CN102013817A - 三相48脉波整流变压器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及整流变压器领域，是提出一台整流变压器带有四套阀侧输出绕组的布置、移相，联结和匝数选取方法，实现一台整流变压器的非均匀移相的并联二十四脉波整流，两台整流变压器的并联四十八脉波整流。本发明解决整流变压器径向分裂阀侧绕组之间的漏磁阻抗小，星形和三角形绕组匝数取整的变比电压差产生较大并联环流及向电网输送较大谐波电流的技术难题；在网侧，两台整流变压器组成的并联四十八脉波整流系统的5次，7次，11次，13次，17次，19次，23次和25次谐波电流理论上完全抵消。

Description

三相48脉波整流变压器

技术领域

本发明涉及将交流电变换为直流电的变流技术领域，尤其是一种用于变流的整流变压器。

背景技术

为了将交流电源变换为直流电源，通常采用一台整流变压器与一台整流器组成整流电路，如图1，整流变压器与整流器合称为整流机组。图1为六脉波桥式整流电路，在一个交流电周期内，或在360°电角内，直流电压Vdc含有六个脉动纹波，每个纹波电角区间为60°。

整流过程中，整流器会向电网输送大量谐波电流。为了减少向电网输送的谐波电流，有效方法之一是多台整流机组并联，其中每台变压器阀侧电压要移相，并联整流器之间的谐波电流在电网侧可相互抵消。两台机组组成十二脉波整流、四台机组组成二十四脉波整流、及八台机组组成四十八脉波整流等。

图2示两台整流机组并联形成的十二脉波整流，阀侧绕组L1(0°)与阀侧绕组L2(30°)电压之间的相角差为30°；在一个交流电周期内，直流电压Vdc含有十二个脉动纹波，每个纹波电角区间为30°。当整流机组并联时，阀侧绕组相角电压差(电压相角不同造成)，在并联机组之间产生环流(六倍工频)。这种相角电压差造成的环流会影响或干扰整流器的正常工作，图2中的平衡电抗器I-T，是减少相角电压差造成环流的有效方法之一。

另一种十二脉波整流方式是由两台整流机组串联形成。串联整流方式相对并联整流方式的优点是不存在整流器之间的并联环流，但串联整流器的电阻损耗要增大一倍，故实际中较少采用。

为了节约整流变压器的成本和减少变压器占地面积，将两台整流变压器合为一台整流变压器，即一台变压器含有两套阀侧输出绕组，如图3。图3中L1和L2为两套阀侧输出绕组，H为网侧输入绕组，图示为一相并未显示铁心。对这种同一铁心的两套阀侧输出绕组，当L1和L2分别为星形和三角形联结，星角接匝数取整数造成的变比电压差(星角联结绕组电压偏离1：√3)在并联整流器之间产生另一种环流(直流)。图3中L1和L2为径向(半径方向)分裂绕组，径向分裂阀侧绕组之间的漏磁阻抗(限制变比电压差产生并联环流的阻抗)较小，易导致较大的变比电压差环流。变比电压差环流将导致并联整流器之间的电流不平衡(或不相等)，电流不平衡一方面将降低并联整流装置的工作能力；另一方面，网侧的五次和七次谐波电流不能相互完全抵消，仍向电网输送未能抵销的五次和七次谐波电流；故并联整流机组设计制造中，必须减小和控制变比电压差环流。

另一种两套阀侧输出绕组的结构，为轴向分裂绕组，如图4，图4为一相并未显示铁心。图4中L1和L2为两套阀侧输出轴向(圆中心轴)分裂绕组，H为并联的网侧输入轴向分裂绕组。轴向分裂阀侧绕组之间的漏磁阻抗较大，可有效限制变比电压差产生的环流和相角电压差产生的环流。

地铁牵引1500伏直流电源整流变压器采用轴向双分裂绕组，每台整流变压器与两台整流器组成十二脉波整流；共两套十二脉波整流机组，整流变压器网侧绕组包括移相线圈，使两套十二脉波整流装置阀侧电压移相15度相位角，两套十二脉波整流装置并联形成二十四脉波整流，如图5；在一个交流电周期内，直流电压Vdc含有二十四个脉动纹波，每个波纹电角区间为15°。由于整流变压器轴向分裂阀侧绕组之间漏磁阻抗较大，并选择合适的星形和三角形绕组匝数，并联整流器之间可不采用平衡电抗器；但是，阀侧的星形和三角形绕组变比电压差产生的整流器之间的环流(或电流不相等)，导致二十四脉波整流系统仍向电网输送未能抵销的五次和七次谐波电流。

目前，要实现一台整流变压器带有四套阀侧绕组的并联二十四脉波整流，并有效控制(或消除)环流及向电网输送的谐波电流，至今尚无可行的技术方案；其主要制约因素为：四套阀侧绕组之中的径向分裂绕组漏磁阻抗小，星形和三角形绕组匝数取整产生的变比电压差在整流器之间产生较大并联环流，可导致整流机组不能正常工作及向电网输出较大谐波电流。

对四十八脉波整流，目前已有的方法为四套十二脉波整流装置移相、并联形成四十八脉波整流的方法。四套十二脉波整流装置，含有四台两阀侧输出绕组的整流变压器；如能减少整流变压器的台数，即增加单台整流变压器阀侧输出绕组的套数，并保证相同的整流效果，可减少整流变压器的占地面积和降低工程整体造价。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：提出一台整流变压器带有四套阀侧输出绕组的布置、移相，联结和匝数选取方法，实现一台整流变压器的阀侧绕组非均匀移相角的并联二十四脉波整流，两台整流变压器并联的均匀移相角的四十八脉波整流。

本发明所采用的技术方案为：一种三相48脉波整流变压器，由两台阀侧输出绕组非均匀移相的24脉波整流变压器组成，所述的单台24脉波整流变压器具有两套网侧输入绕组和四套阀侧输出绕组，单台24脉波整流变压器的阀侧输出绕组非均匀移相，所述的两台24脉波整流变压器的网侧输入绕组相互之间移相30°，使得两台24脉波整流变压器的8套阀侧输出绕组的电压之间均匀相差7.5°，两台24脉波整流变压器的8套阀侧输出绕组与整流器对应连接形成均匀48脉波整流。

具体的说，本发明所述的单台24脉波整流变压器的两套网侧输入绕组并联且轴向分裂布置，4套阀侧输出绕组中的两套阀侧输出绕组与一套网侧输入绕组对应径向分裂布置，另两套阀侧输出绕组与另一套网侧输入绕组也对应径向分裂布置；所述的对应径向分裂布置的两套阀侧输出绕组的电压相等，相互之间移相角为7.5°，另两套对应径向分裂布置的阀侧绕组的电压也相等，相互之间移相角为22.5°；所述的单台24脉波整流变压器的4套阀侧输出绕组相互之间移相角分别为7.5°，15°，22.5°和15°。所述的4套阀侧输出绕组的两两对应径向分裂布置的同时也呈轴向分裂布置状态，轴向分裂布置的阀侧输出绕组的电压数值近乎一致。虽然理想状态下是希望轴向分裂布置的阀侧输出绕组的电压数值相等，但在实际的操作过程中，所述的电压数值并不能完全相同，只能够近似相等。

本发明所述的单台24脉波整流变压器的每套阀侧输出绕组均包括主绕组和移相绕组，对应径向布置的阀侧输出绕组之间的主绕组匝数相等，移相绕组匝数相等，采用对称的移相联结方法，移相角度相等但方向相反；其中对应径向布置的两套阀侧输出绕组对称的移相联结分别移相+3.75°与-3.75°或分别移相等效的+26.25°与-26.25°，相互之间形成7.5°移相角；另两套对应径向布置的阀侧绕组对称的移相联结分别移相+11.25°与-11.25°或分别移相等效的+18.75°与-18.75°，相互之间形成22.5°移相角；所述的轴向布置的阀侧输出绕组之间的移相角为15°，或等效的45°；在对应径向布置的阀侧输出绕组之间的主绕组匝数相等及移相绕组匝数相等的条件下，使轴向分裂布置的阀侧输出绕组的匝数变比(等效匝数)近乎一致。虽然理想状态下是希望轴向分裂布置的阀侧输出绕组的匝数变比数值也相等，但由于存在√3的转换关系，所述的匝数变比数值并不能完全相同，只能够近似相等。

所述的对应径向布置的阀侧输出绕组的对称移相联结方法为Z形移相联结、延边三角形移相联结或六边形移相联结中的任意一种或两种联结方法。所述的两台24脉波整流变压器的网侧输入绕组分别采用延边三角联结移相或Z形联结移相或六边形联结移相或星角联结移相，分别对称移相+15°与-15°，两台24脉波整流变压器网侧输入绕组之间移相角为30°。但在实际情况中，使得两台24脉波整流变压器网侧输入绕组之间移相角为30°也可以采用不对称移相，例如分别移相+14°与-16°。

本发明的有益效果是：解决整流变压器径向分裂阀侧绕组之间的漏磁阻抗小，星形和三角形绕组匝数取整的变比电压差产生较大并联环流及向电网输送较大谐波电流的技术难题；在网侧，两台整流变压器组成的并联四十八脉波整流系统的5次，7次，11次，13次，17次，19次，23次和25次谐波电流理论上完全抵消；从而减少整流变压器的占地面积和降低工程整体造价。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1是已有技术的六脉波桥式整流电路；

图2是已有技术的两台六脉波桥式整流机组并联组成的十二脉波整流电路；

图3是已有技术的一台变压器径向分裂布置的两套阀侧输出绕组；

图4是已有技术的一台变压器轴向分裂布置的两套阀侧输出绕组；

图5是已有技术的两套十二脉波整流装置组成的并联二十四脉波整流电路；

图6是本发明的二十四脉波整流变压器的四套阀侧输出绕组布置；

图7是本发明的二十四脉波整流变压器的另一种四套阀侧输出绕组布置；

图8是本发明的阀侧主绕组和移相绕组一种联结方法；

图9是本发明的阀侧主绕组和移相绕组又一种联结方法；

图10是本发明的一台整流变压器组成的并联二十四脉波整流电路；

图11是本发明的两台整流变压器组成四十八脉波整流的一种绕组联结方式。

具体实施方式

现在结合附图和优选实施例对本发明作进一步详细的说明。这些附图均为简化的示意图，仅以示意方式说明本发明的基本结构，因此其仅显示与本发明有关的构成。

为了更好地理解本专利的技术特征，先对已有技术的图2并联十二脉波整流进行分析。整流机组并联时，阀侧绕组之间移相角不同造成的相角电压差，在并联整流器之间产生环流(六倍工频频率)，通常采用平衡电抗器来限制相角电压差产生的环流。

一台变压器(同一铁心)的两套阀侧绕组分别为星形和三角形联结，星角联结绕组匝数取整数造成的变比差(变比电压差)导致两套整流器之间的另一种并联环流(直流)，平衡电抗器不能限制这种直流环流。这种直流环流一方面造成并联整流器负载电流不平衡；另一方面，整流器电流不平衡使得网侧的五次和七次谐波电流不能相互完全抵消，仍向电网输送未能抵销的五次和七次谐波电流。图3径向分裂阀侧绕组L1和L2的磁耦合系数大，对应的限制环流漏磁阻抗小。图4轴向分裂的阀侧绕组L1和L2的磁耦合系数小，对应的限制环流漏磁阻抗大，可有效限制变比电压差环流。

本发明图6或图7所示一台变压器，含有并联的轴向分裂网侧输入绕组H和四套阀侧输出绕组(图示为一相，未显示铁心)，每套阀侧输出绕组包括主绕组，即L绕组，和移相绕组，即S绕组；四套阀侧输出绕组分别为：L1S1，L2S2，L3S3，和L4S4。L1S1与L2S2相互为径向分裂布置；L3S3与L4S4相互为径向分裂布置；L1S1和L2S2与L3S3和L4S4相互之间为轴向分裂布置。

径向分裂布置绕组L1S1与L2S2之间的主绕组匝数相等，移相绕组匝数相等，即L1的匝数与L2的匝数相等，S1的匝数与S2匝数相同，对称的移相联结方法，移相角度相等但方向相反；从而使两者之间电压变比相等，无变比电压差，故无变比电压差产生的并联直流环流，如图8中的延边三角形移相联结绕组。同理，径向分裂布置绕组L3S3与L4S4之间的主绕组匝数相等，移相绕组匝数相等，对称的移相联结方法，移相角度相等但方向相反，无变比电压差，如图8中的Z形移相联结绕组。

L1S1和L2S2与L3S3和L4S4相互之间为轴向分裂布置，选取主绕组匝数与移相绕组匝数时，使轴向分裂绕组之间的电压变比靠近，比如变比差小于1％；由于轴向分裂布置绕组之间限制环流漏磁阻抗较大，由变比电压差产生的轴向分裂布置绕组之间的并联直流环流较小，比如小于10％。

选取主绕组匝数与移相绕组匝数时，使L1S1，L2S2，L3S3与L4S4获得合适的移相角；L1S1和L2S2分别移相+3.75°与-3.75°，或等效的+26.25°与-26.25°，L1S1和L2S2之间的相角差为7.5°，该7.5°为48脉波整流的单个脉波区间角，图8中L1S1与L2S2之间相角差为7.5°；L3S3与L4S4分别移相+11.25°与-11.25°，或等效的+18.75°与-18.75°，L3S3和L4S4之间的相角差为：22.5°，该22.5°为48脉波整流的三个脉波区间角，图8中L3S3与L4S4之间相角差为22.5°；四套阀侧绕组之间相角差分别为：7.5°，15°，22.5°和15°，即L1S1与L2S2相角差为7.5°，L2S2与L3S3相角差为15°，L3S3与L4S4相角差为22.5°，L4S4与L1S1相角差为15°；三相桥式整流中，60°为等效循环周期，相角差为7.5°与55°的绕组，或相角差为22.5°与37.5°的绕组，分别具有等效的整流效果。四套非均匀移相的阀侧绕组，可形成非均匀移相角的24脉波整流；这种非均匀移相角的24脉波整流，网侧不能完全抵消5次和7次谐波电流，及向网侧输送变比电压差直流环流造成的五次和七次谐波电流。

图9中L1S1与L2S2之间相角差为37.5°，与22.5°的整流等效；L3S3与L4S4之间相角差为7.5°，四套阀侧绕组之间相角差分别为：22.5°，15°，7.5°和15°，为又一种阀侧绕组非均匀移相角的24脉波整流变压器，与整流器连接形成非均匀移相角的24脉波整流，如图10。

本发明的相同的两台阀侧绕组非均匀移相角的24脉波整流变压器，变压器的网侧绕组分别移相，相互之间移相角为30°，此时八套阀侧绕组之间相角均匀间隔7.5°，即48脉波整流的单个纹波电角区间7.5°，如图11，与整流器连接并联组成均匀对称48脉波整流。虽然每台变压器网侧，含有未能抵销的五次和七次谐波电流；但由于两台变压器网侧绕组之间相互移相30度角，两台变压器之间的五次和七次谐波电流可相互完全抵消，48脉波整流系统不向电网输送五次或七次谐波电流。本发明的整流变压器组成的48脉波整流系统，理论上可完全消除向电网输送的5次，7次，11次，13次，17次，19次，23次和25次谐波电流。

本发明的24脉波整流变压器规定的正负移相角：+3.75°与-3.75°或等效的+26.25°与-26.25°，+11.25°与-11.25°或等效的+18.75°与-18.75°，可由Z形移相联结方法，延边三角形移相联结方法和六边形移相联结方法的任意两种方法获得，或同一种方法获得。采用不同的移相联结方法组合，可获得不同的主绕组匝数与移相绕组匝数。

下面列表说明：

表1是图9所示延边三角形移相联结方法移相±18.75°，六边形绕组移相联结方法移相±3.75°的部分匝数，实际移相角和变比差表。

表中匝数所对应的轴向分裂阀侧绕组之间的匝数变比差均小于1％，变比电压差产生的直流环流可控制在较低值，故对整流器机组带负载能力影响较小。

以上说明书中描述的只是本发明的具体实施方式，各种举例说明不对本发明的实质内容构成限制，所属技术领域的普通技术人员在阅读了说明书后可以对以前所述的具体实施方式做修改或变形，而不背离发明的实质和范围。

Claims (8)

1.一种三相48脉波整流变压器，由两台阀侧输出绕组非均匀移相的24脉波整流变压器组成，其特征在于：所述的单台24脉波整流变压器具有两套网侧输入绕组和四套阀侧输出绕组，单台24脉波整流变压器的阀侧输出绕组非均匀移相，所述的两台24脉波整流变压器的网侧输入绕组相互之间移相30°，使得两台24脉波整流变压器的8套阀侧输出绕组的电压之间均匀相差7.5°，两台24脉波整流变压器的8套阀侧输出绕组与整流器对应连接形成均匀48脉波整流。

2.如权利要求1所述的三相48脉波整流变压器，其特征在于：所述的单台24脉波整流变压器的两套网侧输入绕组并联且轴向分裂布置，4套阀侧输出绕组中的两套阀侧输出绕组与一套网侧输入绕组对应径向分裂布置，另两套阀侧输出绕组与另一套网侧输入绕组也对应径向分裂布置；所述的对应径向分裂布置的两套阀侧输出绕组的电压相等，相互之间移相角为7.5°，另两套对应径向分裂布置的阀侧绕组的电压也相等，相互之间移相角为22.5°；所述的单台24脉波整流变压器的4套阀侧输出绕组相互之间移相角分别为7.5°，15°，22.5°和15°；所述的4套阀侧输出绕组的两两对应径向分裂布置的同时也呈轴向分裂布置状态，轴向分裂布置的阀侧输出绕组的电压数值近乎一致。

3.如权利要求2所述的三相48脉波整流变压器，其特征在于：所述的单台24脉波整流变压器的每套阀侧输出绕组均包括主绕组和移相绕组，对应径向布置的阀侧输出绕组之间的主绕组匝数相等，移相绕组匝数相等，采用对称的移相联结方法，移相角度相等但方向相反；其中对应径向布置的两套阀侧输出绕组对称的移相联结分别移相+3.75°与-3.75°或分别移相等效的+26.25°与-26.25°，相互之间形成7.5°移相角；另两套对应径向布置的阀侧绕组对称的移相联结分别移相+11.25°与-11.25°或分别移相等效的+18.75°与-18.75°，相互之间形成22.5°移相角；所述的轴向布置的阀侧输出绕组之间的移相角为15°，或等效的45°；在对应径向布置的阀侧输出绕组之间的主绕组匝数相等、移相绕组匝数相等条件下，轴向分裂布置的阀侧输出绕组的匝数变比近乎一致。

4.如权利要求3所述的三相48脉波整流变压器，其特征在于：所述的对应径向布置的阀侧输出绕组的对称移相联结方法为Z形移相联结、延边三角形移相联结或六边形移相联结中的任意一种或两种联结方法。

5.如权利要求1所述的三相48脉波整流变压器，其特征在于：所述的两台24脉波整流变压器的网侧输入绕组分别采用延边三角联结移相，分别对称移相+15°与-15°，两台24脉波整流变压器网侧输入绕组之间移相角为30°。

6.如权利要求1所述的三相48脉波整流变压器，其特征在于：所述的两台24脉波整流变压器中的一台的网侧输入绕组为三角联结，另一台的网侧输入绕组为星形联结，两台24脉波整流变压器网侧输入绕组之间移相角为30°。

7.如权利要求1所述的三相48脉波整流变压器，其特征在于：所述的两台24脉波整流变压器的网侧输入绕组分别采用Z形联结移相，分别对称移相+15°与-15°，两台24脉波整流变压器网侧输入绕组之间移相角为30°。

8.如权利要求1所述的三相48脉波整流变压器，其特征在于：所述的两台24脉波整流变压器的网侧输入绕组分别采用六边形联结移相，分别对称移相+15°与-15°，两台24脉波整流变压器网侧输入绕组之间移相角为30°。

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