CN102088291A - 频率多工复用通讯系统中用于时间交错数据转换器的取样方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在一频率多工复用通讯系统中使用的宽带模拟至数字转换器。该转换器包括复数(M)个时间交错模拟至数字转换器子单元(ADC子单元)。该M个ADC子单元的取样率FS1经选择以定位在一或多个防护频带中的一各别子单元ADC的一奈奎斯频率的一或多个整数倍，及/或使得FS1的一或多个整数倍亦位于该防护频带中。

Description

频率多工复用通讯系统中用于时间交错数据转换器的取样方法

技术领域

相关申请案

本申请案主张2010年8月24日申请的美国新型申请案第12/862,470号的优先权，该新型申请案主张2009年11月30日申请的美国临时申请案第61/265,168号的权利。以上申请案的全部教示以引用方式并入本文。

背景技术

交错模拟至数字转换器(下文叫作「转换器」)包含按共同速率取样共同信号但在取样时间上不对称以增加系统的总取样率的两个或两个以上组件转换器。组件的输出按与其取样时序一致的次序时间交错成共同输出。

时间交错模拟至数字转换器的实施例描述于2008年11月12日申请的题为「CABLE GATEWAY USING A CHARGE-DOMAIN PIPELINE ANALOG TO DIGITAL CONVERTER」的共同申请的美国专利申请案第61/113,661号及2009年4月7日申请的题为「ERROR ESTIMATION AND CORRECTION IN A TWO-CHANNEL TIME-INTERLEAVED ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER」的共同申请的美国专利申请案第12/419,599号中，该等申请案中每一者的全部内容在此以引用方式并入本文。

时间交错可为通过其它重要参数(诸如，大小、成本及/或功率)中的相对低取舍因数达成高取样率的方式。然而，为自交错系统达成接近单一组件的效能的效能，系统中的所有组件必须在其取样时序、振幅响应及相位响应方面具良好匹配。组件转换器的此等参数及可能其它参数的不匹配使总系统的假信号响应降级。

常使用校准来减少组件的不匹配—校准解决起因。另或者，可使用后转换器数据处理来使用交错数据的信号处理来校正错误—后处理解决效应。两种方法皆需要某一形式的错误检测，但此处描述的方法同等地适用于两者。下文中，将使用「校准」来描述不匹配减少或错误校正。

振幅回应不匹配足以论证此处所述用于交错的方法的优点。然而，不应暗示此方法限于仅解决振幅不匹配问题。

振幅响应不匹配可描述为组件转换器的振幅响应的不匹配，其中任一组件转换器的振幅响应可由多项式表征。较高阶多项式项次一般校正起来在计算上较昂贵。因此，通常仅定址达成来自系统的所要假效能必需的彼等项次。为论证前述交错取样方法，考虑振幅响应多项式中的零阶及一阶系数足够。此等系数表示组件的偏移及增益。

发明内容

问题

1.当供应至系统的信号的功率的显著部分在组件转换器的奈奎斯(Nyquist)频率(取样频率的一半)的整数倍处或附近，用于某些组件不匹配的准确错误量度可能难以或不可能获得。详言之，此适用于增益、取样时序、频宽(频谱响应)及可能其它特性上的不匹配。

2.在组件转换器的偏移方面的不匹配的不充分校准或校正，而导致位于组件转换器的取样频率的整数倍处的总交错系统的输出频谱中的假内容。

解决方案

通过适当选择取样频率，可减轻对于某些频率多工复用通讯系统的以上指出的两个问题。此等系统通常表征为具有被划分成所谓频道的子频谱的信号频谱。为了最大地使用总频谱，频道较佳彼此邻接。然而，为了减轻频道间干扰，小的防护频带通常将其分开。此等防护频带为具有极少信息及低信号功率内容的频谱的小部分。

1.关于第一问题，可选择取样频率以定位在频率多工复用系统的防护频带中的组件转换器的奈奎斯频率的整数倍，因此确保在此等问题频率下的输入信号的低功率。此允许在用于校准的错误量度的高保真度。

2.关于第二问题，可选择取样频率以定位在频率多工复用系统的防护频带中的组件转换器的取样频率的所有整数倍，通过此将归因于防护频带区域中组件之间的偏移不匹配的假内容置于转换器输出中。若系统设计使得在转换器后的数字信号处理对防护频带中的假内容相对不敏感，则可避免交错转换器的进一步偏移校准。

由于取样频率为奈奎斯频率的两倍，因此用于解决第一问题的准则亦解决第二问题。

附图说明

自如在随附图式(其中同样的参数符号贯穿不同视图指代相同零件)中说明的本发明实施例具体实例的上述更特定描述，使前述内容业已显而易见。图式未必是按比例绘制，重点实为说明本发明具体实例。

图1为缆线闸道器中使用的实施例具体实例的方块图；

图2为数字调谐器及正交调幅(QAM)解调变器的更详细图；

图3为宽带、时间交错、模拟至数字转换器(ADC)的更详细图；

图4为在CEA-542-B中定义的下部及上边缘频率的表；

图5为对实施例具体实例的M(转换器数目)与J(整数倍)的组合及所得组件及组件与总取样率FS1及FS的表；

图6为对另一实施例的M与J的组合及所得取样率FS1及FS的表。

具体实施方式

下文为本发明一实施例具体实例的描述。应理解，本发明对于频率多工复用系统中使用时间交错模拟至数字转换器具有广泛应用，其中将可用于系统的总频宽划分成两个或两个以上非重叠频带。频带接着由不同通讯源使用。在此等系统中，接收器可包括前端模拟信号处理组件，诸如放大器、滤波器及降频转换器。时间交错模拟至数字转换器使用两个或两个以上子单元转换器以提供表示关注接收信号的数字信号。如自下述将理解，视系统中定义的防护频带的位置而选择时间交错模拟至数字转换器的取样频率。

因此，虽然以下论述关于如在缆线网络应用中使用的本发明的特定实施例，但应理解，本发明通常适用于其它类型的频率多工复用系统。

缆线闸道器实施例

许多缆线通讯信号接收器目前使用模拟调谐器器件将缆线系统频谱的小部分解调变至低频率。相对而言，调谐器输出具有低中心频率及低总频宽，因此允许使用低速模拟至数字转换器来数字化数据。

缆线调制解调器及机上盒系统正趋向于更多频道来将更快宽带存取及更多视讯服务提供至家庭。因此，另外的系统需要较宽带宽调谐器或较窄频宽调谐器。此造成随着时间推移使对调谐器概念的替代方式更有吸引力的扩充问题。

对调谐器的一替代为数字化缆线系统的全部频宽。一旦达成，自频谱译码的频道的数目完全定义于数字域中。因此，每一额外频道的增加成本相对低，且随着数字处理技术进展，应随时间推移而快速减性小。数字化缆线系统的全部频宽需要非常高的取样率；因此，交错系统可提供优于其它转换技术的优势。

图1展示连接至缆线网络108的一实施例缆线闸道器100，缆线网络108可为同轴光纤或混合纤维/同轴缆线电视(CATV)网络。缆线闸道器100将数据传输至用户端设备112及自用户端设备112接收数据。通常，用户端设备112包括计算机、电视及电话。

本文中揭示的缆线闸道器100可经组态以根据用于传输及接收数据的任一合适规范操作，该规范包括但不限于DOCSIS 3.0、Comcast RNG、SCTE 40、T3/S10 ATSC、OpenCable或其它规范。

此等规范中某些需要缆线闸道器100同时调谐至多个6MHz频道以用于接收电视、语音及数据信号。(例如：DOCSIS 3.0指定独立调谐至少四个频道的能力。)调谐多个频道的能力对在不同电视上观看不同电视频道是必要。

与现有缆线闸道器不同，图1中展示的缆线闸道器100使用宽带、时间交错、模拟至数字转换器(ADC)206来数字化自缆线网络108接收的信号。可以数字方式调谐自宽带ADC的输出而非通过模拟调谐器，从而导致与替代方法相比较低的功率消耗。

更明确在该实施例缆线闸道器100中，经由双工复用器202耦合传输至缆线网络108及自缆线网络108传输的信号，双工复用器202将下游(所接收)信号220与上游(所传输)信号222分开。一般而言，CATV网络为非对称网络：专用于下游信号220的频宽比专用于上游信号222的频宽大。

双工复用器202将下游讯务引导至可变增益放大器(VGA)204，在经由滤波器205将接收的信号传输至宽带ADC 206前，VGA 204将其放大。时间交错ADC 206数字化接收的信号，接着将经数字化的下游信号240传递至数字调谐器及正交调幅(QAM)解调变器208。(替代具体实例可使用其它合适的调变方案。)在一些具体实例中，数字调谐器及QAM解调变器208根据64-QAM或256-QAM技术调谐及解调变经放大、经滤波且经数字化的下游信号240以恢复基础信息。

图2更详细展示数字调谐器及QAM解调变器208的一实施例具体实例。将经数字化的下游信号240引导至第一混频器250及第二混频器251。第一混频器250对照来自数字本地振荡器(LO)254的信号来差频(beat)经数字化的下游信号240以产生由低通滤波器260滤波的基频信号，从而产生同相信号270。第二混频器251对照来自数字LO 254的信号(其由移相器256在相位上移位90°)来差频经数字化的下游信号240。低通滤波器261对混频器输出进行滤波以产生正交信号271。

样本内存280储存同相信号270及正交信号271的时域版本。信号270、271在通过数字滤波器284滤波及通过数字解调变器286解调变之前，先通过时域重新取样及校正单元282重新取样及校正。

如图1及图2中所示，时间交错ADC 206致能比使用模拟调谐器的网关器的架构更有效率且与使用模拟调谐器的网关器的架构根本不同的调谐及解调变架构。如熟习此项技术者将理解，数字调谐及解调变的细节(例如：频道中心频率、频道频宽、频道的数目、噪声容限等)视缆线闸道器/调制解调器标准实施而定。

再次参看图1，媒体存取控制器(MAC)210及中央处理单元(CPU)212处理来自数字调谐器及QAM解调变器的经解调变的下游信号222。在实施例具体实例中，MAC 210为开放系统互连(OSI)层2组件，其将数据形成讯框成因特网协议(IP)封包或根据DOCSIS 3.0形成讯框。(预期所有与DOCSIS兼容的器件均向下兼容，意谓与DOCSIS 3.0兼容的具体实例必然与较早的DOCSIS标准兼容。)MAC亦可将经编码的视讯及音讯信号投送至用户端设备。MAC 210的功能可实施于硬件、软件或两者的组合中。软件实施可储存于只读存储器或随机存取内存(未图标)中且由CPU 212执行。

MAC 210经由接口110将封包及讯框传输至用户端设备112。用户端设备112可为电话、电视及/或计算机。在各种具体实例中，接口110可为通用串行总线(USB)接口、IEEE 1394接口或任何其它合适接口。

除了接收经处理的下游讯务220外，用户端设备112亦可经由缆线调制解调器100经由缆线网络108的上游频道222传输数据。接口110将数据自用户端设备112传输至MAC 210，MAC 210格式化数据，接着将其发送至QAM调变器216。再次，替代具体实例可使用其它调变方案。

数字/模拟转换器(DAC)216将经调变的数字信号转换成模拟输出，其由放大器224放大。双工复用器202在上游频道222上将放大器220的输出引导至缆线网络108。在具体实例中，QAM调变器216、DAC 218及放大器224通常在比QAM解调变器208、宽带ADC 206及VGA 204还低的频宽上操作。

时间交错宽带ADC

图3为用以处理下游信号的宽带时间交错ADC 206的一实施例具体实例的方块图。宽带时间交错ADC 206使用时间交错子单元ADC 2063的并联阵列。在此处存有标注为ADC0、ADC1、…、ADC7的八个子单元ADC 2063-0、2063-1、…、2063-7，且统称子单元ADC 2063。在其它具体实例中，ADC 206可包括少于八个或多于八个的子单元ADC，且在下述中子单元ADC的数目通常被称作「M 」。每一子单元ADC 2063具对应的取样及保持(S/H)电路2068。

在较佳具体实例中，子单元ADC 2063为电荷域ADC，诸如由本文相同发明者中一者在先前专利申请案中揭示的电荷域ADC(Michael P.Anthony在2007年5月30日申请的美国专利申请案第11/807,914号「Boosted Charge Transfer Circuit」)，该申请案以引用方式全部并入，但其它ADC设计可能。

在图3的具体实例中，输入信号INPUT的源阻抗由输入缓冲器2061减小至适合驱动M个子单元ADC 2063中每一者的M个并行输出的低值。

宽带ADC 206通过按总取样率Fs(及对应的取样周期T＝1/FS)取样输入信号INPUT而在高频率转换速率下操作。在一些具体实例中，内部频率电路可供应频率信号FS；在其它具体实例中，外部频率可经由频率输入端子CLKIN供应频率信号FS。频率管理单元2062处置至子单元ADC 2063的频率信号的同步化及分配。

在较佳具体实例中，经由频率管理区块2062产生外部供应的频率FS，使得子单元ADC 2063-0至2063-7中每一在FS1的子单元速率下依次触发。就等于频率FS的总取样率，由子单元ADC 2063采取的样本因此在时间上交错。此交错架构允许子单元ADC 2063中每一者按相对较低速度FS1操作，从而给更多时间来以较高准确度转换信号。

子单元ADC 2063经良好匹配以避免假信号的产生是重要。为实现此目的，其中的数字输出受到交错错误追踪区块2064监视，交错错误追踪区块2064计算任何匹配错误且调整时序或子单元ADC 2063的偏移或增益以使错误最小化。子单元ADC 2063的输出可由MUX 2065一起多工复用，且接着作为单一串行数据流经由驱动器2066传递至下一数字处理区块。子单元ADC输出亦可个别地作为并行输出流来处置(若彼格式更适合于以下数字处理)。

现在再次转至缆线系统中的具体应用，且具体而言转至一实施，被称为CEA-542-B的消费者电子协会(CEA)定义的有线电视频道识别计划为定义用于自头端至用户端的下游频道通讯的频谱分配的标准。在此撰写时，此标准由在北美的大多数有线电视服务供货商遵循。此标准定义158个频道的频道边界，多数具有6MHz频宽。图4中的表含有如在CEA-542-B中所定义用于此等158个频道的下部及上边缘频率。

除了频道1、5及6外的所有频道具有在6MHz的整数倍上居中的防护频带。暂且忽略此等特殊情况，人们可得出将取样全部下游频宽同时避免在先前段落中描述的两个问题的交错系统的总取样频率。

为了解决以上陈述的第一问题，通过防护频带在1/2×FS1下共定位组件转换器(例如：图3的子单元ADC 2063)的奈奎斯频率是有利。此需要组件转换器2063取样率FS1为12MHz的整数倍J。

FS1＝J×12MHz

其中FS1为组件转换器的取样率，且J为整数。

以上关系亦保证组件转换器的奈奎斯频率的所有整数倍对准6MHz的倍数，因此确保在第一问题中识别的所有频率下的最小信号功率。

为解决第二问题，通过防护频带共定位组件转换器的取样频率FS1是有利。此需要样本转换器在6MHz的整数倍K下取样。

FS1＝K×6MHz

其中FS1为组件转换器的取样率，且K为某一整数。

以上关系亦保证组件转换器的取样频率的所有整数倍对准6MHz的倍数，因此确保由偏移不匹配的不充分校准所导致的杂波出现于防护频带内。

显然，解决第一问题亦解决了第二问题，因为12MHz的整数倍始终亦为6MHz的整数倍。

现在可看出，通过此计划，频道1、5及6的防护频带将不位于6MHz的倍数上。此问题可通过用于FS1的额外准则来解决。落在频道边界内所存在6MHz的两个可能整数倍：13×6MHz＝78MHz，其位于频道5内；及14×6MHz＝84MHz，其位于频道6内。有可能通过对取样频率的选择添加额外约束来确保FS1及1/2×FS1不落在此等频率。为达成此目的，可进一步将FS1的允许值约束如下：

FS1＝J×12MHz  其中J≠7、13或14

不必遵循对FS1的此额外限制以便获得此处描述的取样方法的益处。关于第一问题，此是因为在一频道中含有的相对功率与其余下游频谱相比低，因此有可能获得错误量度中的可接受的准确性，即使此等频道中一者落在1/2×FS1的整数倍上亦如此。关于第二问题，此因为由此等频道中一者内的偏移杂波所导致是的干扰可为容许。

为使此实施例完整，交错系统取样全部下游频宽需要大于2倍的关注频谱中的最高频率的总取样率FS。对于本文中论述的此实施例系统，关注的最高频率为1002MHz，因此，FS必须大于2004MHz。可通过某一数量(M)个组件转换器(例如：如图3中所示的多个子单元ADC 2063)来达成此总速率。

FS＝M×FS1＝M×J×12MHz＞2004MHz

将J×12MHz代入FS1以给出M及J的要求：

M×J＞167

组件取样率FS1及组件数目M可经取舍以使系统的重要参数(诸如：大小、成本或功率)最佳化。

图5中的表提供对于此实施例具体实例的M与J的一些实施例组合及所得组件及总取样率FS1及FS。

其它实施例

可对取样率设置其它约束，同时保持与此处描述的方法一致。一实施例可为较高的最小取样率。可外加此约束以促进可减轻在转换器下游的模拟滤波、数字降频转换或其它信号处理区块的关注频带的过取样。另一实施例可为对取样率外加额外因素化要求，以使转换器的频率频率为系统中的另一频率的合适倍数。

包括以上提到的两额外要求的一更具体实施例为支持经由同一同轴缆线(其上存在CEA-542-B所定义的频道)的家庭网络化通讯的缆线系统。家庭网络化可使用高于1002MHz的频率，而不直接干扰低于1002MHz的信息。同轴缆线多媒体联盟(MoCA)具有一种标准化的此网络化实施，其可占据高达1550MHz的频率。

假定存在高达1002MHz的数字化频道的目标，则存在少数选项来避免家庭网络化信息频叠至关注频带内。第一选项将是以系统中最高频率3100MHz的两倍进行取样，但此比关注频带实际所需高出超过50％，且将当然导致比转换器所需功率消耗还高的功率消耗。第二选项可为使用奈奎斯取样及抗频叠滤波器来抑制高于1002MHz的信号功率，使得经频叠的内容低于系统的噪声底限。此将可能需要昂贵的模拟滤波器。

中间选项将是以1002MHz与1550MHz的平均值的两倍(即2552MHz)进行取样。此确保MoCA信息内容仅在自1002MHz至1226MHz的频带中频叠于自身上，且因此不干扰低于1002MHz的缆线频道信息。

可通过一额外系统约束来使此实施例完整。若人们假定数字降频转换器及在转换器后的解调变器需要10MHz频率，则使时间交错模拟至数字转换器的取样频率亦为10MHz的倍数是可为有利。此可通过添加第二要求来达成：

(1)FS＝M×J×12MHz＞1002MHz+1550MHz

M×J＞208.5；及

(2)M×J×12MHz/10MHz＝整数

表述此的一等效方式为：

FS＝M×J×LCM(10，12)＞2552

其中LCM(x，y)为最小公倍数运算。

图6中的表提供满足此等约束的M与J的一些实施例组合及所得组件及总取样率FS1及FS。

虽然以上已描述的内容为用于具有6MHz频道间隔的通讯系统的具体实例，但现在可理解，同样的原理可类似地适用于具有一般频道间隔CS的其它频率多工复用系统。

虽然本发明已经参照其实施例具体实例特定展示及描述，但熟习此项技术者应理解，在不脱离由随附申请专利范围涵盖的本发明的范畴的情况下，可在其中进行形式及细节的各种改变。

Claims (16)

1.一种用于自一频率多工复用通讯系统接收一信号的装置，其特征在于包含：

复数(M)个时间交错模拟至数字转换器(ADC)子单元，其经耦接以在一输入处自该频率多工复用通讯系统接收该信号，且在一输出处提供一数字表示；及

一频率电路，其经耦接以将一或多个频率信号提供至该复数(M)个时间交错ADC子单元，使得该等ADC子单元中至少一者按一取样频率FS1取样该频率多工复用通讯信号，且使得该M个ADC子单元一起提供该频率多工复用通讯信号的一总取样频率FS，且进一步使得FS1为一经选择以定位在该频率多工复用通讯系统的一或多个防护频带区域中的M个ADC子单元中各别ADC子单元的一奈奎斯(Nyquist)频率的预定频率，且使得FS1的一或多个整数倍位于该频率多工复用通讯系统的一或多个防护频带区域中。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该频率电路通过产生一取样频率信号FS1而进一步校准该等时间交错ADC子单元，使得在该输出处所提供的数字表示中的假内容亦位于至少一防护频带区域中。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，用于选定频道的防护频带不位于一频道间隔的整数倍上，且额外约束经添加至该取样频率FS1，使得该取样频率的一或多个选定整数倍不落在该等选定频道内。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，FS＝M×FS1；且

FS大于该频率多工复用通讯信号的一奈奎斯取样率。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该通讯系统为缆线系统。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，在该缆线系统中使用的一标称频道间隔为6MHz，且

FS1＝J×12MHz

其中J为一整数，使得J不等于7、13或14。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，在该缆线系统中的频率多工复用通讯信号的一奈奎斯取样率为2004MHz，使得

FS＝M×J×12MHz＞2004MHz，

其中M×J＞167。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该频率多工复用系统为提供一所陈述数目的频率多工复用缆线频道的一缆线系统，且具有高于最高缆线频道的频率内容的至少一额外信号经接收，且其中FS系选择为FS1与用以取样该额外信号的一取样频率的一最小公倍数。

9.一种用于自一频率多工复用通讯系统接收一信号的方法，其包含：

接收一频率多工复用通讯信号；

在复数(M)个时间交错模拟至数字转换器(ADC)子单元处提供该多工复用通讯信号的一数字表示；及

通过将一或多个频率信号提供至该等时间交错ADC子单元中至少一者来校准该复数(M)个时间交错ADC子单元，使得至少一ADC子单元按一取样率FS1取样该频率多工复用通讯信号，且使得该M个ADC子单元一起提供一总取样率FS，且使得归因于该等子单元ADC中的不匹配的一或多个假信号落在该频率多工复用通讯系统的一预定防护频带内。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，该取样频率经进一步选择使得该M个ADC子单元中的一各别ADC子单元的一奈奎斯频率与该频率多工复用通讯系统的一或多个防护频带区域共定位，且使得FS1的一或多个整数倍共定位于该频率多工复用通讯系统的一或多个防护频带区域中。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，用于选定频道的防护频带不位于一频道间隔的整数倍上，且额外约束经添加至该取样频率FS1，使得该取样频率的一或多个选定整数倍不落在该等选定频道内。

12.如权利要求9所述的方法，其特征在于，

FS＝M×FS1；且

FS大于该频率多工复用通讯信号的一奈奎斯取样率。

13.如权利要求9所述的方法，其特征在于，该通讯系统为缆线系统。

14.如申请专利范围第13项的方法，其特征在于，在该缆线系统中使用的一标称频道间隔为6MHz，且

FS1＝J×12MHz

其中J为一整数，使得J不等于7、13或14。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，该缆线系统中的频率多工复用通讯信号的一奈奎斯取样率为2004MHz，使得

FS＝M×J×12MHz＞2004MHz；且

M×J＞167。

16.如权利要求9所述的方法，其特征在于，该频率多工复用系统为提供一所陈述数目的频率多工复用缆线频道的一缆线系统，且具有高于最高缆线频道的频率内容的至少一额外信号经接收，且其中FS系选择为FS1与用以取样该额外信号的一取样频率的一最小公倍数。

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