CN102047542B - 用于为功率变换器提供初始偏置和启用信号的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及包括偏置电路的开关模式功率变换器。功率变换器功率变压器包括磁芯。开关模式功率变换器功率变压器还包括初始偏置初级绕组和初始偏置次级绕组，这二者都缠绕在磁芯上，其中初始偏置次级绕组与初始偏置初级绕组共同共享至少一个磁路。驱动器被配置成当其被启用信号启用时利用高频脉冲来驱动初始偏置初级绕组。整流器和电容器被配置成在功率变换器启动期间提供为控制电路供电的电压。一种方法为以功率变换器输出侧为参考的控制器提供初始偏置功率，以从初始偏置绕组为以输出侧为参考的控制器供电。

Description

用于为功率变换器提供初始偏置和启用信号的方法和设备
技术领域
本发明总体上涉及隔离的变换器电路，并且更特别地涉及一种用于为以变换器(converter)的输出端为参考的控制电路提供初始偏置和启用信号的手段。
背景技术
隔离变换器中的常见问题是为初级电路和输出电路二者提供合适的偏置，尤其在该变换器的启动或重启期间。通常，控制器(一个示例是脉宽调制(PWM))在输入侧，并且经由光耦合器提供反馈信号，同时根据变压器绕组自驱动同步整流器。在使用这种方法时存在两个缺点。首先，光耦合器的使用通常限制调节回路的带宽以及最大环境温度，并且将印刷电路板(PCB)的温度限制成低于大约85℃。其次，对较高频率来说，自驱动同步方法通常不是好的解决方案。
此外，诸如过压保护(OVP)之类的保护必须在输出侧，并且可能仅针对过压保护而需要额外的光隔离器。因此，存在在输出侧具有控制电路的优点。一个问题是在启动变换器之前在隔离中断(break)两端提供所需的初始偏置电压。一种可能的解决方案是具有将提供偏置电压的分离的隔离变换器。这种解决方案将需要额外的磁芯，并且如果采用平面磁性元件实现，则将消耗太多板空间。
在颁发给与本申请相同的发明人的美国专利No.6,724,642，“Method andapparatus for providing an initial bias and enable signal for a powerconverter”中描述了一种提供初始偏置和启用信号的可行解决方案。通过参考将‘642专利整体结合于此。‘642专利使用隔离的无芯变压器，其具有在印刷电路板(PCB)的层中和其上形成的绕组。作为一种无芯解决方案，‘642专利的偏置电路不需要任何额外的磁性材料，例如在传统的平面磁性元件解决方案中使用的磁性材料。然而，无芯变压器的绕组占用功率变换器PCB层上的宝贵空间，并且限制了绕组附近部件的放置。
所需要的是一种针对下述问题的解决方案，即如何在使用PCB上的较小面积的隔离层(isolation barrier)上提供偏置功率。
发明内容
在一个方面中，本发明涉及一种包括偏置电路的开关模式功率变换器，其包括一对被配置成从电源接受功率的输入侧功率终端。该开关模式功率变换器还包括一对被配置成向负载提供功率的输出侧功率终端。该开关模式功率变换器还包括功率变换器功率变压器，其包括磁芯，该功率变换器功率变压器被配置成提供电(galvanic)中断，以将开关模式功率变换器的输入侧功率终端与输出侧功率终端隔离。该开关模式功率变换器还包括布置在开关模式功率变换器的输出侧上的控制电路。该开关模式功率变换器还包括缠绕在磁芯上的初始偏置初级绕组。该开关模式功率变换器还包括也缠绕在磁芯上的初始偏置次级绕组，其中该初始偏置次级绕组与初始偏置初级绕组共同共享至少一个磁路。开关模式功率变换器还包括耦合到初级偏置初级绕组的驱动器，该驱动器由电源供电，该驱动器被配置成当其被启用信号启用时利用高频脉冲来驱动初始偏置初级绕组。该开关模式功率变换器还包括：整流器，其耦合到初始偏置次级绕组以提供经过整流的脉冲；以及耦合到整流器的电容器，该电容器被配置成平滑化经过整流的脉冲，其中该整流器和电容器被配置成在功率变换器启动期间提供为控制电路供电的电压。
在一个实施例中，初始偏置初级绕组和初始偏置次级绕组中的至少所选择的一个被配置成在启动之后功率变换器的操作期间为开关模式功率变换器中的至少一个电路提供电功率源。
在另一实施例中，初始偏置次级绕组被配置成向功率变换器的输出侧上的开关模式功率变换器中的至少一个电路提供电功率。
在又一实施例中，初始偏置初级绕组被配置成向功率变换器的输入侧上的开关模式功率变换器中的至少一个电路提供电功率。
在另一实施例中，由驱动器中的晶体管的反向保护二极管提供整流。
在又一实施例中，初始偏置初级绕组和初始偏置次级绕组二者被配置成在启动之后向开关模式功率变换器中的至少一个电路提供电功率。
在另一实施例中，功率变换器功率变压器的磁芯包括E形芯。
在又一实施例中，初始偏置初级绕组和初始偏置次级绕组二者缠绕在E形芯的相同外芯柱(leg)上。
在另一实施例中，初级偏置次级绕组另外缠绕在E形芯的另一芯柱上。
在又一实施例中，E形芯的另一芯柱包括E形芯的中央芯。
在另一实施例中，驱动器还包括被配置成生成高频脉冲的振荡器，其中当该驱动器被启用时，其响应于振荡器的输出来驱动初始偏置初级绕组。
在又一实施例中，偏置电路还被配置成接收在输入侧上起动的接通/断开(ON/OFF)信号，并且偏置电路被配置成响应于接通/断开信号的断开状态来禁用初始偏置初级绕组。
在另一实施例中，偏置电路还被配置成接收在输出侧上起动的接通/断开信号，并且偏置电路被配置成响应于接通/断开信号的断开状态来禁用初始偏置初级绕组。
在又一实施例中，高频脉冲包括小于或等于大约1MHz的频率和小于或等于25％的占空比。
在另一实施例中，高频脉冲包括大于1MHz的频率和小于或等于50％的占空比。
在又一实施例中，开关模式功率变换器还包括耦合到偏置电路的输入侧的感测和控制电路，该感测和控制电路被配置成检测变换器何时不处于操作中，该感测和控制电路被配置成开始较短有效周期，在其中启用位于所述输出侧上的所述控制电路，接着是较长非有效周期。
在另一方面中，本发明特征为一种为以功率变换器输出侧为参考的控制器提供初始偏置功率的方法，该方法包括：提供一对被配置成从电源接受功率的输入侧功率终端；提供一对被配置成向负载提供功率的输出侧功率终端；在功率变换器功率变压器上提供初始偏置绕组，该初始偏置绕组包括至少一个初始偏置初级绕组和至少一个初始偏置次级绕组，其中功率变换器功率变压器将功率变换器输入侧与功率变换器输出侧电隔离；提供以输出侧为参考的控制器；使用高频脉冲驱动初始偏置绕组；以及使用初始偏置绕组从电源为以输出侧为参考的控制器供电。
在一个实施例中，为控制器供电的步骤包括：在变换器启动之后在功率变换器的操作期间为控制器供电，其中响应于电能量从功率变换器输入侧到功率变换器输出侧的传递经由至少一个初始偏置次级绕组向控制器提供功率。
在另一实施例中，至少一个初始偏置次级绕组包括围绕功率变换器功率变压器的磁芯的两个或更多芯柱的至少一个绕组，并且在功率变换器的操作期间的初始偏置次级绕组电压比功率变换器启动时初始偏置次级绕组电压高。
在又一实施例中，该方法还包括步骤：在变换器启动后且在功率变换器的操作期间将电功率从至少一个初始偏置初级绕组提供给至少一个以输入侧为参考的功率变换器电路。
附图说明
为了进一步理解本发明的这些和目的，将参考结合附图来阅读的本发明的下述详细描述。当结合以示例说明本发明原理的附图阅读时，从下述详细描述将会更清楚地认识到本发明的目的、优点和特征，其中：
图1示出根据本发明一个实施例的示例性偏置电路的框图。
图2示出使用图1的初始偏置电路的示例性隔离的直流到直流变换器的示意图。
图3示出图1的电路的突出(salient)波形。
图4A示出缠绕在功率变压器“E”芯的外芯柱(leg)上的示例性初始偏置绕组Np和Ns。
图4B示出缠绕在功率变压器“E”芯的中央芯柱和外芯柱二者上的示例性初始偏置绕组Ns。
图5A示出缠绕在功率变压器“E”芯的外芯柱上的示例性初始偏置绕组Np和中央抽头的绕组Ns。
图5B示出缠绕在功率变压器“E”芯的中央芯柱和外芯柱二者上的示例性初始偏置中央抽头的Ns绕组。
图6示出使用根据图5A或图5B的初始偏置绕组的示例性功率变换器的示意图。
图7示出包括初始偏置初级绕组、驱动器和振荡器的示例性功率变换器的初级侧的部分示意图。
图8A示出在功率变换器启动期间图7的初始偏置电路的等效图。
图8B示出在功率变换器正常操作期间图7的初始偏置电路的等效图。
图9A示出本发明的实施例，其中基于应用于晶体管的正脉冲的幅度和宽度来禁用偏置振荡器。
图9B示出本发明的实施例，其中由以变换器的输出侧为参考的信号来启用变换器。
附图不一定按比例，而是重点在于大体说明本发明的原理。在附图中，相似的编号用来指示各个视图中相似的部件。
具体实施方式
本发明涉及一种用于通过使用在功率变压器芯上特别放置的绕组来在功率变换器的隔离格栅上提供初始偏和启用信令的方法和装置。特别放置的绕组可以被布置在隔离的功率变压器芯上，这样他们可以为初始偏置和启用信令提供能量传递，而不会被与变换器的功率部分的操作有关的能量传递干扰。利用合并到功率变压器中的偏置绕组，不再存在对专用初始偏置变压器(例如’642专利的无芯变压器)的需要。对于分离的偏置或启用变压器来说另外需要的PCB成品电路板(real-estate)可以被用于其他电路或者被消除以使得PCB在物理上更小。
在详细描述本发明的偏置绕组配置的各种实施例之前，我们首先描述适合于与本发明的偏置绕组一起使用的初始偏置电路拓扑结构。现在参考附图并且更具体地来说图1，根据本发明一个实施例的初始偏置电路包括：振荡器42、驱动器43、偏置绕组58、整流二极管59和电容器60。用通常由以变换器的输入侧为参考的保护和控制电路41生成的启用(ENABLE)输入信号102来控制振荡器42。在开始/停止(START/STOP)信号100有效的情况下，保护和控制电路41生成耦合到振荡器42的启用信号102。当信号102有效(例如逻辑高)时，振荡器42被启用，并且生成短持续时间的高频(例如500kHz以及以上)脉冲101。脉冲101的频率优选地具有至少大约500kHz，例如大约100纳秒的持续时间。短脉冲101被馈送到驱动器43中，其接着经由以变换器输入侧为参考的初级绕组Np驱动在主功率变压器的磁性元件上特别放置的绕组。图3示出图1的电路的表示波形。来自次级绕组Ns的脉冲(V65，图3的曲线(D))以变换器的输出侧为参考，并且被二极管59整流且被馈送到电容器60中，在t＝t1时该电容器60被充电到电压电平V3(Vccs，图3的曲线(E))。
图2示出使用图1的初始偏置电路的隔离直流到直流变换器200的示例性实施例。电压Vccs的电平V3(图3的曲线(E))被选择成分别高于控制器602和驱动器601的启动电压。图2的示例性功率变换器包括：初级功率可控开关500、隔离功率变压器400、整流器402和403、输出电感器405以及输出电容器404。要指出，可使用诸如MOSFET之类的同步整流器，而不是整流二极管402和403。包括电阻器801、802，晶体管802(例如被示出为MOSFET)、齐纳二极管804和电容器805的启动电路提供传统的线性调节器。在图2的示例性电路中，启动电路在+VIN和-VIN输入轨之间为启动轨Vccp供电。连接二极管701，一个末端连接到绕组N3，并且其另一末端连接到电阻器702。一旦变换器200被启动，这两个部件连同绕组N3一起为该变换器输出侧上的控制电路提供偏置电压，如在图2中的控制器602所示出的那样。可以添加具有与绕组N3相同的用于提供“运行时间”偏置电压功能的附加绕组以作为隔离功率变压器400的分离绕组或耦合到输出电感器405的分离绕组，它们中的任一个在实际中都非常普遍。然而，根据现有技术的这种附加绕组仅在之后的变换器启动时有用，并且不能用来提供初始偏置，因为正向变换器必须已在操作中。
对于图2的示例性变换器200的正向变换器操作，当晶体管500接通时，在功率隔离变压器400的绕组N1和N3上施加正向电压。整流二极管402是正向偏置的，并且电流流到电感器405中并为电容器404充电，从而为负载406供电。当晶体管500断开时，绕组N1和N3上的电压反极性，同时绕组N2上的电压变为正，并且经由正向偏置二极管401来重置变压器400。在此处，仅将重置方法示出为一个示例并且对本发明的偏置技术来说是不重要的。还可以通过任何其他已知的手段(包括有效重置)来在这种变换器中完成重置。利用具有反极性的绕组N3，二极管402被反向偏置，二极管403被正向偏置，并且电感器405经由二极管403放电到电容器404和负载406中。
以下述方式来操作启动电路。经由晶体管802和电阻器801来将电容器805充电为等于齐纳二极管804的电压和晶体管802的阈值电压之间的差值的电压。电阻器803为齐纳二极管804和晶体管802提供偏置电流。启动电路提供电压Vccp，其为变换器输入侧上的保护和控制电路41供电，并且还为包括振荡器42、驱动器43、在隔离变压器400上特别放置的绕组Np和Ns、二极管59和电容器60的初始偏置电路供电。
利用开始/停止信号100初始化图2中的示例性变换器200的操作，所述开始/停止信号100激活接着生成启用信号102以起动振荡器42的保护和控制电路41。振荡器42生成可以被馈送到驱动器43中的重复率为Ts的窄脉冲，典型地数量级比脉冲持续时间tp更长(在图3中的脉冲串曲线(c)的Ts＞＞tp)。驱动器43利用类似于脉冲101的脉冲103来驱动特别放置的绕组Np。当在特别放置的绕组Np上施加正压脉冲时(绕组Np标记有点的末端相对于输入侧返回-VIN为正)，在绕组Ns上的电压也为正(带有点的末端相对于另一末端为正)并且二极管59被正向偏置。每当在绕组Np和Ns上施加正电压时就为电容器60充电，并且在时间t＝t1之后达到其最大值V3。通过选择匝数比Ns/Np、脉冲103的脉冲宽度td和周期Ts、以及电压Vccp来将该值V3选择成高于控制器602的启动电压。
继续讨论图2和图3的曲线二者，当启用信号102处于有效状态时，振荡器42被启用并且开始为驱动器43生成脉冲101，其驱动在隔离变压器400上特别放置的绕组Np和Ns。在图3中示出相关波形。二极管59整流来自次级绕组Ns的正脉冲，并且将电容器60充电到预定电压。控制器602被禁用直到电容器60上的电压Vccs达到其启动阈值(在时间t＝t1时)为止。在这之后，控制器602开始操作并且经由(在图2的示例性变换器200中)驱动变压器501为初级功率开关500生成驱动信号603。控制器602一开始操作，电容器60上的电压就开始下降直到绕组N3上的电压足够高使得二极管701变成正向偏置并且经由限流电阻器702为电容器60充电。电容器60上的电压下降直到它在时间t＝t2时达到稳定状态值V4为止，所述稳定状态值V4由绕组N3上的电压减去二极管701上的正向电压降和电阻器702上的电压降的幅度确定。在时间间隔t3-t2期间，从特别放置的绕组Np和Ns二者以及绕组N3来提供偏置电压。在电压Vccs达到其稳定状态值V4之后的预定时间(图3中的t＝t3)之后，振荡器42可以被禁用，并且在该时间之后，可以仅从功率隔离变压器400的绕组N3来为控制器602和驱动器601提供偏置电压Vccs。
现在更详细地描述特别放置的绕组Np和Ns的一些实施例。在如图4A的图中所说明的第一示例性实施例中，偏置绕组(每个偏置绕组包括一匝或多匝)被示出为作为“E”芯的外芯柱上的两个绕组而集成到功率隔离变压器中。尽管存在本领域技术人员关于任何特定变压器“E”芯的构造和详细结构已知的许多变化，但是要指出如由文字字符“E”表示的那样，大多数“E”芯具有至少三个磁路或“芯柱”。
绕组N1、N2和N3被示出为缠绕E芯的中央芯柱作为传统变换器(例如图2的示例性变换器200)的功率绕组。在变换器启动之前，在绕组N1、N2和N3中没有电流。可以根据短持续时间的高频脉冲(例如由驱动器43的脉冲101所示出的那些(曲线(c)，图3)来产生初始偏置功率，其可以驱动隔离变压器400上特别放置的绕组Np和Ns。比现有技术好的一个优点是，图4A中所示的偏置绕组的磁化电感高于无芯变压器的绕组的磁化电感，从而产生更小的磁化电流。而且，与现有技术的无芯变压器的绕组之间的耦合相比，偏置绕组Np和Ns之间的耦合明显更好，并且因此传递比(transfer ratio)更接近实际Ns/Np匝数比。相比来说，现有技术的无芯变压器中的绕组之间的耦合通常为大约0.6，从而导致信号衰减。因此，无芯变压器解决方案还需要次级绕组中更多匝数。比现有技术好的、将初始偏置绕组集成到隔离变压器400的芯上的优点是不再存在对使用大面积的PCB(在无芯变压器的情况下)或者对外部芯(例如在单独的初始偏置变压器的情况下)的需要。
如上面关于图1、图2和图3的示例性实施例所描述的那样，偏置绕组Np和Ns可以用于提供隔离中断(isolation break)上的功率以在变换器启动时为次级侧有效电子元件供电。当变换器正常运行时，驱动器43的脉冲101通常在启动之后被关断。在现有技术解决方案(例如空气芯偏置变压器)中，变换器的初始偏置部分在启动之后大多数情况下不被使用。相比来说，使用本发明的偏置绕组到功率变压器400的集成，现在次级偏置绕组Ns可以被二次使用，在变换器操作期间保持有效。一旦变换器经过启动相位并且进入正常运行模式中，与功率变压器400上的功率传递相关联的正常通量变化(尽管不存在最初引起驱动器42驱动绕组Np的脉冲101)在偏置绕组次级侧Ns处产生信号输出。因此，使用本发明的偏置技术(例如图4A的绕组配置)，在一些实施例中次级偏置绕组Ns除了可以提供初始偏置之外还被用来在变换器的常规操作期间提供偏置给次级侧电路。通过“双重”使用绕组Ns，可以认为：实际上经济地，为了实践本发明的初始偏置解决方案，仅初级偏置绕组Np的微小成本被添加到功率变压器的成本中。因此，在绕组Ns执行这种“双重职责”的情况下，绕组Ns基本上可以被认为“无成本”，因此它可以被认为是变换器操作电路的一部分。而且，要指出如果变压器是平面类型的变压器(即在PCB上实施的绕组)，则不会对变压器添加额外的成本，因为通过将图案蚀刻到PCB的各个层中来制造绕组。仅要付出的代价是初级偏置绕组Np将使用PCB空间，其通常被用于主功率变压器的绕组。
图4B示出在其中初始偏置在功率变压器的磁芯上缠绕偏置绕组Np和Ns的功率变压器的另一实施例。在图4B中，初级绕组已被缠绕一匝或多匝，这与图4A的实施例相同。然而，次级绕组Ns除了围绕芯的外芯柱缠绕至少一次之外，还围绕磁芯的中央芯柱缠绕至少一次。在启动时，当偏置绕组Np为绕组Ns供电时，围绕中央芯柱的额外Ns匝产生小的影响至没有影响。然而，在上述Ns的“双重职责”使用中，当正常操作绕组例如N1、N2和N3有效时，可从偏置绕组Ns获得的电压可以明显较高，因为在变换器启动之后在中央芯柱中由变换器的正常操作引起的额外变化通量的情况下存在较高的“匝数比”。
在图5A中示出具有根据本发明的初始偏置绕组的功率变压器的另一实施例。初级初始偏置绕组初级绕组已被缠绕一匝或多匝，这与图4A和图4B的实施例相同。在图5A中，次级绕组Ns包括至少两匝以及中央抽头。包括中央抽头的次级绕组Ns允许构造如在图6的示例性变换器的示意图中所示出的更高效的全波整流初始偏置电路。功率变压器400已被配置成包括绕组，即缠绕在功率变压器400的磁芯上的初始偏置绕组Np和Ns。可以看到图6的初始偏置电路的次级侧包括全波整流器，其包括整流器200和201以及滤波电容器202以生成次级侧初始偏置电压，以及电源轨Vccs以在正常运行时间期间为控制器602供电。
在图5B中示出具有根据本发明的初始偏置绕组的功率变压器的另一实施例。与图5A中的实施例相同地缠绕初始偏置初级绕组。中央抽头的次级绕组Ns的任一半或优选地这两半除了围绕芯的外芯柱缠绕至少一次之外，还围绕磁芯的中央芯柱缠绕至少一次。与先前关于图4B所述的单个初始偏置绕组的操作相似，在启动时，当偏置绕组Np为绕组Ns供电时，围绕中央芯柱的额外Ns匝产生小的影响至没有影响。然而，在上述Ns的“双重职责”使用中，当正常操作绕组例如N1、N2和N3(为了简单没有在图5B中示出)有效时，来自偏置绕组Ns的可用电压可以明显较高，因为在变换器启动之后在中央芯柱中由变换器的正常操作引起额外变化通量的情况下存在较高的“匝数比”。在图5B中说明类型的初始偏置绕组还适用于在图6中示出的示例性变换器的功率变压器400。
要指出，在上面讨论的示例性绕组实施例中，在变压器芯的公共芯柱上至少部分地缠绕偏置绕组Np和Ns。还要指出，在上面讨论的示例性绕组实施例中，由偏置绕组Np和Ns共同共享的至少一个芯柱不包括在变压器的其它芯柱上布置的任一主功率绕组。
已描述了用于通过在功率变压器芯上使用特别放置的绕组来在功率变换器的隔离层上提供初始偏置和启用信令的方法和装置的各种实施例，现在将更详细地讨论高频脉冲的特征。对于适于与本发明的各种实施例一起使用的典型变压器芯和配置，高频脉冲101的频率优选地至少大约500kHz，并且通常具有例如大约100纳秒的脉冲宽度(持续时间)。更普遍地，在等于或低于大约1MHz的脉冲重复频率的实际实现中，高频脉冲101可以具有大约等于或小于25％的占空比。在较高重复频率(例如对于高频脉冲101的1MHz-2MHz或更高频率)下，占空比可以更高，例如50％。对最大脉冲宽度的一个限制是初始初级偏置绕组的电感。例如，具有多匝的初始初级偏置绕组可以支持较长的脉冲宽度(即较高占空比)。然而，要指出增加初始初级偏置绕组的匝数可使得变压器变得更大，并且在印刷电路板上占用更多空间，以及/或者引起所使用的变压器芯大小的增加。
要指出，如本领域技术人员将理解的那样，变压器601和初始偏置绕组可以被配置成用于推挽式、半桥、或全桥拓扑结构(未在图中示出)或者它们的变形。还构想，全桥初始偏置电路拓扑结构可以更高效地使用变压器，以及降低或消除驱动器处的电压尖峰。本发明的方法和装置还可以应用于其它电路拓扑结构。
在来自初始偏置电路的绕组，诸如上述Ns的示例性实施例的任一实施例中，Ns还可以用于控制开关模式电源(例如有效输出整流器开关)的有源部件的操作。使用由绕组Ns生成的信号，有源部件可以被使得与主切换频率同相操作。如在电源中任意处使用的切换频率的较高或较低倍数也可以使得相位关于通过功率变压器从功率输入端传递到功率变换器的输出侧上的负载的功率信号的频率稳定。此外，在期望多个开关模式变换器以相位同步操作的方式来操作时，可以使得模拟或数字同步信号可用于被连接在开关模式变换器之间，以提供多个开关模式变换器的相位同步。是否这样的连接由菊链或星形连接拓扑结构或由这二者的某一组合完成并不重要。
在许多开关模式功率变换器中，由模拟定时或模拟资源(例如通常由与现成的变换器脉冲宽度调制(“PWM”)集成电路有关的RC时间常数)来确定基本切换频率。典型的基于PWM的变换器可能在预期的功率变换器操作温度范围内变化+/-15％。例如，400KHz变换器可能实际上在大约340KHz和460KHz之间操作。因此，变换器内的所有电路(包括各种类型的滤波器)必须满足在大约120KHz范围的预期操作频率的性能规范。
当定时由微计算机(例如嵌入式计算机)或由相对稳定的数字定时电路控制时，可以使得基本开关模式变换器系统频率或时钟的精确度在时间和温度上更稳定。例如，使用基于微控制器的定时，实际上实现上面对于操作范围为390KHz到410KHz的400KHz中心频率示例在温度上的+/-2.5％，即+/-10KHz的容限。对更精确的变换器操作频率的一个重要成本影响是变换器内的所有部件(包括功率变压器磁性元件)可以被指定并选择以在较小的频率范围内操作。这种在较小的正常操作频率范围内的设计可以降低功率变换器磁性元件(尤其包括功率变压器)以及变换器的其它模拟部件二者的成本。
我们现在转到图7，示出初级侧初始偏置电路的一个示例性实施例。+Vin和-Vin表示为诸如在图2和图6中所示的示例性变换器之类的变换器供电的输入轨或输入电压源。+Vin和-Vin的源对本发明来说不重要。部件801、802、803、804和805提供标准低压差(dropout)线性调节器以生成相对于初级侧公共端888的初级偏置电压Vccp。在初级偏置电路的基本实施例中，Vccp向初始偏置电路的初级侧提供功率，所述初始偏置电路包括初始偏置绕组Np、具有其反平行体二极管49的MOSFFET 47、电阻器46以及具有振荡器输出端101的振荡器42。要指出，初始偏置电路以-Vin为参考，所述-Vin在图7中还被示出为公共端888。该基本电路的操作与上文已关于如图3的波形所说明的图1所描述的那些相同。
图8A示出当MOSFET 47在脉冲tp(图3)期间导通以在绕组Ns上生成用于变换器启动的初始偏置相位的电压时，图7的初始偏置电路的等效电路的示意图。
图8B示出还可如何将绕组Np用于提供半波整流器，其可用于提供初级偏置电压Vccp。在以前所讨论的初始偏置电路的实施例中，仅在变换器启动期间使用绕组Np，通常用于生成次级侧偏置电压Vccs。在上文描述图4B和图5B的实施例的同时，示出次级侧初始偏置绕组Ns如何起到初始启动以及提供运行时间功率二者的双重作用。首先，将看到初级绕组Np因为硬连线的有效MOSFET驱动器47而不适合用于这种双重使用。然而，不可思议地是，如在图8B的等效电路图中所示出的那样，体二极管49(晶体管的反向保护二极管)可以提供半波整流器，一旦功率变换器经过启动并且进入操作的正常运行模式，该半波整流器就可以被用来提供初级偏置电压Vccp。一旦处于运行，绕组电压Np就可以被体二极管49整流并且被电容器805滤波以提供初级侧偏置电压Vccp。如在图7中标记为Vccp的箭头所指示的那样，初级电压Vccp可被另外用于为在正常变换器运行模式操作期间使用的变换器功率隔离中断的初级侧上的电路(未在图7中示出)供电。要指出，因为Vccp现在在运行模式中从开关模式源获得，所述开关模式源从变换器功率变压器获得，所以比在变换器启动期间直接从如上文关于图7所述的输入轨得到的以线性调节器为源的功率在效率上有所增加。因此，根据本发明的初始偏置技术的一些实施例，Np还可以变成“双重使用绕组”，并且这样进一步降低了初始偏置电路的成本并且改进了整个功率变换器电效率。
图9A示出本发明的另一实施例。在图9A中，基于施加于晶体管500的正脉冲幅度和宽度(参见图2)，根据驱动信号502来确定振荡器42被禁用的时间。在控制器602开始操作并生成驱动信号502(其可以具有短脉冲的形式)之后，在预定时间t＝t3之前以这种方式很快使振荡器42禁用。在图9A中示出一种可能的电路实施方式，其中包括二极管503、电阻器504、电容器505和电阻器506的附加电路509从晶体管500的栅极接收电压脉冲502。电容器505上的电压依赖于电压脉冲502的幅度和持续时间、电容器505的电容以及电阻器504和506的电阻。在比较器507中将电容器505上的电压与参考电压VR相比较，并且当电容器505上的电压超过参考电压VR时，比较器507在其输出端生成逻辑低信号510，将该逻辑低信号510被馈送到保护和控制电路41中，并且振荡器42变成被禁用。要指出，甚至在使用图9A的电路时，如果控制器602以及因此变换器不在操作中或者绕组N3(图2)上的电压不足够大以提供偏置电压Vccs，则在预定时间t＝t3之后禁用振荡器42是有利的。这样的状况将是例如过流保护是否被激活，在这种情况下变换器可以以非常小的占空比操作，并且因此非常窄的电压脉冲502将不会使得比较器507(图9A)跳闸(trip)，且绕组N3(图2)上的窄脉冲将不足以在电容器60上提供控制器602的操作所需的最小电压。
实际中非常常见的是倘若激活某一或所有保护(例如诸如短路、过流、过压和过温之类)，则变换器进入所谓的断续模式(hiccup mode)。在该模式中，倘若变换器因为保护条件的存在而被自动关闭，则变换器试图以预定的操作周期来重启。保护和控制电路41被设计成生成启用信号102，其可以是脉冲串，而不是单个脉冲波形(图3，启用信号，曲线B)。在所示的实施例中，启用信号的每个脉冲的持续时间可以例如小于启用信号的脉冲周期的20％(小于20％的占空比)。例如，对于大约200msec的总脉冲周期，脉冲持续时间可以是大约5msec，其中非有效持续时间是约95msec。来自电路509(在图8A中示出)的信号510的状态确定保护和控制电路41是否生成作为脉冲串的启用信号102。每当启用信号有效时，电容器60将被充电到电压电平V3，控制器602将被启用并且变换器将尝试再次启动。如果变换器没有启动，或者如果它因为保护条件而再次关闭，则电路509检测到不存在晶体管500(图2)的驱动信号502并且生成逻辑低信号510，其在保护和控制电路41中起动非有效周期。对于剩余的95msec，振荡器42将处于非有效状态。在非有效周期结束时，控制和保护电路41生成逻辑高启用信号102并且变换器试图重启。通过使用所述实施例，还有可能具有以变换器的输出侧为参考的接通/断开控制。要指出，仅以示例给出有效和非有效周期的持续时间，并且可以根据任何特定应用来调整它们。
图9B示出本发明的实施例，其中由以变换器的输出侧为参考的接通/断开信号660来启用变换器。诸如保护电路900之类的电路可以利用信号650(例如响应于接通/断开信号660)来启用/禁用控制器602。为了根据输出侧进行接通/断开控制，开始/停止信号100是有效的，因此启用保护和控制电路41，其生成作为脉冲串而不是作为单个脉冲波形的启用信号102，如在上文所述操作的断续模式情况中那样。要指出，初始偏置电路还为保护电路900提供电压Vccs。当接通/断开信号660变成有效并且控制器602被启用时，变换器进入如上所述的其操作的正常模式。要指出，启用信号102的非有效周期确定变换器的最大接通时间。
虽然在示例中使用的示例性变换器是正向变换器时，但本发明不限于任何特定的变换器拓扑结构。该变换器也可以是交流到直流、直流到直流或直流到交流变换器。
还应该理解，为了教导仅仅由所附权利要求覆盖的本发明的发明方面，前述实施例是示例性的，并且包括不被认为从本发明意图和范围的脱离的所有变化。对本发明普通技术人员来说将是显而易见的这些修改意图包括在下面的权利要求以及其等同物的范围内。
尽管参考如图中所说明的优选模式尤其示出并描述了本发明，本领域技术人员将理解到在不偏离由权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下细节上的各种变化是可实现的。

Claims (17)

1.一种包括偏置电路的开关模式功率变换器，包括：
一对被配置成从电源接受功率的输入侧功率终端；
一对被配置成向负载提供功率的输出侧功率终端；
功率变换器功率变压器，其包括磁芯，所述功率变换器功率变压器被配置成提供电中断，以使所述开关模式功率变换器的所述输入侧功率终端与所述输出侧功率终端隔离；
布置在所述开关模式功率变换器的所述输出侧上的控制电路；
缠绕在所述磁芯上的初始偏置初级绕组；
也缠绕在所述磁芯上的初始偏置次级绕组，其中所述初始偏置次级绕组与所述初始偏置初级绕组共同共享至少一个磁路；
耦合到所述初始偏置初级绕组的驱动器，所述驱动器由所述电源供电，所述驱动器被配置成在所述功率变换器启动之前，当其被启用信号启用时利用高频脉冲来驱动所述初始偏置初级绕组；
整流器，其耦合到所述初始偏置次级绕组以提供经过整流的脉冲；以及
耦合到所述整流器的电容器，所述电容器被配置成平滑化所述经过整流的脉冲，其中所述整流器和所述电容器被配置成在功率变换器启动期间提供为所述控制电路供电的电压；
其中所述初始偏置初级绕组和所述初始偏置次级绕组中的至少所选择的一个被配置成在所述启动之后所述功率变换器的操作期间为所述开关模式功率变换器中的至少一个电路提供电功率源；
其中所述初始偏置初级绕组被配置成向所述功率变换器的所述输入侧上的所述开关模式功率变换器中的至少一个电路提供电功率。
2.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中所述初始偏置次级绕组被配置成向所述功率变换器的所述输出侧上的所述开关模式功率变换器中的至少一个电路提供电功率。
3.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中由所述驱动器中的晶体管的反向保护二极管提供整流。
4.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中所述初始偏置初级绕组和所述初始偏置次级绕组二者被配置成在所述启动之后向所述开关模式功率变换器中的至少一个电路提供电功率。
5.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中功率变换器功率变压器的所述磁芯包括E形芯。
6.根据权利要求5所述的开关模式功率变换器，其中所述初始偏置初级绕组和所述初始偏置次级绕组二者缠绕在所述E形芯的相同外芯柱上。
7.根据权利要求6所述的开关模式功率变换器，其中所述初级偏置次级绕组另外缠绕在所述E形芯的另一芯柱上。
8.根据权利要求7所述的开关模式功率变换器，其中所述E形芯的所述另一芯柱包括所述E形芯的中央芯。
9.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中所述驱动器还包括被配置成生成高频脉冲的振荡器，其中当所述驱动器被启用时，其响应于所述振荡器的输出来驱动所述初始偏置初级绕组。
10.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中所述偏置电路还被配置成接收在所述输入侧上起动的接通/断开信号，并且所述偏置电路被配置成响应于所述接通/断开信号的断开状态来禁用所述初始偏置初级绕组。
11.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中所述偏置电路还被配置成接收在所述输出侧上起动的接通/断开信号，并且所述偏置电路被配置成响应于所述接通/断开信号的断开状态来禁用所述初始偏置初级绕组。
12.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中所述高频脉冲包括小于或等于1MHz的频率和小于或等于25%的占空比。
13.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，其中所述高频脉冲包括大于1MHz的频率和小于或等于50%的占空比。
14.根据权利要求1所述的开关模式功率变换器，还包括耦合到所述偏置电路的输入侧的感测和控制电路，所述感测和控制电路被配置成检测所述变换器何时不处于操作中，所述感测和控制电路被配置成开始较短有效周期，在其中启用位于所述输出侧上的所述控制电路，接着是较长非有效周期。
15.一种为以功率变换器输出侧为参考的控制器提供初始偏置功率的方法，该方法包括：
提供一对被配置成从电源接受功率的输入侧功率终端；
提供一对被配置成向负载提供功率的输出侧功率终端；
在功率变换器功率变压器上提供初始偏置绕组，所述初始偏置绕组包括至少一个初始偏置初级绕组和至少一个初始偏置次级绕组，其中所述功率变换器功率变压器将功率变换器输入侧与功率变换器输出侧电隔离；
提供以所述输出侧为参考的控制器；
使用高频脉冲驱动所述初始偏置绕组；以及
在所述功率变换器启动之前使用所述初始偏置绕组从所述电源为以所述输出侧为参考的控制器供电；
其中所述方法还包括步骤：在变换器启动后且在功率变换器的操作期间将电功率从所述至少一个初始偏置初级绕组提供给至少一个以输入侧为参考的功率变换器电路。
16.根据权利要求15所述的方法，其中为所述控制器供电的步骤包括：在变换器启动之后在功率变换器的操作期间为所述控制器供电，其中响应于电能量从所述功率变换器输入侧到所述功率变换器输出侧的传递经由所述至少一个初始偏置次级绕组向所述控制器提供功率。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述至少一个初始偏置次级绕组包括围绕所述功率变换器功率变压器的磁芯的两个或更多芯柱的至少一个绕组，并且在功率变换器的操作期间的初始偏置次级绕组电压比功率变换器启动时初始偏置次级绕组电压高。
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