CN102035784A - 用于基带ofdm接收机中干扰减轻的方法和装备 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于基带OFDM接收机中干扰减轻的方法和装备。本发明涉及一种在采用MMSE均衡和LLR调节的MIMO OFDM接收机中补偿接收码元的干扰的方法，并且涉及一种包括线性MMSE均衡器的MIMO OFDM接收机。目的在于提供一种用于补偿接收码元的干扰的低复杂度数值鲁棒性的方法，并且提供一种用于MIMO-OFDM的低成本鲁棒性数字基带接收机，该目的通过将线性MMSE均衡与对应均衡码元的调节合并为单个算法来实现，对于2*M MIMO的情况，该单个算法完全避免了计算量大的矩阵求逆，并且允许实现与分离的已均衡和已调节相比码元检测的显著简化。

Description

用于基带OFDM接收机中干扰减轻的方法和装备

技术领域

本发明涉及在多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)接收机中补偿接收码元的干扰的方法，并且具体地，涉及包括对接收码元应用最小均方差(MMSE)均衡技术和对数似然比(LLR)调节技术以获取已均衡和已调节码元作为OFDM接收机的解码器的输入的方法。本发明还涉及包括线性MMSE均衡器的MIMO OFDM接收机。

背景技术

3GPP LTE(第三代合作伙伴计划长期演进)是即将出现的第四代无线电接入网络的标准。它采用正交频分复用(OFDM)作为下行链路调制方案。在基站侧的多个发射天线以及在移动终端侧(即用户设备处)的多个接收天线的强制性要求允许从一个基站到一个移动终端的多个数据流或数据层的同时传输。该传输方法被称为多输入多输出(MIMO)OFDM。

在大多数实际情况中，在同时接收的数据流之间将存在干扰，需要一些干扰减轻的手段。在3GPP LTE标准的开发期间作出的性能研究指示根据最小均方差(MMSE)准则设计的线性均衡器至少在闭环场景中取得了令人满意的接收机性能。为了有效地实现线性MMSE均衡器，已经做了很多工作。基于涉及一些计算复杂度的矩阵求逆来实现MIMOOFDM的MMSE均衡器被广泛接受。而且，在MMSE均衡器的实际实现方案中，必须考虑数值精度和灵敏度来舍入误差。

Johan Eilert、Di Wu和Dake Liu：“Efficient Complex MatrixInversion for MIMO Software Defined Radio”；IEEE InternationalSymposium on Circuits and System(ISCAS)2007，New Orleans，2007年5月27-30日，2610-2613页以及Shingo Yoshizawa、Yasushi Yamauchi和Yoshikazu Miyanaga：“VLSI Implementation of a Complete PipelineMMSE Detector for a 4×4MIMO-OFDM Receiver”，IEICE Transactionson Fundamentals of Electronics，Communications and Computer Sciences2008E91-A(7)，1757-1762页集中于用于MIMO OFDM接收机的矩阵求逆的有效实现方案。美国专利申请US2009097598A1描述了信道矩阵的Q-R分解和包括使用MMSE准则的判定反馈的连续干扰消除。该工作不能在没有判定反馈的情况下直接与线性MMSE均衡作比较。除了该关于MIMO-OFDM的MMSE均衡器的最近的文献外，还可以在其他传输方案的上下文中获得关于MMSE均衡器的大量操作，如串行传输、宽带CDMA等，或者用于减轻由如OFDM中信道的快速时间变化的影响而引起的干扰的大量操作等。一些文献解决了使用例如要求逆的矩阵的Cholesky分解或Q-R分解的矩阵求逆的数值问题。

用于二进制纠错码(如卷积码、turbo码或低密度奇偶校验码)的现有技术的解码器在其输入接口处被馈送有对数似然比。对于单个接收比特，对数似然比是原始发射比特是“1”或“0”的似然函数的比的自然对数。似然函数是在发射比特是“1”或“0”的条件下接收值的概率密度。对于包含关于比特(b)的信息的接收值(y)，对数似然比为

$\mathrm{LLR}\left(b\right|y)=\frac{p_{y|b}\left(y\right|b=1)}{p_{y|b}\left(y\right|b=0)}.$

假设发射码元(x)取自具有(m)个星座点的QAM星座，x∈{x_i|i＝1...m}，承载log₂(m)个比特，并且考虑在OFDM传输中的单个子载波，其中，接收值(y)为y＝h·x+n，其中，(h)是复数信道系数，并且(n)是方差

的添加的复数高斯噪声，比特数目(k)的对数似然比按下式来获得

$\mathrm{LLR}\left(b_k\right|y)=\frac{\underset{i|b_k=1}{\mathrm{\Σ}}\exp (-{|y-h\·x_i|}^2/{\mathrm{\σ}}_n^2)}{\underset{i|b_k=0}{\mathrm{\Σ}}\exp ({-|y-h\·x_i|}^2/{\mathrm{\σ}}_n^2)}.$

在分子(enumerator)和分母中的和遍及全部可能的星座点，其中，比特b_k分别为1或0。

例如，对于QPSK星座

和对应的比特映射(b₁，b₂)∈{(0，0)，(0，1)，(1，0)，(1，1)}，对数似然比简化为：

$\mathrm{LLR}\left(b_1\right|y)=-\sqrt{8}/{\mathrm{\σ}}_n^2\·\mathrm{Re}\{h^{*}\·y\}$ 和 $\mathrm{LLR}\left(b_2\right|y)=-\sqrt{8}/{\mathrm{\σ}}_n^2\·\mathrm{Im}\{h^{*}\·y\}.$

支持许多不同QAM字母表的QAM解映射器可以这样的方式来实现：如果对于所有QAM星座，输入数据都以相同的方式进行调节，则不论QAM星座如何，它都传递经过适当调节的对数似然比。因此，为了适当地调整所述调节，仅考虑一个简单的QAM星座(如QPSK星座)就足够了。

除了均衡外，为了最佳解码器性能，需要如上所述的均衡器输出数据的调节来实现不同均衡码元之间的公平加权。该码元调节传统上通过与对角调节矩阵的乘法来执行，其中选取调节因子来获得对数似然比，这被称为对数似然比(LLR)调节。考虑到上述等式，均衡器输出处的码元不仅包含由于噪声而导致的扰动，还包含由来自其他码元的干扰而导致的扰动，因此噪声方差将必须由噪声加干扰的方差来替代。

发明内容

本发明的目的是提供一种低复杂度数值鲁棒性的方法，用于补偿要提供给MIMO OFDM接收机解码器接收码元的干扰，该方法避免了现有技术的一些问题。本发明的另一个目的是提供一种包括线性MMSE均衡器的用于MIMO-OFDM的低复杂度、低成本、鲁棒性数字基带接收机。

该目的通过在多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)接收机中补偿接收码元的干扰的方法来实现，该方法包括对接收码元应用最小均方差(MMSE)均衡技术和对数似然比(LLR)调节技术来获得要提供给所述OFDM接收机的解码器的已均衡和已调节码元。该新颖的方法的特征在于，通过单个算法以合并的方式来执行所述均衡和调节技术，该算法包括：从接收机的信道估计器获得信道矩阵(H)；通过使所述信道矩阵(H)乘以其厄密(H^H)来生成等效信道矩阵(R)；从所述等效信道矩阵(R)确定干扰补偿矩阵(F)；以及生成所述干扰补偿矩阵(F)、所述信道矩阵(H)的厄密(H^H)和接收码元向量(y)的乘积，以获取所述已均衡和已调节码元。

在优选的实施例中，上述步骤中在后的乘积生成步骤可以通过首先使所述干扰补偿矩阵(F)与所述信道矩阵(H)的厄密(H^H)相乘，并且然后使其结果与接收码元向量(y)相乘来执行，以获得所述已均衡和已调节码元。

对于获得所述已均衡和已调节码元的步骤，还能够首先使所述信道矩阵(H)的厄密(H^H)与接收码元向量(y)相乘，并且然后使所述干扰补偿矩阵(F)与所述第一运算的结果相乘。该交换运算顺序将给出类似的结果，然而这可能意味着不利的比特宽度。

按照常见的命名习惯，L×M MIMO场景描述了一种传输信道，其中，L个发射天线向M个接收天线发送信号。特别是对于2×M MIMO，用于最佳解码性能的接收码元线性MMSE均衡和对应已均衡码元的调节的所述合并实现方案在使算法数值鲁棒的同时，提供了计算复杂度的显著降低。与现有技术相比，根据本发明，在涉及用于解决矩阵求逆的行列式计算的实现方案中不需要行列式。与分离的均衡和调节相比，本发明的方法允许显著的简化。该数值鲁棒性允许这样的实现方案，该实现方案使用适宜比特宽度的定点算术而不使用具有相对大比特宽度尾数(mantissae)的浮点算术。

在本发明的一个实施例中，其中，所述等效信道矩阵(R)具有2×2的大小，所述干扰补偿矩阵(F)根据下式来确定：

$F=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\·\left[\begin{array}{cc}1& \frac{-r_{\mathrm{1,2}}}{r_{\mathrm{2,2}}+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}\\ \frac{-r_{\mathrm{2,1}}}{r_{\mathrm{1,1}}+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}& 1\end{array}\right],$

其中，

是复数高斯噪声向量元素的方差；

是发射码元向量元素的方差；并且r_k，m是R中第k行/第m列元素。这样，与公知的实现方案相比，针对MIMO OFDM传输方案的接收码元执行干扰补偿所需要的乘法和加法数目以大约2的因数减少。

本发明对于所有QAM(正交幅度调制)星座或在最简单情况下的PSK(移相键控)来说是实用的。

在本发明方法的另一个实施例中，发射码元由比QPSK更高的正交幅度调制，例如16-QAM、64-QAM来进行调制。在该情况下，该方法进一步包括下述步骤：计算所述等效信道矩阵(R)和所述干扰补偿矩阵(F)的乘积以获得用于QAM软解映射的等效信道幅度。

本发明进一步提供了一种以多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)传输方案接收信号的接收机装置。该接收机包括：适用于将接收时域码元转换成频域的FFT单元；适用于从接收码元估计传输信道参数的信道估计器；适用于对接收信号应用最小均方差(MMSE)均衡准则和对数似然比(LLR)调节准则以获取已均衡和已调节码元的检测单元；以及适用于从所述已均衡和已调节码元获得解码数据的解交织/解码单元。该接收机装置的特征在于，所述检测单元适用于执行组合均衡/调节单元中的均衡和调节两个函数，该组合均衡/调节单元适用于执行如上所述的本发明的方法。这样的MIMO OFDM数字基带接收机可以在即将出现的3GPP LTE标准的下行链路传输中找到应用。

附图说明

从仅通过示例的方式给出并且其中参考附图的特定实施例的以下详细描述中，本发明的附加特征和优点将变得明显，其中：

图1图示了其中能够实现本发明的MIMO OFDM接收机的一部分的简化框图；

图2示出了如图1中所示的接收机的现有技术的检测方案；

图3示出了如图1中所示的接收机的替代已知检测方案；

图4图示了根据本发明的检测方案；

图5示出了根据本发明的均衡器的详细框图；以及

图6示出了用于单个OFDM子载波的系统模型。

具体实施方式

图1示出了用于MIMO OFDM的基带接收机的一部分的简化示意性框图，其中可以实现根据本发明提出的合并均衡和调节。

快速傅里叶变换单元10将来自多个接收天线的时域信号转换成频域。对于每个子载波，接收频域码元的向量y可以如下表达(注意，以下所有向量变量均是列向量)：

y＝n+H·x                                (1).

其中：

x是包括随机、均值为零、具有方差

的相互无关的项目的发射码元的向量；

H是具有m×1大小的复数信道矩阵，1是传输层的数目，并m是接收天线的数目并且m≥1；并且

n是包括均值为零、具有方差

的相互无关的项目的复数高斯噪声向量。

表达式(1)的传输模式由图6的左侧部分来图示。发射码元的向量x与信道矩阵H相乘，并且然后加上噪声n以获得接收向量y。

信道估计单元16确定与OFDM子载波相对应的信道系数，每接收(RX)天线以及每传输层一个。图1例示了2×2MIMO的情况，其中向信道估计单元输入两个接收向量并且从信道估计单元输出四个信道系数。信道估计技术在现有技术中是公知的，并且不是本发明的部分。

在检测单元20中使用从FFT单元10输出的OFDM子载波和相应子载波的对应信道估计来获得用于在解交织/解码单元22中的发射数据的适当解码的已均衡和已调节码元。

返回图6，信道H对发射码元的星座所进行的，即在传输路径处进行的，可以被描述为一种星座的旋转扩张(rotational dilation)。检测单元20必须补偿该旋转扩张，以获得有噪声但正确的星座，并且必须补偿干扰项。

检测单元20以每子载波为基础来执行均衡，对已均衡码元进行调节，并且在16-QAM或更高的QAM星座的情况下进行QAM(正交幅度调制)解映射。QPSK(正交相移键控)不需要QAM解映射，因此在QPSK情况下，不需要在图2至图4中分别示出的QAM解映射器220、320或420。

图2示出了采用了线性MMSE均衡器210的检测单元20的现有技术的实现方案，其操作将在下文中详细示出。下游MMSE均衡器210是QAM软解映射器220，其从QAM星座中提取软比特，其软信息然后在LLR调节单元230中进行调节以获得适当软比特，所述适当软比特允许在解交织/解码单元22中实现最好的可能解码结果。

图3示出了检测单元20的另一个现有技术的实现方案，其中，LLR调节330紧跟在MMSE均衡310后被执行，并且其后跟随有QAM软解映射320。与图2相比，该LLR调节和QAM软解映射的交换是可能的，因为本质上两个单元都执行线性操作。QAM软解映射在现有技术中是公知的，并且不是本发明的一部分。

线性MMSE均衡器210和310根据下式执行接收码元的向量y的均衡，以获得均衡码元的向量v：

v＝E·y                           (2)，

其中，E是可以如下表达的均衡器矩阵：

$E={(\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_x^2}\·I+H^H\·H)}^{-1}\·H^H---\left(3\right)$

其中，I是单位矩阵。

在假设噪声向量n在常数方差方面不相关的情况下，均衡器矩阵的表达式(3)成立，这通过在均衡前应用空间噪声白化滤波器来获得。均衡器矩阵最一般的形式为：

$E=H^H\·{(\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_x^2}\·{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{nn}}+H\·H^H)}^{-1}---\left(4\right)$

其中，Φ_nn是一般噪声协方差矩阵。

注意，(3)和(4)都包含矩阵求逆，其计算在数值上是苛求的并且需要复杂的硬件，其转换为集成实现方案中的大硅片面积和大能量消耗，如上述并且在文献中充分讨论的。

在单元230和330中的LLR调节获得已均衡和已调节码元的向量z，其中

z＝diag(s)·v                           (5)，

其中，s是调节值的向量，并且diag(s)是对角矩阵，s＝[s₁s₂…s_m]^T，其中，在调节向量s中的元素被计算为：

$s_i=\frac{\underset{k=1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i,k}\·h_{k,i}}{{\mathrm{\σ}}_n^2\·\underset{k=1}{\mathrm{\Σ}}{\left|e_{i,k}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_x^2\·\underset{p\∈\{1..m\}\backslash \left\{i\right\}}{\mathrm{\Σ}}{|\underset{k=1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i,k}\·h_{k,p}|}^2}---\left(6\right).$

上述表达式(2)至(6)是任何现有MMSE检测实现方案的基础。

图4示出了本发明的方法，其中，在合并检测单元410中实现MMSE均衡和LLR调节，根据需要，跟随有在单元420中的QAM软解映射。

与任何公知实现方案对比，检测单元410没有分离地执行MMSE均衡和LLR调节，而是以单个合并算法来执行，对于2×M MIMO的情况，该单个合并算法完全避免了计算量大的矩阵求逆，代价是在调节步骤之前看不到作为中间结果的任何均衡码元v。事实上，传统观点一直是在均衡(即，意味着最大复杂性的检测步骤)之后看到星座。此后，仅仅是与标量简单乘法的调节运算总是与均衡分离地考虑，在解映射之后或者在解映射之前。发明人意识到中间结果v可以被省略并且这样具有对整个差错率来说可以忽略的折衷，但是有益于显著地简化2×MMIMO情况的检测算法，所以上述的两方面减少了实现方案的复杂度，并且实现了该算法的数值鲁棒性，因为它不再需要计算行列式。

针对2×M MIMO情况完全消除了矩阵求逆的所提出的MMSE均衡和LLR调节的合并实现方案按下式直接从接收码元获得已均衡和已调节码元的向量z：

z＝F·H^Hy                              (7).

在该表达式中，H^H是信道矩阵H的厄密，并且F是由下式的分析简化定义的干扰补偿矩阵：

$F=\mathrm{diag}\left(s\right)\·{(\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_x^2}\·I+H^H\·H)}^{-1}---\left(8\right).$

具体地，F中的元素如下所述使用也被称为等效信道矩阵的矩阵R来定义，

R＝H^H·H                          (9).

其中，r_k，m是R中第k行/第m列的元素。

在R的大小为2×2的情况下，干扰补偿矩阵为：

$F=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\·\left[\begin{array}{cc}1& \frac{-r_{\mathrm{1,2}}}{r_{\mathrm{2,2}}+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}\\ \frac{-r_{\mathrm{2,1}}}{r_{\mathrm{1,1}}+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}& 1\end{array}\right]---\left(10\right).$

结果，实现方案复杂度(即所需的乘法和加法的数目)减小为采用矩阵求逆的任何现有技术实现方案的大约一半。现有技术的实现方案涉及具有4次幂的差的高动态范围计算，而本发明的方法所需的最大幂为2并且没有差。

对于比2×2大的R矩阵大小，在得到的干扰补偿矩阵F中的主对角元素也为

但是侧对角元素变成更复杂的表达，其中，出现的项的最高多项式阶数比矩阵大小少1，例如，在4×4的矩阵大小的情况下，最高多项式阶数将是3。通过使用多项式项的统计属性存在复杂度减小的潜力。

MMSE均衡和LLR调节的合并实现方案的本发明方法避免了在2×M MIMO情况下的矩阵求逆。它仅涉及必须要计算的标量商，但由于结果的统计分布，这些在数值上是无害的。

图5详细地图示了本发明的方法。首先，信道矩阵H乘以其厄密H^H以获得被称为等效信道矩阵的矩阵R。然后，将在R中的元素转换为调节矩阵F。最后，F用于调节原始信道矩阵H，并且将该结果乘以接收向量y以获得已均衡和已调节向量z。此外，F与R相乘，并且结果的主对角元素a与已均衡和已调节向量z一起被提供给QAM解映射器，作为QAM解映射的幅度信息。

在图6的右半部分示出了单个OFDM子载波的系统模型。接收向量与信道矩阵H的厄密H^H相乘，并且其结果与均衡和调节矩阵F相乘，以获得已均衡和已调节向量z，该已均衡和已调节向量z在适当时将被提供给QAM解映射器420，并且此后将被提供给解交织器/解码器22。

在此，H^H可以被理解为是相对于信道矩阵H的匹配滤波器，类似于标量的情况，即SISO(单输入单输出)，其中，接收码元与是标量值的MMSE滤波器f相乘，其中

$f=\frac{h*}{{\left|h\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_x^2}}---\left(11\right),$

h^*是信道函数h的倒共轭(inverse conjugate)。为了在用于适当解码的解码器的输入处获取适当的LLR值，必须做的是充分地调节滤波码元使得

成立，即MMSE滤波器f和调节因子s的乘积必须等于h^*和噪声方差

的商，其可以被称为“匹配滤波器”。

与SISO的情况对比并且除了SISO的情况外，在MIMO情况下的均衡器必须补偿干扰项。因此，本发明的检测单元可以被理解为包括匹配滤波器H^H和实际上是干扰补偿矩阵的校正矩阵。

本发明将来将有利地在3GPP LET用户设备的基带接收机中使用。

Claims (8)

1.一种在多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)接收机中补偿接收码元干扰的方法，所述方法包括：对接收码元应用最小均方差(MMSE)均衡技术和对数似然比(LLR)调节技术，来获得要提供给所述OFDM接收机的解码器的已均衡和已调节码元，

其特征在于：

借助于单个算法，以合并方式来执行所述均衡和调节，所述单个算法包括：

从所述接收机的信道估计器获得信道矩阵(H)；

通过使所述信道矩阵(H)与其厄密(H^H)相乘来生成等效信道矩阵(R)；

从所述等效信道矩阵(R)确定干扰补偿矩阵(F)；

生成所述干扰补偿矩阵(F)、所述信道矩阵(H)的厄密(H^H)和接收码元向量(y)的乘积，以获得所述已均衡和已调节码元。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述乘积生成步骤包括：使所述干扰补偿矩阵(F)与所述信道矩阵(H)的厄密(H^H)相乘并且使其结果与所述接收码元向量(y)相乘，来获得所述已均衡和已调节码元。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述乘积生成步骤包括：使所述信道矩阵(H)的厄密(H^H)与所述接收码元向量(y)相乘并且使其结果与所述干扰补偿矩阵(F)相乘，来获得所述已均衡和已调节码元。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述等效信道矩阵(R)具有2×2的大小，并且根据下式来执行确定所述干扰补偿矩阵(F)的步骤：

$F=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\·\left[\begin{array}{cc}1& \frac{-r_{\mathrm{1,2}}}{r_{\mathrm{2,2}}+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}\\ \frac{-r_{\mathrm{2,1}}}{r_{\mathrm{1,1}}+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}& 1\end{array}\right],$

其中，

是复数高斯噪声向量元素的方差；是发射码元向量元素的方差；并且r_k，m是等效信道矩阵R中第k行/第m列的元素。

5.根据权利要求1或2所述的方法，其中，所述发射码元已经由16-QAM或更高的正交幅度调制(QAM)来进行调制，并且所述方法进一步包括下述步骤：计算所述等效信道矩阵(R)和所述干扰补偿矩阵(F)的乘积，来获得用于所述OFDM接收机中的QAM软解映射的等效信道幅度。

6.一种在多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)传输方案中接收信号的接收机装置，包括：FFT单元(10)，所述FFT单元(10)适用于将接收的时域码元转换成频域；信道估计器(16)，所述信道估计器(16)适用于从接收码元估计传输信道参数；检测单元(20)，所述检测单元(20)适用于对所述接收码元应用最小均方差(MMSE)均衡准则和对数似然比(LLR)调节准则来获得已均衡和已调节码元；以及解交织/解码单元(22)，所述解交织/解码单元(22)适用于从所述已均衡和已调节码元获得解码数据，其特征在于：所述检测单元(20)适用于在组合均衡/调节单元(410)中执行均衡和调节两个功能，所述组合均衡/调节单元(410)适用于执行单个算法，所述单个算法包括：

从所述接收机的信道估计器获得信道矩阵(H)；

通过使所述信道矩阵(H)与其厄密(H^H)相乘来计算等效信道矩阵(R)；

从所述等效信道矩阵(R)确定干扰补偿矩阵(F)；

生成所述干扰补偿矩阵(F)、所述信道矩阵(H)的厄密(H^H)和接收码元向量(y)的乘积，以获得所述已均衡和已调节码元。

7.根据权利要求4所述的接收机装置，所述接收机装置被配置成接收2×2MIMO传输方案的OFDM码元，所述2×2MIMO传输方案包括两个传输层和两个接收天线，其中，所述接收机适用于根据下式来确定所述干扰补偿矩阵(F)：

$F=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\·\left[\begin{array}{cc}1& \frac{-r_{\mathrm{1,2}}}{r_{\mathrm{2,2}}+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}\\ \frac{-r_{\mathrm{2,1}}}{r_{\mathrm{1,1}}+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}& 1\end{array}\right],$

其中，

是复数高斯噪声向量元素的方差；

是发射码元向量元素的方差；并且r_k，m是所述等效信道矩阵R中第k行/第m列的元素。

8.根据根据权利要求4或5所述的接收机装置，进一步包括用于16-QAM或更高的正交幅度调制(QAM)方案的正交幅度调制(QAM)软解映射器，适用于接收已均衡和已调节码元并且从所述均衡/调节单元(410)进一步接收等效信道幅度，以及适用于向所述解交织/解码单元(22)提供解映射码元。

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