CN101997787A

CN101997787A - 一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测方法和系统

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Publication number: CN101997787A
Application number: CN2009101896237A
Authority: CN
Inventors: 周化雨; 汪赟; 汪开龙
Original assignee: TCL Corp
Current assignee: TCL Corp
Priority date: 2009-08-25
Filing date: 2009-08-25
Publication date: 2011-03-30
Anticipated expiration: 2029-08-25
Also published as: CN101997787B

Abstract

本发明公开了一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测方法和系统，用于多用户检测中抵抗符号间干扰，其方法包括：计算前馈滤波器和反馈滤波器；取滑动窗口内相应的接收信号，进行前馈滤波；进行反馈滤波，并判决反馈，获得检测符号；对均衡后的判决符号进行干扰消除和零化处理。由于采用了以最小均方误差-判决反馈均衡MMSE-DFE替换最小均方误差-线性均衡MMSE-LE，优化了最小均方误差-干扰消除MMSE-IC的性能，并且计算复杂度比最小均方误差-块判决反馈均衡MMSE-BDFE相差不大，满足了处理尺寸较大的单个数据块要求，适合TDD-CDMA中广泛采用。

Description

一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测方法和系统

技术领域

本发明涉及电通信传输中噪声或干扰的抑制或限制方法和系统领域，更具体的说，改进涉及一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测方法和系统。

背景技术

信号在频率选择性信道下会产生符号间干扰ISI(Inter-Symbol Interference，以下简称ISI)，传统的检测技术视ISI为噪声，多用户检测技术没有考虑ISI，而联合检测技术在多用户检测中同时采用均衡方法以抵抗或减轻ISI。例如，最小均方误差-块判决反馈均衡MMSE-BDFE(Minimum Mean Square Error-Block Decision Feedback Equalization)就是基于块模型的均衡方法之一。

但是，当所接收的单个数据块尺寸很大时，要对一整个数据块进行均衡处理，会使MMSE-BDFE的计算复杂度加大，根据[4]：A.Klein，G.W.Kaleh，and P.W.Baier，“Zero forcing and minimum mean-square-error equalization for multiuser detection in code-division multiple-access channels，”IEEE Transactions on Vehicular Technology，vol.45，no.2，pp：276-287，1996中的记载，在TDD-CDMA中一般所采用的联合检测方法，都是基于MMSE-BDFE的联合检测方法，MMSE-BDFE也是常用的一种均衡方法。然而，TDD-CDMA的突发中一整个数据块的尺寸比较大，长度一般为352个码片，采用MMSE-BDFE进行联合检测的复杂度无疑会比较高。

所以，现有技术尚有待改进和发展。

发明内容

本发明的目的是，在于提供一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测方法和系统，可有效地降低均衡方法中的计算复杂度，适合处理尺寸较大的数据块时采用。

本发明的技术方案如下：

一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测方法，用于多用户检测中抵抗符号间干扰，包括以下步骤：

A、由滤波器计算模块确定前馈滤波器取值和反馈滤波器取值；

B、取滑动窗口内的接收信号，进入前馈滤波模块滤波；

C、进入反馈滤波模块滤波，并进行判决反馈以获得检测符号；

D、对均衡后的判决符号在干扰消除模块和零化矩阵模块中进行干扰消除和零化处理。

所述的方法，其中，所述步骤A还包括：

A1、设N个符号，K个用户的最小均方误差-判决反馈均衡信道模型为：

r_n＝Hs_n+n_n n＝1，...，N k＝1，...，K，

其中，

r_n为接收符号，r_n＝[r_n，1，...，r_n，Q+W-1]^T；

H为信道矩阵，由V组成，V＝[V⁽¹⁾，...，V^(K)]，V^(k)＝h^(k)*c^(k)，其中h^(k)为第k个用户的估计信道冲激响应，c^(k)为第k个用户的扩频码；

s_n为发射符号，s_n＝[s_n，1，...，s_n，3K]^T；

n_n为噪声向量，n_n＝[n_n，1，...，n_n，Q+W-1]；

下标n为1至N之间的自然数，k为1至K之间的整数；

A2、确定第k个用户的前馈滤波器取值和反馈滤波器取值：

{\hat{s}}_{n}^{(k)} = Σ_{i = 1}^{Q + W - 1} w_{- i}^{{(k)}^{*}} r_{n, i} - Σ_{j = 1}^{N_{b}^{(k)}} b_{j}^{{(k)}^{*}} {\tilde{s}}_{n, - j}^{(k)} = w_{k}^{H} r_{n} - {({\tilde{b}}_{k} - δ_{k})}^{H} {\tilde{s}}_{n}^{(k)};

其中，

w_k为所述前馈滤波器，

δ_k为Delta序列，

为所述反馈滤波器

r_n为在当前观测窗口的接收块r_n＝[r_n，1，...，r_n，Q+W-1]^T；

为在当前观测窗口的判决的发射块，

其中

表示输出符号的位置。

所述的方法，其中，所述步骤A2还包括确定第1至第K个用户的前馈滤波器取值和反馈滤波器取值。

所述的方法，其中，在所述步骤A1和A2之间还包括：

A3、按一个观测窗口中的发射符号数量为3K，接收符号数量为Q+W-1，其中Q是扩频因子，W是估计符号的信道长度；

A4、选择所述K个用户中不同的前馈滤波器和反馈滤波器长度分别为

k＝1，...，K，上下和左右翻转矩阵H获得H⁺。

所述的方法，其中，所述步骤A2之后还包括：

A5、根据正交定理获得所述反馈滤波器

和前馈滤波器

{\tilde{b}}_{k} = {Le}_{N_{f}^{(k)}},

w_{k}^{H} = e_{N_{f}^{k}}^{H} {(LD)}^{- 1} {(H^{+})}^{H}

k＝1，...，K；

其中，

是第个元素为1的单位向量；

L和D来自于(H⁺)^H(H⁺)+σ²I的分解，L是一个对角元素全为1的下三角矩阵，D是一个对角矩阵。

所述的方法，其中，所述步骤B具体包括：

B1、设定所述滑动窗口内的接收信号为r_n；

B2、进行前馈滤波处理：

k＝1，...，K，n＝1，...，N。

所述的方法，其中，所述步骤C具体包括：

C1、在每个符号周期内，保留第K个符号，作为输出：

{\hat{s}}_{n}^{(k)} = z_{n}^{(k)} - b_{k}^{H} {\tilde{s}}_{n}

k＝1，...，K，n＝1，...，N；

C2、在每个符号周期内，保留第K个符号，作为判决反馈：

k＝1，...，K，n＝1，...，N，其中□{·}是判决算子；

所述的方法，其中，所述步骤D具体包括：

D1、将判决符号

作为干扰，进行干扰消除：

r_{n} {= r}_{n} - {(H)}_{K} {\tilde{s}}_{n}^{(K)},

n＝1 to N，n←n+1，其中(H)_K为从左数到右的第2K个列向量；

D2、对矩阵H进行零化处理，删除H的第K列，第2K列和第3K列，得到H_K；

D3、令H＝H_K，K＝K-1，k′←k′+1，如果k′≤K则返回步骤C1。

所述的方法，其中，所述步骤C中检测符号输出形式包括：检测符号向量

和判决符号向量

且

为对(H，K，r_n)进行最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测的输出结果。

一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测系统，用于多用户检测中抵抗符号间干扰，包括滤波器计算模块、前馈滤波模块、反馈滤波模块、判决反馈模块、干扰消除模块和零化矩阵模块，其中：

所述滤波器计算模块用于计算前馈滤波器和反馈滤波器；

所述前馈滤波模块用于取滑动窗口内相应的接收信号，进行前馈滤波；

所述反馈滤波模块用于进行反馈滤波，并判决反馈，获得检测符号；

所述干扰消除模块和零化矩阵模块用于对均衡后的判决符号进行干扰消除和零化处理。

本发明所提供的一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测方法和系统，由于采用了以最小均方误差-判决反馈均衡MMSE-DFE替换最小均方误差-线性均衡MMSE-LE，优化了最小均方误差-干扰消除MMSE-IC的性能，并且计算复杂度相对于最小均方误差-块判决反馈均衡MMSE-BDFE相差不大，满足了处理尺寸较大的单个数据块要求，适合TDD-CDMA中广泛采用。

附图说明

图1为本发明方法所采用的MMSE-DFE流程示意图；

图2为本发明系统在TDD-CDMA中建立的满窗口模型示意图；

图3为本发明系统位于一个观测窗口内的系统矩阵结构示意图；

图4为本发明系统位于一个观测窗口内翻转的系统矩阵结构示意图；

图5为本发明方法基于MMSE-DFE的联合检测流程示意图；

图6为本发明方法所采用的MMSE-IC流程示意图；

图7为本发明方法基于MMSE-DFE-IC的联合检测流程示意图；

图8为本发明方法采用的TD-SCDMA标准中多径衰落信道参数表格图；

图9为本发明方法K＝8时MMSE-BDFE、MMSE-DFE和MMSE-DFE-IC的性能比较示意图；

图10为本发明方法K＝16时MMSE-BDFE、MMSE-DFE和MMSE-DFE-IC的性能比较示意图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明方法和系统的具体实施方式和实施例加以详细说明。

本发明的一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测方法和系统，其核心发明点在于，将基于滑动窗口模型的最小均方误差-判决反馈均衡MMSE-DFE应用到联合检测中，降低了计算复杂度；进一步地，将最小均方误差-干扰消除MMSE-IC中每一步的最小均方误差-线性均衡MMSE-LE过程替换为最小均方误差-判决反馈均衡MMSE-DFE过程，并由此获得额外的增益，以优化最小均方误差-干扰消除MMSE-IC的性能。

本发明所采用的最小均方误差-判决反馈均衡系统MMSE-DFE(Minimum Mean Square Error-Decision Feedback Equalization)包含有一个前馈滤波器和一个反馈滤波器，所述前馈滤波器是一个因果滤波器，而所述反馈滤波器是一个反因果滤波器。在[2]：N.Al-Dhahir，J.M.Cioffi.MMSE decision-feedback equalizers：finite-length result.IEEE Trans.On Info.Theory，vol.41 no.4，pp：961-975.，1995中，最优延迟Δ_opt＝N_f-1的假设是有理由的。而在[1]：N.Al-Dhahir，J.M.Cioffi.Fast computation of channel-estimate based equalizers in packet data transmission.IEEE Trans.On Sig.Proc.，vol.43，no.11，pp：2462-2473，1995中，这个假设也是存在的，并且假设N_b＝v存在，其中v信道延迟。

假设MMSE-DFE的信道矩阵为：

MMSE-DFE的信道模型为：

r_n＝Hs_n+n_n n＝1，...，N，

其中

是接收符号，

是发射符号，

是噪声向量。

滤波后输出的检测符号为：

{\hat{s}}_{n} = Σ_{i = 0}^{N_{f} - 1} w_{- i}^{*} r_{n + i} - Σ_{j = 1}^{N_{b}} b_{j}^{*} {\tilde{s}}_{n - j} = w^{H} r_{n} - {(\tilde{b} - δ)}^{H} {\tilde{s}}_{n},

其中

是前馈滤波器，

是一个Delta序列，

是反馈滤波器，

是观测符号，

是判决的发射符号。

根据[1]、[2]以及[3]：J.M.Cioffi，G.P.Dudevoir et.al.MMSEdecision-feedback equalizers and coding-Part I：Equalization results.IEEETrans.On Commu.，vol.43，no.10，pp：2582-2594，1995中的记载，最小均方误差-判决反馈均衡MMSE-DFE是一种由“正交定理”得到的判决反馈均衡方法，在[1]-[3]中，推导了由“正交定理”得到w^H和的过程。上述反馈滤波器

和前馈滤波器w^H能由下面式子给出：

\tilde{b} = {Le}_{N_{f}},

w^{H} = e_{N_{f}}^{H} {(LD)}^{- 1} H^{H};

其中

是第N_f个元素为1的单位向量，L和D来自于H^HH+σ²I的Cholesky分解，即LDL^H＝H^HH+σ²I，并且L是一个对角元素为1的下三角矩阵，D是一个对角矩阵。

从而，检测符号可写为：

{\hat{s}}_{n} = e_{N_{f}}^{T} {(LD)}^{- 1} H^{H} r_{n} - e_{N_{f}}^{T} {(L - I)}^{H} {\tilde{s}}_{n},

则MMSE-DFE的检测流程示意图如附图1所示，可写成：

步骤S110、计算滤波器，包括前馈滤波器和反馈滤波器；

步骤S120、取滑动窗口内的接收信号，对其进行前馈滤波：

z_n＝w^Hr_n n＝1，...，N

步骤S130、进行反馈滤波，并进行判决反馈，用于输出均衡后的符号：

{\hat{s}}_{n} = z_{n} - b^{H} {\tilde{s}}_{n}

n＝1，...，N，其中□{·}是判决算子。

需要说明的是，最小均方误差-判决反馈均衡MMSE-DFE与最小均方误差-块判决反馈均衡MMSE-BDFE不同，MMSE-DFE基于的是滑动窗口模型，而MMSE-BDFE基于的则是块模型，MMSE-BDFE的信道矩阵为：

MMSE-BDFE信道冲激响应的排列顺序与MMSE-DFE的也不一样。

在应用MMSE-DFE于联合检测时，假设一个用户占用CDMA的一个扩频码，需要一个前馈滤波器和一个反馈滤波器，则K个用户占用CDMA的K个扩频码，需要K个不同的前馈滤波器和K个不同的反馈滤波器。

如附图2所示，采用满窗口模型(Full Windowed Model)的信道模型为：

r_n＝Hs_n+n_n n＝1，...，N k＝1，...，K

其中，接收符号r_n＝[r_n，1，...，r_n，Q+W-1]^T；矩阵H由V组成，V＝[V⁽¹⁾，...，V^(K)]，V^(k)＝h^(k)*c^(k)，h^(k)是估计的第k个用户的信道冲激响应，c^(k)是第k个用户的扩频码；发射符号s_n＝[s_n，1，...，s_n，3K]^T；噪声向量n_n＝[n_n，1，...，n_n，Q+W-1]；N为一整个数据块中的符号周期数。

如附图3所示，在一个观测窗口(附图2中的阴影部分)中的发射符号数量为3K，接收符号数量为Q+W-1，其中Q是扩频因子，W是估计的信道长度。

为了应用MMSE-DFE于联合检测，选择K个用户不同的前馈滤波器和反馈滤波器长度分别为

k＝1，...，K，上下和左右翻转矩阵H获得H⁺；如附图4所示，翻转后该观测窗口内系统矩阵的结构，其中V⁺是V的翻转，

是V₁的翻转，

是V₂的翻转。

由此，滤波后输出的检测符号为：

{\hat{s}}_{n}^{(k)} = Σ_{i = 1}^{Q + W - 1} w_{- i}^{{(k)}^{*}} r_{n, i} - Σ_{j = 1}^{N_{b}^{(k)}} b_{j}^{{(k)}^{*}} {\tilde{s}}_{n, - j}^{(k)} = w_{k}^{H} r_{n} - {({\tilde{b}}_{k} - δ_{k})}^{H} {\tilde{s}}_{n}^{(k)}

其中

是前馈滤波器；是Delta序列；

是反馈滤波器；r_n＝[r_n，1，...，r_n，Q+W-1]^T是在当前观测窗口的接收块；

是在当前观测窗口的判决的接收块，其中的第0个索引表示输出符号的位置。

因为最小均方误差的准则可针对每一个用户，因此每一个用户的前馈滤波器和反馈滤波器均可按照传统的“正交定理”得到，第k个用户的反馈滤波器和前馈滤波器可由下式给出：

{\tilde{b}}_{k} = {Le}_{N_{f}^{(k)}},

w_{k}^{H} = e_{N_{f}^{k}}^{H} {(LD)}^{- 1} {(H^{+})}^{H}

k＝1，...，K；

其中

是第

个元素为1的单位向量；L和D来自于(H⁺)^H(H⁺)+σ²I的Cholesky分解，L是一个对角元素全为1的下三角矩阵，D是一个对角矩阵。

则基于MMSE-DFE的联合检测流程示意图如附图5所示，可写成：

步骤S510、计算所有的K个用户的滤波器，包括前馈滤波器和反馈滤波器；

步骤S520、取滑动窗口内的接收信号，对其进行前馈滤波：

z_{n}^{(k)} = w_{k}^{H} r_{n}

k＝1，...，K，n＝1，...，N

步骤S530、对前面判决的符号进行反馈滤波，获得检测符号，同时进行判决反馈，并保存以供后续的反馈，用于输出所有的K个用户的检测符号：

{\hat{s}}_{n}^{(k)} = z_{n}^{(k)} - b_{k}^{H} {\tilde{s}}_{n}

k＝1，...，K，n＝1，...，N，其中□{·}是判决算子。

上述方法被称为基于MMSE-DFE的联合检测，由于MMSE-DFE采用的是滑动窗口模型，因此，当一整个的数据块尺寸较大时，基于MMSE-DFE的联合检测计算的复杂度比基于MMSE-BDFE的联合检测的计算复杂度要小。

进一步地，根据[5]：P.W.Wolniansky，G.J.Foschini，et al.，“V-BLAST：An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel，”IEEE ISSSE’98，Pisa，Italy，vol.1，pp：295-300，Sept.1998中的记载，最小均方误差-干扰消除MMSE-IC(Minimum Mean Square Error-Interference Cancellation)是一种最小均方误差滤波和干扰消除相结合的方法，但最小均方误差滤波采用的是最小均方误差-线性均衡MMSE-LE(Minimum Mean Square Error-Linear Equalization)，而且在现有的技术中也没有对MMSE-IC中的MMSE-LE过程进行优化，因此不能获得额外的增益。

本发明所采用的MMSE-IC方法过程，其流程示意图如附图6所示，可写成以下伪码，并对应附图6中所示的步骤：

i＝1 to N_T(步骤S610和步骤S620)

％MMSE滤波(步骤S630)

{\hat{s}}_{i} = {(H_{i}^{H} H_{i} + σ^{2} I)}^{- 1} H_{i}^{H} r_{i}

％判决(步骤S640)

％干扰消除(步骤S650)

r_{i + 1} = r_{i} - {(H)}_{i} \cdot {\tilde{s}}_{i}

i←i+1(步骤S670)

其中N_T为发射天线数，(H)_i表示H的第i列，H_i表示由H的第i到N_T列组成的矩阵，□{·}是判决算子。

一般来说，MMSE-DFE与MMSE-IC的性能基本一致，本发明就是采用了MMSE-DFE替换MMSE-LE从而获得了更好的性能，即将MMSE-IC应用于联合检测，并将MMSE-IC中每一步的MMSE-LE过程改变为MMSE-DFE过程，并由此得到的方法能获得额外的增益。而改进后的MMSE-IC称为最小均方误差-干扰消除-块判决反馈均衡MMSE-DFE-IC(Minimum Mean Square Error-Decision Feedback Equlization-Interference Cancellation)。

基于MMSE-DFE-IC的联合检测方法过程，其流程示意图如附图7所示，可写成以下伪码，并对应附图7中所示的步骤：

K_m＝K(步骤S710)

k′＝1 to K_m(步骤S720)

％基于MMSE-DFE的联合检测(步骤S730)

％

是输出的检测符号向量

％

是输出的判决符号向量

[\hat{c}, \tilde{c}] = MMSE - DFE (H, K, r_{n})

％在每个符号周期内，保留第K个符号(步骤S740)

n＝1 to N

{\hat{s}}_{n}^{(K)} = {\hat{c}}_{n}^{(K)}

{\tilde{s}}_{n}^{(K)} = {\tilde{c}}_{n}^{(K)}

n←n+1

％消除干扰(步骤S750)

％(H)_K为从左数到右的第2K个列向量

n＝1 to N

r_{n} {= r}_{n} - {(H)}_{K} {\tilde{s}}_{n}^{(K)}

n←n+1

％零化矩阵H(步骤S760)

％H_K为没有第K列，第2K列和第3K列的H

H＝H_K

K＝K-1(步骤S770)

k′←k′+1

对应于上述MMSE-DFE-IC的联合检测方法，本发明的一种最小均方误差-判决反馈均衡的联合检测系统，包括滤波器计算模块、前馈滤波模块、反馈滤波模块、判决反馈模块、干扰消除模块和零化矩阵模块，其中：

所述滤波器计算模块用于计算前馈滤波器和反馈滤波器；

性能分析：

MMSE-BDFE和MMSE-DFE-IC都是非线性算法，性能分析是困难的，但可通过后述的实验进行验证。由于MMSE-DFE-IC具有完整的判决反馈，但MMSE-BDFE仅仅只有一半的判决反馈，即只在反向替换过程中，就这点而言可以判断MMSE-DFE-IC将具有更好的性能。

复杂度分析：

MMSE-DFE需要K个Cholesky分解，尺寸为3K，需要NK次的前馈/反馈滤波，滤波器尺寸分别为3K。MMSE-DFE-IC需要K个Cholesky分解，尺寸为3K，需要分别为{NK，N(K-1)，...，N}次的前馈/反馈滤波，滤波器尺寸分别为{3K，3K-1，...，2K}。MMSE-BDFE需要一个Cholesky分解，尺寸为NK，需要一个前向/后向替换，尺寸为NK，等价于NK次的前馈/反馈滤波，滤波器尺寸为NK。因此MMSE-DFE的复杂度小于传统的MMSE-BDFE的复杂度，而MMSE-DFE-IC的复杂度与传统的MMSE-BDFE的复杂度差不多。

实施例：可针对一种TDD-CDMA进行实验，在TD-SCDMA标准中使用推荐的多径衰落信道参数，如附图8所示，例如采用case 3的参数。假设信道在一个突发周期内是接近非时变的，即在一个突发周期内信道抽头是固定的；最大的时间延迟为16个码片周期；所有用户使用相同的扩频因子，并且Q＝16，N＝22；波频率为2GHz。对于接收机，信道冲激响应可由[6]：B.Steiner and P.W.Baiser，“Low cost channel estimation in the uplink receiver of CDMA mobile radio systems，”Frequenz，vol.47，pp.292-298，Nov./Dec.1993中记载的方法被估计出。上述试验的结果如附图9和10所示，根据K分别为8和16时的性能比较可知，本发明的MMSE-DFE的性能与MMSE-BDFE的性能基本一致，MMSE-DFE-IC的性能要好于MMSE-BDFE的性能。

综上，在性能上MMSE-DFE与MMSE-BDFE基本一致，但在计算复杂度上MMSE-DFE比MMSE-BDFE要简单许多；而在计算复杂度上MMSE-DFE-IC与MMSE-BDFE基本差不多，但在性能上MMSE-DFE-IC比MMSE-BDFE要好很多。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，将MMSE-DFE应用到联合检测中、以及用MMSE-DFE代替MMSE-LE以使MMSE-IC获得额外增益的技术，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都本应属于本发明所附权利要求的保护范围。