器VCO输出本地载波跟踪信号载波，当前时刻本地载波频率ωvco(nn)＝ωvco(nn-1)+Ko(Auf(nn)+Bup(nn))，当前时刻输出相位θ0为θ0(nn)＝θ0(nn-1)+ωvco(nn)Tcoh，其中Ko为压控振荡器VCO增益。
进一步作为本发明优选实施例，还包括用
Figure BDA0002833315210000068
评估环路锁定时的状态和性能，具体表达式如下：
Figure BDA0002833315210000069
上式中，
Figure BDA00028333152100000610
表示相位差。
具体地，当环路锁定时，相位差趋向于0，即
Figure BDA00028333152100000611
趋向于1。
下面以具体的数据来验证本发明的性能：
1)高动态模型参数如下：
初始相位任意为
Figure BDA0002833315210000071
载波频率为Fc＝2GHz，初速度为V0＝10m/s，加速度最大为100g/s、初始加速度为25g，都是连续可变量。通过多普勒频偏计算公式可以得到动态影响来的频偏变化情况，如图1所示。再通过/>
Figure BDA0002833315210000072
计算相偏。
2)组合环路参数如下：
锁频环环路带宽为5Hz，锁相环的环路带宽为7.8Hz，压控振荡器增益Ko＝1，积分时间Tcoh＝1ms。
3)中频信号及仿真条件参数如下：
中频信号SIF叠加噪声和频偏的影响，得到
Figure BDA0002833315210000073
由于采样精度问题取fIF＝5MHz，采样频率fs＝40MHz，中频信号长度num＝80000000，信噪比SNR＝-24dB。
由于三阶环路滤波器会用到(nn-2)时刻的值，因此循环从nn＝3开始，初始化本地载波频率为中频信号频率，环路滤波器相关参数以及两支路相关参数初始化为0。通过调用子函数计算二阶环路滤波器参数b0，b1，以及三阶环路滤波器参数c0，c1，c2。
4)相干积分
中频信号与本地载波相乘进行解调，得到同相和正交两条支路，由于采样频率40MHz，那么相干时间内积分的点数Ncoh为40000个，即循环次数
Figure BDA0002833315210000074
为2000次，总的跟踪时间是积分时间与循环次数相乘，即为2秒。同相和正交支路分别进行相干积分分别得到Ip(3)，Qp(3)。
5)鉴频和鉴相
计算Pcross＝Ip(2)Qp(3)-Qp(2)Ip(3)，Pdot＝Ip(2)Ip(3)+Qp(2)Qp(3)。构造鉴频器，两支路通过鉴频器和鉴相器fe(3)和pe(3)。
6)通过环路滤波器
鉴频器输出信号通过二阶环路滤波器：uf(3)＝uf(2)+b0fe(3)+b1fe(2)，
鉴相器输出信号通过三阶环路滤波器：up(3)＝2up(2)-up(1)+c0pe(3)+c1pe(2)+c2pe(1)。
7)计算权值因子
将鉴频器输出fe(3)和鉴相器输出pe(3)相乘得到fp(3)，计算权值因子A＝12sin(fp(3))，B＝cos(fp(3))。
8)指导VCO输出本地载波
计算本地载波频率ωvco(3)＝ωvco(2)+Ko(Auf(3)+Bup(3))，通过累加得到相位θ0(3)＝θ0(2)+ωvco(3)Tcoh。
9)环路锁定状态
利用
Figure BDA0002833315210000075
来观察不同循环次数下该环路的锁定状态，/>
Figure BDA0002833315210000076
的计算如下：
Figure BDA0002833315210000077
Figure BDA0002833315210000078
保存每次循环的/>
Figure BDA0002833315210000079
值。
10)结束
至此，一次循环执行完毕，然后继续将中频信号与上一次循环产生的本地载波信号相乘，直到完成2000次循环。
11)性能比较分析
图4和图5为本文发明的组合环路方法跟踪方法与已提出的组合环路跟踪方法的性能比较结果。图中显示点数为2000，对应时间为2秒。从图4、图5可以明显看出，该方法相比于已提出的组合环路跟踪方法具有更好的跟踪效果，表现在鉴相输出的稳定性更好，环路跟踪精度更高，当工作在更低信噪比条件下时，该方法的优势将会更明显。经过计算，计算区间锁定后的0.5秒到2秒，该方法锁定后的频率跟踪误差的RMSE为0.4，而已提出的组合环路跟踪方法锁定后的频率跟踪误差的RMSE为1.4。对于锁定显示的均值，该方法为0.9968，已提出的组合环路跟踪方法为0.9864，这都表明该方法的性能远好于已提出的组合环路跟踪方法。综上，本发明提出的一种面向低信噪比下的高动态载波组合环路跟踪方法比已提出的组合环路跟踪方法具有更好的跟踪性能。
如图2所示，一种高动态载波组合环路跟踪系统，包括以下模块：
信号接收模块，用于获取中频信号；
相关调解模块，用于将中频信号与数控震荡器生成信号相乘进行相关调解，得到同相支路和正交支路；
增强模块，对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号；
鉴频鉴相模块，基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号；
滤波模块，用于将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整；
跟踪模块，用于环路滤波器输出指导压控振荡器输出本地载波跟踪信号载波；
循环模块，用于跳转至相关调解步骤并执行循环。
上述系统实施例中的内容均适用于本方法实施例中，本方法实施例所具体实现的功能与上述系统实施例相同，并且达到的有益效果与上述系统实施例所达到的有益效果也相同。
以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims (6)

1.一种高动态载波组合环路跟踪方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、获取中频信号；
S2、将中频信号与数控震荡器生成信号相乘进行相关调解，得到同相支路和正交支路；
S3、对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号；
S4、基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号；
S5、将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整；
S6、环路滤波器输出指导压控振荡器输出本地载波跟踪信号载波；
S7、返回步骤S2执行循环；
所述中频信号表达式如下：
Figure QLYQS_1
上式中，A代表信号的幅度，fIF代表中频信号的频率，fd代表多普勒频偏，
Figure QLYQS_2
代表载波的相位，n(t)代表高斯白噪声，t表示信号的持续时间，由采样点数和采样时间决定；
所述对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号这一步骤，其具体包括：
对同相支路ip(n)和正交支路qp(n)分别进行相干积分，得到增强信号Ip(nn)和Qp(nn)；
所述ip(n)＝Acos[ωe(n)t(n)+θe(n)]+ni(n)；
所述qp(n)＝Asin[ωe(n)t(n)+θe(n)]+nq(n)；
其中ωe(n)和θe(n)分别代表n时刻的信号载波与本地载波的频差和相差，ni(n)和nq(n)分别代表n时刻的同相和正交环路噪声；
所述
Figure QLYQS_3
所述
Figure QLYQS_4
其中Ncoh代表积分时间内的采样点数，设接收信号长度L与Ncoh之比为r，nn＝1，2，3,…,r；k＝1，2，3,…,Ncoh；
所述基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号这一步骤，其具体包括：
基于鉴频器对增强信号Ip(nn)和Qp(nn)进行鉴频处理，得到鉴频信号fe(nn)；
所述fe(nn)＝atan2(Pcross,Pdot)，其中Pcross＝Ip(nn-1)Qp(nn)-Qp(nn-1)Ip(nn)，Pdot＝Ip(nn-1)Ip(nn)+Qp(nn-1)Qp(nn)；
Pcross表示叉积，Pdot表示点积，Ip(nn-1)表示上一次循环的同相支路的增强信号，Qp(nn-1)表示上一次循环的正交支路的增强信号；
基于鉴相器对增强信号Ip(nn)和Qp(nn)进行鉴相处理，得到鉴相信号pe(nn)；
所述pe(nn)＝tan(Qp(nn)/Ip(nn))。
2.根据权利要求1所述一种高动态载波组合环路跟踪方法，其特征在于，所述将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整这一步骤，其具体包括：
将鉴频信号fe(nn)经过二阶环路滤波器滤除高频分量；
将鉴相信号pe(nn)经过三阶环路滤波器滤除高频分量；
将滤除高频分量后的鉴频信号与滤除高频分量后的鉴相信号相乘并根据相乘结果进行权值调整。
3.根据权利要求2所述一种高动态载波组合环路跟踪方法，其特征在于，所述二阶环路滤波器输入输出关系如下式：
uf(nn)＝uf(nn-1)+b0fe(nn)+b1fe(nn-1)
其中，uf(nn-1)表示滤波器上一次循环的输出结果，b0和b1表示对应经验参数，fe(nn-1)表示上一次循环的鉴频信号。
4.根据权利要求3所述一种高动态载波组合环路跟踪方法，其特征在于，所述三阶环路滤波器输入输出关系如下式：
up(nn)＝2up(nn-1)-up(nn-2)+c0pe(nn)+c1pe(nn-1)+c2pe(nn-2)
其中，c0、c1和c2表示对应经验参数，up(nn-1)表示上一次循环的鉴相信号，up(nn-2)表示上两次循环的鉴相信号。
5.根据权利要求4所述一种高动态载波组合环路跟踪方法，其特征在于，还包括用
Figure QLYQS_5
评估环路锁定时的状态和性能，具体表达式如下:
Figure QLYQS_6
上式中，
Figure QLYQS_7
表示相位差。
6.一种高动态载波组合环路跟踪系统，其特征在于，包括以下模块：
信号接收模块，用于获取中频信号；
相关调解模块，用于将中频信号与数控震荡器生成信号相乘进行相关调解，得到同相支路和正交支路；
增强模块，对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号；
鉴频鉴相模块，基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号；
滤波模块，用于将鉴频信号和鉴相信号经过环路滤波器后相乘进行权值调整；
跟踪模块，用于环路滤波器输出指导压控振荡器输出本地载波跟踪信号载波；
循环模块，用于跳转至相关调解步骤并执行循环；
所述中频信号表达式如下：
Figure QLYQS_8
上式中，A代表信号的幅度，fIF代表中频信号的频率，fd代表多普勒频偏，
Figure QLYQS_9
代表载波的相位，n(t)代表高斯白噪声，t表示信号的持续时间，由采样点数和采样时间决定；
所述对同相支路和正交支路分别进行相干积分，得到增强信号，其具体包括：
对同相支路ip(n)和正交支路qp(n)分别进行相干积分，得到增强信号Ip(nn)和Qp(nn)；
所述ip(n)＝Acos[ωe(n)t(n)+θe(n)]+ni(n)；
所述qp(n)＝Asin[ωe(n)t(n)+θe(n)]+nq(n)；
其中ωe(n)和θe(n)分别代表n时刻的信号载波与本地载波的频差和相差，ni(n)和nq(n)分别代表n时刻的同相和正交环路噪声；
所述
Figure QLYQS_10
所述
Figure QLYQS_11
其中Ncoh代表积分时间内的采样点数，设接收信号长度L与Ncoh之比为r，nn＝1，2，3,…,r；k＝1，2，3,…,Ncoh；
所述基于鉴频器和鉴相器分别对增强信号进行处理，得到鉴频信号和鉴相信号，其具体包括：
基于鉴频器对增强信号Ip(nn)和Qp(nn)进行鉴频处理，得到鉴频信号fe(nn)；
所述fe(nn)＝atan2(Pcross,Pdot)，其中Pcross＝Ip(nn-1)Qp(nn)-Qp(nn-1)Ip(nn)，Pdot＝Ip(nn-1)Ip(nn)+Qp(nn-1)Qp(nn)；
Pcross表示叉积，Pdot表示点积，Ip(nn-1)表示上一次循环的同相支路的增强信号，Qp(nn-1)表示上一次循环的正交支路的增强信号；
基于鉴相器对增强信号Ip(nn)和Qp(nn)进行鉴相处理，得到鉴相信号pe(nn)；
所述pe(nn)＝tan(Qp(nn)/Ip(nn))。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113507427B (zh) * 2021-08-18 2023-07-25 南京天际易达通信技术有限公司 一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法、设备及可读存储介质

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5579345A (en) * 1994-10-13 1996-11-26 Westinghouse Electric Corporation Carrier tracking loop for QPSK demodulator
CN102801671A (zh) * 2012-07-20 2012-11-28 西安空间无线电技术研究所 一种自适应调节参数的载波跟踪装置
CN103558615A (zh) * 2013-11-21 2014-02-05 天津七一二通信广播有限公司 锁频环与副载波环联合鉴频跟踪环路
CN105093243A (zh) * 2014-05-08 2015-11-25 北京大学 一种基于随机共振算法的gnss载波环路跟踪方法
CN107040488A (zh) * 2016-11-11 2017-08-11 上海航天测控通信研究所 基于fpga的极低信噪比的载波跟踪方法及跟踪装置
CN107167825A (zh) * 2017-04-19 2017-09-15 西安电子科技大学 一种卫星导航中频信号载波跟踪装置及方法
CN107765270A (zh) * 2016-08-17 2018-03-06 中国航空工业集团公司西安飞行自动控制研究所 一种基于卡尔曼滤波的卫星导航接收机跟踪环
CN109889195A (zh) * 2019-01-31 2019-06-14 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 锁频环辅助锁相环快速锁定方法
CN111045040A (zh) * 2019-12-09 2020-04-21 北京时代民芯科技有限公司 一种适用于动态弱信号的卫星导航信号跟踪系统及方法
CN111308520A (zh) * 2020-04-15 2020-06-19 上海无线电设备研究所 高动态低信噪比下卫星信号的跟踪环路、方法及接收机

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3000806B1 (fr) * 2013-01-10 2015-02-20 Centre Nat Etd Spatiales Dispositif de poursuite de signaux de radionavigation

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5579345A (en) * 1994-10-13 1996-11-26 Westinghouse Electric Corporation Carrier tracking loop for QPSK demodulator
CN102801671A (zh) * 2012-07-20 2012-11-28 西安空间无线电技术研究所 一种自适应调节参数的载波跟踪装置
CN103558615A (zh) * 2013-11-21 2014-02-05 天津七一二通信广播有限公司 锁频环与副载波环联合鉴频跟踪环路
CN105093243A (zh) * 2014-05-08 2015-11-25 北京大学 一种基于随机共振算法的gnss载波环路跟踪方法
CN107765270A (zh) * 2016-08-17 2018-03-06 中国航空工业集团公司西安飞行自动控制研究所 一种基于卡尔曼滤波的卫星导航接收机跟踪环
CN107040488A (zh) * 2016-11-11 2017-08-11 上海航天测控通信研究所 基于fpga的极低信噪比的载波跟踪方法及跟踪装置
CN107167825A (zh) * 2017-04-19 2017-09-15 西安电子科技大学 一种卫星导航中频信号载波跟踪装置及方法
CN109889195A (zh) * 2019-01-31 2019-06-14 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 锁频环辅助锁相环快速锁定方法
CN111045040A (zh) * 2019-12-09 2020-04-21 北京时代民芯科技有限公司 一种适用于动态弱信号的卫星导航信号跟踪系统及方法
CN111308520A (zh) * 2020-04-15 2020-06-19 上海无线电设备研究所 高动态低信噪比下卫星信号的跟踪环路、方法及接收机

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A Novel FLL-Assisted PLL With Fuzzy Control for TC-OFDM Carrier Signal Tracking;Jun Mo等;《IEEE Access》;第6卷(第9期);第52447-52459页 *
星载统一测控载波跟踪环相位噪声分析;陈翔等;《电讯技术》;第55卷(第4期);第435-440页 *

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