CN102075299A - 双空时发射分集模式的接收方法及设备 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例公开了一种D-STTD模式的接收方法及设备，涉及无线通信技术领域，解决了现有技术中D-STTD模式下的通信系统中接收信号的方法过于复杂的技术问题。本发明实施例的方法包括：在根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取检测参数以及等效信道参数；接收D-STTD模式下的接收信号；根据所述等效信道参数与所述接收信号获取发射端的发射信号；根据所述检测参数确定所述发射信号中的检测信号和解析信号。本发明实施例主要应用于MIMO通信系统中。

Description

双空时发射分集模式的接收方法及设备

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种双空时发射分集(Double Space Time Transmit Diversity，D-STTD)模式的接收方法及设备。

背景技术

多入多出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术是目前无线通信技术领域中智能天线技术的热点，它利用空间中增加的传输信道，在发送端和接收端通过采用多个天线传送信号的方法，提高通信系统的容量和频谱利用率。

在现有的各种MIMO接收方法中，线性MIMO均衡接收方法以其复杂度较低的特性得到广泛的应用。另外，在实际的通信系统中，出于成本考虑，基站通常比终端配置更多的天线，在这种情况下，典型的采用4个发射天线，2个接收天线的D-STTD模式的MIMO系统模型较为常用。

综上所述，比较优选的是在D-STTD模式下的采用线性MIMO均衡接收方法的MIMO通信系统。

在D-STTD模式下，现有的线性MIMO均衡接收方法主要包括：迫零(Zero Forcing，ZF)结合串行干扰消除(Successive Interference Cancellation，SIC)的ZF-SIC，以及线性最小均方误差(Linear Minimum Mean Square Error，LMMSE)结合SIC的LMMSE-SIC两种方法。

其中，ZF-SIC方法的计算流程主要如下：

initialization：G₁＝H⁺

i＝1

recursion：k_j＝arg min||(G_i)_j||²            (2)

$\mathrm{where\; j}\∉\left\{\begin{array}{cccc}{k}_1& k_2& ...& k_{i-1}\end{array}\right\}$

$w_{k_i}={\left(G_i\right)}_{k_i}$

$y_{k_i}=w_{k_i}^T{r}_i$

${\hat{a}}_{k_i}=Q\left(y_{k_i}\right)$

$r_{i+1}=r_i-{\hat{a}}_{k_i}{\left(H\right)}_{k_i}$

$G_{i+1}=H_{k_i}^{\±}---\left(3\right)$

i＝i+1                 (4)

其中，H代表等效信道的矩阵。由上述流程的(4)式可以看出该方法需要进行迭代计算，由(1)、(2)、(3)、式可以看出，该方法在每次迭代过程中还需要计算等效信道矩阵的伪逆，需要选择出具有最大信噪比的分层并进行干扰消除，需要重新计算等效信道的矩阵。

LMMSE-SIC方法的计算流程主要如下：

Initialization

i←1

r₁＝r

$G_1={(H^{H}H+{\mathrm{\σ}}^2{I}_{M_T})}^{-1}{H}^H---\left(5\right)$

$k_1=\underset{j}{\arg \min }{\left|\right|{\left(G_i\right)}_j\left|\right|}^2---\left(6\right)$

Recursion

$w_{k_1}={\left(G_i\right)}_{k_i}$

$y_{k_i}=w_{k_i}^T{r}_i$

${\hat{a}}_{k_i}=Q\left(y_{k_i}\right)$

$r_{i+1}=r_i-{\hat{a}}_{k_i}{\left(H\right)}_{k_i}$

$G_{i+1}={(H_i^H{H}_i+{\mathrm{\σ}}^2{I}_{M_T})}^{-1}{H}_i^H---\left(7\right)$

$k_{i+1}=\underset{j\∉\{k_1,...,k_i\}}{\arg \min }{\left|\right|{\left(G_{i+1}\right)}_j\left|\right|}^2$

i＝i+1                          (8)

其中，H代表等效信道的矩阵。由上述流程的(8)式可以看出该方法需要进行迭代计算，由(5)、(6)、(7)、式可以看出，该方法在每次迭代过程中还需要计算LMMSE系数，需要选择出具有最大信噪比的分层并进行干扰消除，需要重新计算LMMSE系数并进行迭代。

在实现上述D-STTD模式下线性MIMO均衡接收方法的过程中，发明人发现现有技术中至少存在如下问题：上述两种方法都需要过多冗余且大量的计算过程，导致接收方法过于复杂，接收端对信号的处理能力较慢。

发明内容

本发明的实施例提供一种D-STTD模式的接收的方法及设备，优化线性MIMO均衡接收方法，降低D-STTD模式下接收方法的复杂度。

为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案：

一种双空时发射分集D-STTD模式的接收方法，包括：

根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取检测参数以及等效信道参数；

接收D-STTD模式下的接收信号；

根据所述等效信道参数与所述接收信号获取发射端的发射信号；

根据所述检测参数确定所述发射信号中的检测信号和解析信号。

一种双空时发射分集D-STTD模式的接收方法，包括：

根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取对角化参数；

通过根据所述对角化参数配置的线性滤波器接收D-STTD模式下的接收信号，以消除所述接收信号中干扰。

一种接收端，包括：

参数获取单元，用于根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取检测参数以及等效信道参数；

接收单元，用于接收D-STTD模式下的接收信号；

信号获取单元，用于根据所述参数获取单元获取的等效信道参数与所述接收单元接收到的接收信号获取发射端的发射信号；

确定单元，用于根据所述参数获取单元获取的检测参数确定所述信号获取单元获取到的发射信号中的检测信号和解析信号。

一种线性滤波器，包括：

对角化单元，用于根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取对角化参数；

过滤单元，用于接收D-STTD模式下的接收信号，以得到消除干扰后的接收信号，其中，所述过滤单元是根据所述对角化单元获取到的对角化参数配置的。

一种包括上述线性滤波器的接收端。

本发明实施例提供的技术方案具有如下有益效果：无需在获取发射信号的过程中进行迭代，也无需获取信道矩阵的违逆，更无需对各个分层的信噪比进行排序以便找到最大信噪比的分层进行干扰消除，明显的优化了D-STTD模式下接收端的接收方法，降低了接收方法的复杂度，简化了接收端的设计，并且本发明实施例中提供了一种现有技术中MIMO技术上提出的线性滤波器，可用于消除干扰，可对接收信号进行线性处理。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例中MIMO技术中发送接收信号的过程示意图；

图2为本发明实施例1中一种D-STTD模式的接收方法的流程图示意图；

图3为本发明实施例2中一种D-STTD模式的接收方法的流程图示意图；

图4为本发明实施例3中一种优化的ZF-SIC接收方法的流程图示意图；

图5为本发明实施例4中一种优化的LMMSE-SIC的接收方法的流程图示意图；

图6为本发明实施例5中一种基于块对角化的接收方法的流程图示意图；

图7为本发明实施例6中一种接收端的结构示意图；

图8为本发明实施例7中一种线性滤波器的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。并且，以下各实施例均为本发明的可选方案，实施例的排列顺序及实施例的编号与其优选执行顺序无关。

下面先介绍一下本发明实施例中涉及到的D-STTD模式的传输模型。

如图1所示为MIMO传送信号过程的示意图。其中，M_T代表发射天线的数量，M_R代表接收天线的数量，s₁、s₂......代表第1、2、......第M_T个发射天线上发射的信号，n₁、n₂......

代表第1、2、......第M_R个接收天线上接收到的噪声，

代表第M_R个接收天线与第M_T个发射天线之间的信道响应。在如图1所示的接收机下，采用的4个发射天线，2个接收天线的(即：4*2)D-STTD模式的MIMO通信系统的传输模型可用(1)式来表示：

其中，是接收矩阵，y_i，j表示第i根接收天线在第j个符号周期内接收到的信号，在本发明的各个实施例中，该接收端接收到的Y即为接收信号；

是信道矩阵，h_i，j表示第i根接收天线与第j根发射天线之间无线信道的信道响应，各个h_i，j可统称为信道信息；是噪声矩阵，n_i，j表示第i根接收天线在第j个符号周期内接收到的噪声，而

是发射矩，是由发射端经过空时分组码(Space Time Block Coding，STBC)处理后的发射信号，S的第j行表示第j根发射天线上发送的信号，第i列表示第i个发射符号周期，或者第i个子载波。

对(9)式进行等效变换，可获得等效传输模型(10)

其中，

为等效接收矩阵；为等效信道矩阵，在本发明的各个实施例中，等效信道模型可用该等效信道矩阵

代表，不同的h_i，j可统称为信道信息；为等效发射矩阵；

为等效噪声矩阵。由(10)式可知，D-STTD模式的传输模型经过变换后，可简单表示为：

$\tilde{Y}=\tilde{H}\tilde{S}+\tilde{N}---\left(11\right)$

其中，上述(10)式是(9)式的一种等效传输模型，实际上，对(9)式进行等效变换后还可有其它形式的等效传输模型，在这里就不一一列举了。

实施例1

本实施例公开一种D-STTD模式的接收方法，如图2所示，该方法包括：

步骤101，接收端根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取检测参数以及等效信道参数；

其中，在步骤101中的等效信道模型可为上述的等效信道矩阵

步骤102，接收端接收D-STTD模式下的接收信号；

其中，该接收信号可用上述的等效接收矩阵

来表示。

步骤103，接收端根据所述等效信道参数与所述接收信号获取发射端的发射信号；

其中，该发射信号可用上述等效发射矩阵

来表示。

步骤104，接收端根据所述检测参数确定所述发射信号中的检测信号和解析信号。

其中，检测信号为无需接收端进行解析，可直接通过接收端检测获取到发射信号中那部分信号，解析信号为需要接收端进行解析后获取的发射信号中那部分信号。

本发明实施例提供的D-STTD模式的接收方法具有如下有益效果：根据等效信道模型中的信道信息获取的参数获取发射信号，并进一步确定该发射信号中的检测信号和解析信号，整个在获取发射信号的方法过程中无需进行迭代，也无需获取信道矩阵的违逆，更无需对各个分层的信噪比进行排序以便找到最大信噪比的分层进行干扰消除，明显的优化了D-STTD模式下接收端的接收方法，降低了接收方法的复杂度。

实施例2

本实施例提供一种D-STTD模式的接收方法，如图3所示，该方法包括：

步骤201，根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取对角化参数；

其中，该等效信道模型可为上述的等效信道矩阵

步骤202，根据所述对角化参数配置线性滤波器，并通过根据该线性滤波器接收D-STTD模式下的接收信号，以消除所述接收信号中干扰；

该步骤202中接收信号可对应上述的等效接收矩阵

本实施例提供的方法无需在获取发射信号的过程中进行迭代，也无需获取信道矩阵的违逆，更无需对各个分层的信噪比进行排序以便找到最大信噪比的分层进行干扰消除，降低了接收方法的复杂度，并且本发明实施例中的方法可适用于消除干扰，对接收信号进行线性处理线性滤波器，或者包含所述滤波器的接收端，可有效实现D-STTD模式下块对角化的MIMO通信系统。

实施例3

本实施例具体提供一种D-STTD模式的接收方法，该方法可以认为是一种改进的ZF-SIC接收方法。

下面先介绍一下本实施例中的接收方法的基本原理。

根据(10)式中的等效信道矩阵，有

${\tilde{H}}^H\tilde{H}=\left[\begin{array}{cccc}{C}_1& 0& A& B\\ 0& C_1& -B& A\\ A^{*}& -B& C_2& 0\\ B^{*}& A& 0& C_2\end{array}\right]---\left(12\right)$

$C_1=\underset{i,j\∈\left\{\mathrm{1,2}\right\}}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{\mathrm{ij}}\right|}^2---\left(13\right)$

$C_2=\underset{i\∈\left\{\mathrm{1,2}\right\},j\∈\left\{\mathrm{3,4}\right\}}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{\mathrm{ij}}\right|}^2---\left(14\right)$

其中，

$A=h_{11}^{*}{h}_{13}+h_{21}^{*}{h}_{23}+h_{12}{h}_{14}^{*}+h_{22}{h}_{24}^{*}---\left(15\right)$

$B=h_{11}^{*}{h}_{14}+h_{21}^{*}{h}_{24}-h_{12}{h}_{13}^{*}-h_{22}{h}_{23}^{*}---\left(16\right)$

若将(12)式表示成：

可以看出，

的结构比较特殊，研究

的特殊结构，进一步可以得到

${\left({\tilde{H}}^H\tilde{H}\right)}^{-1}=\frac{1}{D}\left[\begin{array}{cccc}{-C}_2& 0& A& B\\ 0& -C_2& -B^{*}& A^{*}\\ A^{*}& -B& {-C}_1& 0\\ B^{*}& A& 0& -C_1\end{array}\right]---\left(17\right)$

其中，D＝|A|²+|B|²-C₁C₂，A，B，C₁，C₂的取值仍如(13)、(14)、(15)、(16)式一样。

由(17)式可知，

的伪逆不需要通过矩阵求逆，只需通过(17)式的线性处理便可以得到，明显减少了获取过程的复杂度。

根据(17)式获取到的s₁，s₂的后处理信噪比(Post-processing Signal toNoise Ratio，Post-SNR)为：

${\mathrm{SNR}}_k=\frac{C_1{C}_2-({\left|A\right|}^2+{\left|B\right|}^2)}{{\mathrm{\σ}}^2{C}_2}(k=\mathrm{1,2})---\left(18\right)$

s₃，s₄的Post-SNR为：

${\mathrm{SNR}}_k=\frac{C_1{C}_2-({\left|A\right|}^2+{\left|B\right|}^2)}{{\mathrm{\σ}}^2{C}_1}(k=3,4)---\left(19\right)$

其中，σ²代表接收信号的噪声方差。s₁，s₂具有相同的信噪比，s₃，s₄具有相同的信噪比。因为s₁，s₂的Post-SNR经计算后皆为(18)式，所以s₁，s₂具有相同的信噪比。同理s₃，s₄也是。

通过(18)、(19)式可以看出，如果C₁＞C₂，则SNR₁＞SNR₂，说明s₁，s₂的信噪比较高，此时，检测s₁，s₂正确的概率便较高；如果C₁＜C₂，则SNR₁＜SNR₂，说明s₃，s₄的信噪比比较高，此时，检测s₃，s₄正确的概率便较高。

基于上述原理，本实施例中的方法如图4所示，包括：

步骤301，接收端根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取第一检测参数、第二检测以及适合从ZF-SIC的接收方法中获取发射信号的迫零等效信道参数。

具体地可通过如下方式实现：接收端根据(10)式中的

中的信道信息，即h_i，j获取第一检测参数C₁，第二检测参数C₂，以及适合从ZF-SIC的接收方法中获取发射信号的迫零等效信道参数

其中，该第一检测参数C₁可通过下述(13)式获得：

$C_1=\underset{i,j\∈\left\{\mathrm{1,2}\right\}}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{\mathrm{ij}}\right|}^2---\left(13\right)$

该第二检测参数C₂可通过下述(14)式获得：

$C_2=\underset{i\∈\left\{\mathrm{1,2}\right\},j\∈\left\{\mathrm{3,4}\right\}}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{\mathrm{ij}}\right|}^2---\left(14\right)$

该迫零等效信道参数

可根据(17)式获得。

需要说明的是：该第一检测参数C₁、第二检测参数C₂以及该迫零等效信道参数

可以通过不同的等效变换而有所不同，例如：将(17)式中的等效变换到矩阵

中等，具体形式在此就不赘述了。但这些都应属于本发明实施例所保护的范围之内。

步骤302，接收端接收D-STTD模式下的接收信号。其中，该接收端接收的D-STTD模式下的接收信号可用(10)式中的等效接收矩阵代表。

步骤303，接收端根据所述迫零等效信道参数与所述接收信号获取发射端的发射信号。其中，该发射信号在本实施例中用可(10)中的等效发射矩阵

代表。

具体地，接收端可将该迫零等效信道参数

与接收信号进行相乘，从而获取发射端发送的发送信号

该过程可通过下述(20)式表示。

${\left({\tilde{H}}^H\tilde{H}\right)}^{-1}{\tilde{H}}^H\tilde{Y}={\left({\tilde{H}}^H\tilde{H}\right)}^{-1}{\tilde{H}}^H\tilde{H}\tilde{S}+{\left({\tilde{H}}^H\tilde{H}\right)}^{-1}{\tilde{H}}^H\tilde{N}$ (20)

$=\tilde{S}+{\left({\tilde{H}}^H\tilde{H}\right)}^{-1}{\tilde{H}}^H\tilde{N}$

其中，根据式(11)可知，

步骤304，接收端判断所述第一检测参数是否大于所述第二检测参数；

如果接收端判定所述第一检测参数大于所述第二检测参数；则将对应第一检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第一检测参数的检测信号检测出来，并将对应第二检测参数的信号作为解析信号；

如果接收端判定所述第一检测参数小于所述第二检测参数；则将对应第二检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第二检测参数的检测信号检测出来，并将对应第一检测参数的信号作为解析信号。

具体地，步骤304可通过如下方式实现：接收端判断C₁是否大于C2，

如果接收端判定C₁大于C2，则根据(18)式可知，将Post-SNR的大小取决于C₁的信号s₁，s₂作为检测信号，即对应C₁的s₁，s₂作为检测信号，先从中检测出s₁，s₂，。因为C₁大于C₂则说明s₁，s₂的信噪比较高，此时，检测s₁，s₂正确的概率便较高；并将对应C₂的s₃，s₄作为解析信号；

如果接收端判定C₂大于C₁，则根据(19)式可知，将Post-SNR的大小取决于C₂的信号s₃，s₄，即对应C₂的s₃，s₄作为检测信号，先从中检测出s₃，s₄。因为C₂大于C₁则说明s₃，s₄的信噪比较高，此时，检测s₃，s₄正确的概率便较高；并将对应C₁的s₁，s₂作为解析信号。

需要说明的是：在检测过程中还可消除噪声，即(₂0)式中的

部分对检测信号的影响。

步骤305，接收端消除检测信号对解析信号的干扰，并根据STBC解析消除干扰后的解析信号，以提高解析信号的检测率。

具体地，以检测信号为s₁，s₂，解析信号为s₃，s₄为例，步骤305可通过如下方式实现：接收端将从

中获取到的s₃中减去s₁，s₂，从而消除s₁，s₂对s₃的干扰；同理，接收端同时将从中获取到的s₄中减去s₁，s₂，从而消除s₁，s₂对s₄的干扰。接收端将消除干扰后的s₃和s₄联合起来，用STBC解析s₃和s₄联合后的信号。

本发明实施例提供的改进的ZF-SIC接收方法根据等效信道模型中的信道信息获取的参数获取发射信号，并进一步通过确定该发射信号中的检测信号和解析信号的方法，找到需要检测和需要消除干扰的解析信号，进而将发射信号中的各个信号还原出来。整个在获取发射信号的方法过程中无需进行迭代，也无需获取信道矩阵的违逆，更无需对各个分层的信噪比进行排序以便找到最大信噪比的分层进行干扰消除，明显的优化了D-STTD模式下接收端的接收方法，降低了ZF-SIC接收方法的复杂度。

实施例4

本实施例具体提供一种D-STTD模式的接收方法，该方法可以认为是一种改进的LMMSE-SIC接收方法。

下面先介绍一下本实施例中的接收方法的基本原理。

根据(12)式可以获取到

根据该

可通(21)式获取LMMSE系数。

${({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}=\frac{1}{D}\left[\begin{array}{cccc}{-C}_2-{\mathrm{\σ}}^2& 0& A& B\\ 0& -C_2-{\mathrm{\σ}}^2& -B^{*}& A^{*}\\ A^{*}& -B& {-C}_1-{\mathrm{\σ}}^2& 0\\ B^{*}& A& 0& -C_1-{\mathrm{\σ}}^2\end{array}\right]---\left(21\right)$

其中，D＝|A|²+|B|²-(C₁+σ²)(C₂+σ²)，σ²为噪声方差，I为单位矩阵，A，B，C₁，C₂的取值仍如(13)、(14)、(15)、(16)式一样。

同样，由(21)式可知，LMMSE系数的逆并不需要通过矩阵求逆获得，只需通过(21)式的线性处理就可以得到，明显减少了获取LMMSE系数过程的复杂度。

根据(21)式获取到的s₁，s₂的Post-SNR为：

${\mathrm{SNR}}_1^{\′}=\frac{(C_1+{\mathrm{\σ}}^2)(C_2+{\mathrm{\σ}}^2)-{\left|A\right|}^2+{\left|B\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2(C_2+{\mathrm{\σ}}^2)}-1---\left(22\right)$

s₃，s₄的Post-SNR为：

${\mathrm{SNR}}_2^{\′}=\frac{(C_1+{\mathrm{\σ}}^2)(C_2+{\mathrm{\σ}}^2)-{\left|A\right|}^2+{\left|B\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2(C_1+{\mathrm{\σ}}^2)}-1---\left(23\right)$

其中，s₁，s₂具有相同的信噪比，s₃，s₄具有相同的信噪比。

通过(22)、(23)式可以看出，如果C₁＞C₂，则SNR’₁＞SNR’₂，说明s₁，s₂的信噪比较高，此时，检测s₁，s₂正确的概率便较高；如果C₁＜C₂，则SNR₁’＜SNR₂’，说明s₃，s₄的信噪比比较高，此时，检测s₃，s₄正确的概率便较高。

基于上述原理，本实施例中的方法如图5所示，包括：

步骤401，接收端根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取第一检测参数、第二检测以及适合从LMMSE-SIC的接收方法中获取发射信号的均方误差等效信道参数。

具体地，接收端根据(10)式中的中的信道信息，即h_i，j获取第一检测参数C₁，第二检测参数C₂，以及适合从LMMSE-SIC的接收方法中获取发射信号的均方误差等效信道参数

其中，该第一检测参数C₁和C₂与实施3中的方法相同，可通过(13)、(14)式获得。

该均方误差等效信道参数

可根据(21)式获得。

需要说明的是：该第一检测参数C₁、第二检测参数C₂以及该均方误差等效信道参数可以通过不同的等效变换而有所不同，例如：将(21)式中的

等效变换到矩阵

中等。具体形式在此就不赘述了。但这些都应属于本发明实施例所保护的范围之内。

步骤402，接收端接收D-STTD模式下的接收信号。其中，该接收端接收的D-STTD模式下的接收信号可用(10)式中的等效接收矩阵

代表。

步骤403，接收端根据所述均方误差等效信道参数与所述接收信号获取发射端的发射信号。其中，该发射信号在本实施例中用可(10)中的等效发射矩阵

代表。

具体地，接收端可将该均方误差等效信道参数

与接收信号

进行相乘，从而获取发射端发送的发送信号

该过程可通过下述(24)式表示。

${({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{\tilde{H}}^H\tilde{Y}={\left({\tilde{H}}^H\tilde{H}{+\mathrm{\σ}}^{2}I\right)}^{-1}{\tilde{H}}^H\tilde{H}\tilde{S}+{({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{\tilde{H}}^H\tilde{N}$ (24)

$=\tilde{S}+{({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{\tilde{H}}^H\tilde{N}$

其中，根据式(11)可知，

步骤404，接收端判断所述第一检测参数是否大于所述第二检测参数；

如果接收端判定所述第一检测参数大于所述第二检测参数；则将对应第一检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第一检测参数的检测信号检测出来，并将对应第二检测参数的信号作为解析信号；

如果接收端判定所述第一检测参数小于所述第二检测参数；则将对应第二检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第二检测参数的检测信号检测出来，并将对应第一检测参数的信号作为解析信号。

具体地，步骤404可通过如下方式实现：接收端判断C₁是否大于C₂，

如果接收端判定C₁大于C₂，则根据(22)式可知，将Post-SNR的大小取决于C₁的信号s₁，s₂，即对应C₁的s₁，s₂作为检测信号，先从

中检测出s₁，s₂，。因为C₁大于C₂则说明s₁，s₂的信噪比较高，此时，检测s₁，s₂正确的概率便较高；并将对应C₂的s₃，s₄作为解析信号；

如果接收端判定C₂大于C₁，则根据(23)式可知，将Post-SNR的大小取决于C₂的信号s₃，s₄，即对应C₂的s₃，s₄作为检测信号，先从

中检测出s₃，s₄。因为C₂大于C₁则说明s₃，s₄的信噪比较高，此时，检测s₃，s₄正确的概率便较高；并将对应C₁的s₁，s₂作为解析信号。

需要说明的是：在检测过程中还可消除噪声，即(24)式中的

部分对检测信号的影响。

步骤405，接收端消除检测信号对解析信号的干扰，并根据STBC解析消除干扰后的解析信号，以提高解析信号的检测率。

具体地，以检测信号为s₁，s₂，解析信号为s₃，s₄为例，步骤405可通过如下方式实现：接收端将从中获取到的s₃中减去s₁，s₂，从而消除s₁，s₂对s₃的干扰，并用STBC解析消除干扰后的s₃；同理，接收端同时将从

中获取到的s₄中减去s₁，s₂，从而消除s₁，s₂对s₄的干扰，并用STBC解析消除干扰后的s₃和s₄联合起来的信号。

本发明实施例提供的改进的LMMSE-SIC接收方法根据等效信道模型中的信道信息获取的参数获取发射信号，并进一步通过确定该发射信号中的检测信号和解析信号的方法，找到需要检测和需要消除干扰的解析信号，进而将发射信号中的各个信号还原出来。整个在获取发射信号的方法过程中无需进行迭代，也无需获取信道矩阵的违逆，更无需对各个分层的信噪比进行排序以便找到最大信噪比的分层进行干扰消除，明显的优化了D-STTD模式下接收端的接收方法，降低了LMMSE-SIC接收方法的复杂度。

实施例5

本实施例具体提供一种基于块对角化的D-STTD模式的接收方法，该方法适用于接收端，或者该接收端上的滤波器。如图6所示，该方法包括：

步骤501，根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取对角化参数；

其中，该等效信道模型可为(10)式中的等效信道矩阵

并且所述对角化参数至少包括：用以消除D-STTD模式下接收信号中干扰的第一对角化参数组和第二对角化参数组。

该第一对角化参数组和第二对角化参数组可通过下述(25)、(26)式获取。

$\left[\begin{array}{cc}A/Z_1& B/Z_1\\ -B^{*}/Z_1& A^{*}/Z_1\end{array}\right]---\left(25\right)$

$\left[\begin{array}{cc}C/Z_2& D/Z_2\\ -D^{*}/Z_2& C^{*}/Z_2\end{array}\right]---\left(26\right)$

其中，

A＝-h₁₃h₂₃ ^*-h₁₄h₂₄ ^*

B＝h₁₄h₂₃-h₁₃h₂₄

C＝-h₂₁h₁₁ ^*-h₂₂h₁₂ ^*

D＝h₂₂h₁₁-h₂₁h₁₂

Z₁＝|h₂₃|²+|h₂₄|²

Z₂＝|h₁₁|²+|h₁₂|²

需要说明的是：第一对角化参数组和第二对角化参数组可以通过不同的等效变换而有所不同，例如：将(25)式中的Z₁，或(26)式中的Z₂从其对应的矩阵中提出来等，具体形式在此就不赘述了。但这些都应属于本发明实施例所保护的范围之内。

步骤502，根据所述第一对角化参数组和第二对角化参数组配置线性滤波器，并通过该线性滤波器接收D-STTD模式下的接收信号，以消除所述接收信号中干扰；

该步骤502中接收信号可通过等效接收矩阵来表示。

具体地，根据第一对角化参数组和第二对角化参数组配置线性滤波器G如下：

$G=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& A/Z_1& B/Z_1\\ 0& 1& -B^{*}/Z_1& A^{*}/Z_1\\ C/Z_2& D/Z_2& 1& 0\\ -D^{*}/Z_2& C^{*}/Z_2& 0& 1\end{array}\right]---\left(26\right)$

通过该线性滤波器G接收D-STTD模式下的

以消除

中的干扰。之所以在

通过线性滤波器G后，可以消除

中的干扰，是因为如下原理：

本实施例中的线性滤波器G与等效信道矩阵相乘后可将等效信道矩阵对角化为：

$\text{G}\tilde{H}=\left[\begin{array}{cccc}E& F& 0& 0\\ F^{*}& -E^{*}& 0& 0\\ 0& 0& P& Q\\ 0& 0& Q^{*}& {-P}^{*}\end{array}\right]---\left(27\right)$

其中，

E＝Ah₂₁+Bh₂₂ ^*

F＝Ah₂₂-Bh₂₁ ^*

P＝Ch₁₃+Dh₁₄ ^*

Q＝Ch₁₄-Dh₁₃ ^*

因为(11)式中的

所以

将(27)式代入，即可获得下述(28)

$\text{G}\tilde{Y}=\left[\begin{array}{cccc}E& F& 0& 0\\ F^{*}& -E^{*}& 0& 0\\ 0& 0& P& Q\\ 0& 0& Q^{*}& {-P}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ s_3\\ s_4\end{array}\right]+G\tilde{N}---\left(28\right)$

步骤503，根据STBC解析消除干扰后的接收信号从而获取发射端的发射信号。

由(28)式此可以看出，本实施例提供的方案有效的实现了D-STTD模式下通信系统的块对角化，消除了STBC对(s₁，s₂)与STBC对(s₃，s₄)之间的干扰。而STBC对(s₁，s₂)，STBC对(s₃，s₄)仍可以独立采用STBC方法进行求解，方法简单，无需进行迭代以及矩阵求逆。

实施例6

本实施例提供一种接收端600，如图7所示，该接收端600包括：参数获取单元61，接收单元62，信号获取单元63，确定单元64。

参数获取单元61，用于根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取检测参数以及等效信道参数；接收单元62，用于接收D-STTD模式下的接收信号；信号获取单元63，用于根据所述参数获取单元61获取的等效信道参数与所述接收单元62接收到的接收信号获取发射端的发射信号；确定单元64，用于根据所述参数获取单元61获取的检测参数确定所述信号获取单元63获取到的发射信号中的检测信号和解析信号。

其中，参数获取单元61包括如下中的至少一项：

迫零模块611，用于根据D-STTD模式中与信道对应的等效信道模型获取第一检测参数、第二检测参数以及适合从ZF-SIC的接收方法中获取发射信号的迫零等效信道参数；

均方误差模块612，用于根据D-STTD模式中与信道对应的等效信道模型从所述接收信号中获取第一检测参数、第二检测参数以及适合从LMMSE-SIC的接收方法中获取发射信号的均方误差等效信道参数。

在本实施例中，确定单元64包括：判断模块641，检测模块642。

判断模块641，用于判断所述第一检测参数是否大于所述第二检测参数；

检测模块642，用于当判断模块641判定所述第一检测参数大于所述第二检测参数时，将对应第一检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第一检测参数的检测信号检测出来，并将对应第二检测参数的信号作为解析信号；当判断模块641判定所述第一检测参数小于所述第二检测参数时，将对应第二检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第二检测参数的检测信号检测出来，并将对应第一检测参数的信号作为解析信号。

另外，该接收端600还可包括如下可选模块：

干扰消除单元65，用于消除检测信号对解析信号的干扰；

解析单元66，用于根据空时分组码解析干扰消除单元65消除干扰后的解析信号。

本发明实施例提供的接收端可根据等效信道模型中的信道信息获取的参数获取发射信号，并进一步通过确定该发射信号中的检测信号和解析信号的方法，找到需要检测和需要消除干扰的解析信号，进而将发射信号中的各个信号还原出来。整个在获取发射信号的方法过程中无需进行迭代，也无需获取信道矩阵的违逆，更无需对各个分层的信噪比进行排序以便找到最大信噪比的分层进行干扰消除，降低了接收端的复杂度，优化了接收端设计。

实施例7

本实施例提供一种线性滤波器700，用于处理接收信号。如图8所示，该线性滤波器700包括：对角化单元71，过滤单元73。

对角化单元71，用于根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取对角化参数；过滤单元73，接收D-STTD模式下的接收信号，以得到消除干扰后的所述接收信号，其中，所述过滤单元73是根据所述对角化单元获取到的对角化参数配置的。

本实施例中，该线性滤波器700还可包括：解析单元74。

解析单元74，用于根据空时分组码解析过滤单元消除干扰后的接收信号从而获取发射端的发射信号。

需要说明的是，在本发明实施例中，该解析单元74是结合在线性滤波器700中的，此时说明该线性滤波器700不仅可以滤波还可以解析信号。但是根据设计的需要，线性滤波器700也可以不包括该解析单元74，仅执行滤波功能。

本实施例提供了一种D-STTD系统的线性滤波器设计，可用于消除干扰，可对接收信号进行线性处理，有效的实现D-STTD模式下通信系统的块对角化，不仅可消除STBC对接收到的各发射分集之间干扰，并且接收到的各发射分集仍可以独立采用STBC方法进行求解，方法简单，无需进行迭代以及矩阵求逆。

实施例8

本实施例提供一种接收端，该接收端包括一种线性滤波器，所述线性滤波器可如实施例7中所述的线性滤波器700。

本实施例提供的接收端在对接收信号进行处理的过程中，有效的实现D-STTD模式下MIMO通信系统的块对角化，无需对信道矩阵进行的违逆，更无需对各个分层的信噪比进行排序以便找到最大信噪比的分层进行干扰消除，优化了D-STTD模式下接收端的设计，降低了接收端的设计。

通过以上的实施方式的描述，所属领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在可读取的存储介质中，如计算机的软盘，硬盘或光盘等，包括若干指令用以使得一台设备(可以是移动终端等)执行本发明各个实施例所述的方法。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (14)

1.一种双空时发射分集D-STTD模式的接收方法，其特征在于，包括：

根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取检测参数以及等效信道参数；

接收D-STTD模式下的接收信号；

根据所述等效信道参数与所述接收信号获取发射端的发射信号；

根据所述检测参数确定所述发射信号中的检测信号和解析信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取检测参数以及等效信道参数包括：

获取第一检测参数、第二检测参数以及适合从迫零结合串行干扰消除SIC的接收方法中获取发射信号的迫零等效信道参数；或者

获取第一检测参数、第二检测参数以及适合从线性最小均方误差结合SIC的接收方法中获取发射信号的均方误差等效信道参数。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述检测参数确定所述发射信号中的检测信号和解析信号包括：

判断所述第一检测参数是否大于所述第二检测参数；

如果判定所述第一检测参数大于所述第二检测参数；则将对应第一检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第一检测参数的检测信号检测出来，并将对应第二检测参数的信号作为解析信号；

如果判定所述第一检测参数小于所述第二检测参数；则将对应第二检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第二检测参数的检测信号检测出来，并将对应第一检测参数的信号作为解析信号。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

消除检测信号对解析信号的干扰；

根据空时分组码解析消除干扰后的解析信号。

5.一种接收端，其特征在于，包括：

参数获取单元，用于根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取检测参数以及等效信道参数；

接收单元，用于接收D-STTD模式下的接收信号；

信号获取单元，用于根据所述参数获取单元获取的等效信道参数与所述接收单元接收到的接收信号获取发射端的发射信号；

确定单元，用于根据所述参数获取单元获取的检测参数确定所述信号获取单元获取到的发射信号中的检测信号和解析信号。

6.根据权利要求5所述的接收端，其特征在于，所述参数获取单元包括如下中的至少一项：

迫零模块，用于根据D-STTD模式中与信道对应的等效信道模型获取第一检测参数、第二检测参数以及适合从迫零结合SIC的接收方法中获取发射信号的迫零等效信道参数；

均方误差模块，用于根据D-STTD模式中与信道对应的等效信道模型从所述接收信号中获取第一检测参数、第二检测参数以及适合从线性最小均方误差结合SIC的接收方法中获取发射信号的均方误差等效信道参数。

7.根据权利要求6所述的接收端，其特征在于，所述确定单元包括：

判断模块，用于判断所述第一检测参数是否大于所述第二检测参数；

检测模块，用于当判断模块判定所述第一检测参数大于所述第二检测参数时，将对应第一检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第一检测参数的检测信号检测出来，并将对应第二检测参数的信号作为解析信号；当判断模块判定所述第一检测参数小于所述第二检测参数时，将对应第二检测参数的信号作为检测信号，从所述发射信号中将所述对应第二检测参数的检测信号检测出来，并将对应第一检测参数的信号作为解析信号。

8.根据权利要求5至7中任意一项所述的接收端，其特征在于，该接收端还包括：

干扰消除单元，用于消除检测信号对解析信号的干扰；

解析单元，用于根据空时分组码解析消除干扰后的解析信号。

9.一种双空时发射分集D-STTD模式的接收方法，其特征在于，包括：

根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取对角化参数；

通过根据所述对角化参数配置的线性滤波器接收D-STTD模式下的接收信号，以消除所述接收信号中干扰。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

根据空时分组码解析消除干扰后的接收信号从而获取发射端的发射信号。

11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述对角化参数至少包括：消除D-STTD模式下接收信号中干扰的第一对角化参数组和第二对角化参数组。

12.一种线性滤波器，其特征在于，包括：

对角化单元，用于根据D-STTD模式下等效信道模型中的信道信息获取对角化参数；

过滤单元，用于接收D-STTD模式下的接收信号，以得到消除干扰后的接收信号，其中，所述过滤单元是根据所述对角化单元获取到的对角化参数配置的。

13.根据权利要求12所述的滤波器，其特征在于，该滤波器还包括：

解析单元，用于根据空时分组码解析过滤单元消除干扰后的接收信号从而获取发射端的发射信号。

14.一种接收端，其特征在于，包括一种线性滤波器，所述线性滤波器是如权利要求12或13所述的线性滤波器。

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