CN101965719A - Ofdm信号中的对角线isi的补偿 - Google Patents

Abstract

本文描述用于补偿ISI的方法和设备。传送器(110)和接收器(120)一起工作以发展脉冲整形的OFDM符号以减少在相同时间不同副载波上传送的脉冲整形的OFDM符号之间的信道间ISI和在不同时间相同副载波上传送的脉冲整形的OFDM符号之间的块间ISI。此外，传送器(110)中的预补偿单元(118)和/或接收器(120)中的后补偿单元(128)补偿在不同时间不同副载波上传送的脉冲整形的OFDM符号之间发生的对角线ISI。

Description

OFDM信号中的对角线ISI的补偿

背景技术

本发明主要涉及干扰消除，更具体地涉及消除OFDM信号中的符号间干扰。

正交频分复用(OFDM)是利用多个紧密间隔的正交副载波频率的数字多载波调制方案。每个副载波在低符号速率以常规调制方案(例如，正交幅度调制)来调制，从而在相同带宽中保持与常规单载波调制方案相似的数据速率。OFDMA通过将不同的副载波分配到不同的用户来允许几个用户共享可用带宽，从而使用户彼此正交。副载波的分配可以是动态的，例如将较大数量的副载波分配给有较大量数据要传送的用户。OFDM为多种无线系统部署或规划，包括IEEE802.16(WiMAX)、一些IEEE 802.11a/g无线LAN(Wi-Fi)、IEEE 802.20移动宽带无线接入(MBWA)等。

对于OFDM的一个难题涉及符号间干扰(ISI)。在接收器接收的信号中ISI的存在干扰接收器从接收的信号恢复传送的符号的能力。ISI的一种形式包括同时(在相同OFDM块内)在不同副载波上传送的符号之间的ISI，本文称为信道间ISI。信道间ISI发生在例如传送期间丢失副载波之间的正交性时。ISI的另一种形式包括在不同时间(在不同OFDM块之间)在相同副载波上传送的符号之间的ISI，本文称为块间ISI。块间ISI发生在例如一个OFDM块的传送的符号在时间中分散(spread)并与另一个OFDM块的传送的符号重叠时。

ISI的又一种形式(本文称为对角线ISI)包括信道间ISI和块间ISI二者的组合，其中ISI发生在不同时间在不同副载波上传送的符号之间。对角线ISI有两个主要分量：前向对角线ISI和反向对角线ISI。前向对角线ISI表示过去的符号所导致的组合的信道间和块间ISI对当前符号的影响。反向对角线ISI表示将来的符号所导致的组合的信道间和块间ISI对当前符号的影响。

无线提供商已在补偿无线OFDM系统中的ISI上花费了大量精力。一些常规系统使用联合地减少块间、信道间和对角线ISI的接收器处理技术。但是，此类处理技术不合需要地复杂且通常要求非常大量的处理能力。

在其他系统中，使用仔细选择的脉冲整形滤波器对传送符号预先滤波可以减少并可能去除信道间和/或块间ISI。此类预先滤波技术比先前ISI补偿技术显著更为简单，并且要求更少能力。例如，可以使用在时域或频域中具有奈奎斯特(Nyquist)性质的脉冲整形滤波器来分别减少块间或信道间ISI。具有频域奈奎斯特性质的滤波器通过控制相同OFDM块中不同副载波符号的频谱分散来减少信道间ISI。一个示范频域奈奎斯特滤波器由具有带根升余弦形状和平方升余弦(asquare with a raised cosine)形状的傅立叶变换的函数来定义。具有时域奈奎斯特性质的滤波器通过控制OFDM块的时间分散来减少块间ISI。一个示范时域奈奎斯特滤波器包括等方性正交变换算法(IOTA)脉冲，例如美国专利号7,103,106中公开的，其通过引用结合于本文。

另外，可以使用在时域和频域中都具有奈奎斯特性质的函数所定义的脉冲整形滤波器来同时减少信道间和块间ISI。此类滤波器同时控制频谱和时间分散。生成在时域和频域上都具有奈奎斯特性质的此类脉冲整形滤波器的示范函数在2007年5月25日提交的对申请人的美国临时专利申请序列号60/924,673中描述，其通过引用结合于本文。在时域和频域中都具有奈奎斯特性质的一个示范函数是在一个域中具有奈奎斯特性质的函数，其中该函数也是其自己的傅立叶变换。

即使奈奎斯特脉冲整形滤波器减少和/或去除信道间和/或块间ISI，此类滤波器仍未解决对角线ISI。因此，仍存在对于减少对角线ISI的需要。

发明内容

本发明使用预补偿和/或后补偿来补偿对角线ISI。在一个实施例中，传送器可以使用对角线ISI预补偿单元来预补偿对角线ISI。例如，对角线ISI预补偿单元可以预补偿用于传送的OFDM符号以减少在接收器接收的OFDM符号中的对角线ISI的至少一部分。传送器还可以使用脉冲形状通过脉冲整形的OFDM来传送预补偿的符号，所述脉冲形状选取成基本上减少接收器接收的符号中的块间和/或信道间ISI。

在另一个实施例中，接收器可以使用对角线ISI后补偿单元来后补偿对角线ISI。例如，接收器可以从传送器接收信号并从其发展(develop)脉冲整形的OFDM符号以基本上减少发展的OFDM符号中的块间和信道间ISI的至少一个。对角线ISI后补偿单元还可以后补偿发展的OFDM符号以补偿发展的OFDM符号中的对角线ISI的至少一部分。

在又一个实施例中，传送器和接收器分别的预补偿和后补偿单元可以联合地工作以补偿对角线ISI。对此实施例，预补偿单元可以针对对角线ISI的第一部分(例如，前向或反向对角线ISI)来预补偿OFDM符号，而后补偿单元可以针对余下的对角线ISI来后补偿发展的OFDM符号。

可以在传送器和/或接收器使用多种ISI补偿装置来补偿对角线ISI。在一个实施例中，预补偿和后补偿单元可包括部分信道逆均衡器；后补偿单元可备选地包括判定反馈均衡器(DFE)。例如，传送器中的部分信道逆均衡器可以将IIR和/或FIR结构所形成的部分信道逆滤波器应用于传送符号以预补偿对角线ISI。结果，通过应用的对角线ISI预补偿来处理传送期间引起的对角线ISI，导致接收的符号具有基本上减少的对角线ISI。备选的是，可以在接收器应用部分信道逆滤波器以后补偿对角线ISI。在另一个实施例中，可以将部分信道逆滤波器的功能在预补偿单元与后补偿单元之间划分以联合地减少对角线ISI。在又一个实施例中，接收器可以使用最大似然序列估计算法来解码符号，同时补偿任何传送或接收预补偿或后补偿之后估计余下的剩余对角线ISI，以由此避免由剩余对角线ISI所导致的符号劣化。

本发明的对角线ISI补偿有利地补偿在传送器应用时域和频域奈奎斯特脉冲整形滤波器之后余下的对角线ISI。这使OFDM无线通信系统能够实现充分频谱效率同时补偿块间、信道间和对角线ISI。整个解决方案提供优于传统后处理ISI补偿技术的显著的复杂度和能力节省。另外，本发明提供用于甚至在存在信道间和/或块间ISI时(例如，当在传送器未使用奈奎斯特脉冲整形滤波器时)仍补偿对角线ISI的方式。例如，MLSE解决方案可以补偿一些对角线ISI而同时补偿一些非对角线ISI。

附图说明

图1示出OFDM符号的二维平面。

图2示出时域和频域中具有奈奎斯特性质的示范脉冲形状滤波器。

图3示出根据本发明的示范无线通信系统的框图。

图4示出根据本发明的示范对角线ISI补偿过程。

图5a和5b分别示出根据本发明的用于传送器和接收器的示范对角线ISI补偿过程。

图6示出对角线ISI对频率的示范曲线图。

图7示出对角线ISI对频率的另一个示范曲线图。

图8a和8b示出根据本发明的示范MLSE补偿过程。

图9示出二维频率-时间平面中的示范对角线ISI。

图10示出二维频率-时间平面中的接收符号的实部之间的示范对角线ISI。

图11示出部分传送预补偿之后余下的二维频率-时间平面中的剩余对角线ISI。

具体实施方式

传送的OFDM符号中的符号间干扰(ISI)一般包括信道间ISI、块间ISI和对角线ISI的组合。图1表示频域和时域的二维平面中的示范OFDM符号12。时间的每个时刻(t_k)包括在不同副载波频率(f_j)上传送的OFDM符号12的块10。频率-时间平面中的符号12的块10以垂直布置的副载波频率f₀、f₁、f₂、f₃、...来示出。图1使用箭头来示出由于与时间时刻t₄处对应于副载波频率f₂的符号的ISI所引起的不同符号实例之间的示范耦合。箭头1和2示出在相同时间(t₄)在不同副载波频率(f₁和f₃)上传送的符号所导致的信道间ISI。箭头3和4示出在不同时间(t₃和t₅)在相同副载波频率(f₂)上传送的符号所导致的块间ISI。箭头5、6和7示出在不同时间在不同副载波频率上传送的符号之间的对角线ISI。

OFDM块10之间发生的ISI(例如块间ISI和对角线ISI)可进一步分成前向和反向ISI。来自频率中去除的“j”个符号和时间中去除的“k”个符号的ISI可由阶数(order)(j，k)、(-j，k)、(j，-k)、(-j，-k)来表示，其中“+”号表示前向方向中的ISI，而“-”号表示反向方向中的ISI。由(±j，k)表示的前向ISI表示较早时间处传送的符号所导致当前符号上的ISI。箭头3示出(0，1)表示的前向块间ISI，而箭头5示出(-1，1)表示的前向对角线ISI。由(±j，-k)表示的反向ISI表示将来时间处传送的符号所导致当前符号上的ISI。箭头4示出(0，-1)表示的反向块间ISI，箭头6示出(-1，-1)表示的反向对角线ISI，以及箭头7示出(-1，-2)表示的反向对角线ISI。

一些系统可以分别在接收器和传送器在匹配的滤波器和脉冲整形滤波器中使用仔细选择的脉冲形状来对OFDM传送符号预先滤波，以减少和/或防止信道间和/或块间ISI。例如，可以分别使用在时域或频域中具有奈奎斯特性质的脉冲形状来减少块间或信道间ISI。具有频域奈奎斯特性质的滤波器通过控制相同OFDM块中不同副载波符号的频谱分散来防止信道间ISI，而具有时域奈奎斯特性质的滤波器通过控制OFDM块的时间分散来防止块间ISI。

2007年5月25日提交的对申请人的美国临时专利申请序列号60/924,673提供由在时域和频域中均具有奈奎斯特性质的函数来定义的脉冲整形滤波器。此类滤波器可用于同时防止信道间和块间ISI。图2示出用于此类脉冲整形滤波器的示范脉冲形状。示出的脉冲形状防止信道间和块间ISI。但是，此类脉冲整形滤波器并不防止在不同时间在不同副载波频率上传送的符号之间的对角线ISI。

因为单独选择脉冲形状不能补偿所有ISI，所以本发明提供补充操作以补偿脉冲整形的OFDM未处理的ISI，例如，在不同时间不同频率上传送的符号之间的对角线ISI。在一些实施例中，对角线ISI补偿与用于非对角线ISI(例如，信道间和块间ISI)的脉冲整形的ISI补偿分开进行。

补充的对角线ISI补偿可以在传送器、接收器或在传送器和接收器都进行，如下文更详细地讨论的。图3示出示范OFDM通信系统100，其包括传送器110和接收器120。传送器110接收用于传送的数据符号并将它们分组成OFDM符号块10a、10b、10c。OFDM符号块10a、10b、10c可以包括任何期望数量的符号，例如2的幂(例如1024)个符号。传送器110包括块逆傅立叶变换单元112、脉冲整形单元114、调制器116以及功率放大器117。块逆傅立叶变换单元112将连续OFDM符号块转换成OFDM符号的时间波形，其中块的每个符号在总带宽内的其自己的副载波频率上进行调制。脉冲整形单元114将连续块与包括任何期望脉冲形状的脉冲形状滤波器函数组合以生成用于传送的脉冲整形的OFDM时间样本。调制器116使用脉冲整形的OFDM时间样本来调制给定的载波频率，以及放大器117将调制的载波信号放大到传送功率级别以将信号传送到接收器120。

接收器120接收传送器110传送的脉冲整形的OFDM符号。接收器120包括下变频器122、匹配的滤波器124、块傅立叶变换单元125以及解码器126以接收和处理传送的信号。下变频器122通过逆转调制器116应用的过程来将接收的信号下变频。然后收集下变频的样本的块并将其提交到匹配的滤波器124。匹配的滤波器124与脉冲整形单元114的脉冲形状匹配，并将结果的输出提供到块傅立叶变换单元125。更普遍地说，脉冲整形单元114提供的传送脉冲整形和匹配的滤波器124提供的接收块匹配的滤波的卷积应该导致频域和时域中的总体奈奎斯特滤波。因此，常见的是选取相同的传送和接收脉冲整形函数，这些函数各自是奈奎斯特函数的平方根。但是，这并非必要的，只要它们的组合具有优选的奈奎斯特性质即可。块傅立叶变换单元125将滤波的信号转换成OFDM符号，这些OFDM符号由解码器126解码。虽然未示出，但是解码器126可包括纠错解码器，用于解码在输入到传送器110之前由编码器(未示出)进行过纠错编码的符号。

脉冲整形单元114和匹配的滤波器124可以一起工作以使用预定的脉冲形状来补偿一些ISI，例如块间和/或信道间ISI。脉冲整形单元114对先前和将来OFDM符号块叠加于当前OFDM符号块(其也被加权)的重复(repeat)加权。脉冲整形单元114对可以视为无限期地重复的每个OFDM符号块加权，以使加权的OFDM符号块的幅度根据脉冲形状在重复的OFDM符号块上减小。由此，由脉冲形状的尾部加权的先前和将来的OFDM符号块加到脉冲形状的主瓣加权的当前OFDM符号块。脉冲整形单元114应用的脉冲形状优选地是根奈奎斯特(root-Nyquist)脉冲形状，其中该奈奎斯特脉冲形状也是其自己的傅立叶变换。

该脉冲形状可以优选地包括根奈奎斯特脉冲形状，其中该奈奎斯特脉冲形状也是其自己的傅立叶变换，如图2中所示的脉冲形状。当脉冲整形单元114和匹配的滤波器124都使用相同的脉冲形状(例如，根奈奎斯特脉冲形状)时，匹配的滤波器124的输出包括根据脉冲整形和加权函数的与来自先前和将来符号块的样本值组合的来自当前符号块的样本值。由于脉冲形状的选择，匹配的滤波器输出展示出沿着数据符号的二维平面的频率和时间轴的至少一个轴没有ISI。在一些情况中，例如当奈奎斯特脉冲形状是其自己的傅立叶变换时，匹配的滤波器124的输出展示出沿着频率和时间轴都没有ISI。例如，当脉冲整形单元114和匹配的滤波器124都使用例如图2的脉冲形状时，匹配的滤波器2输出的样本值包括根据脉冲整形奈奎斯特加权函数的与先前和将来符号块组合的当前符号块。对于此示例，与当前符号块关联的结果样本值呈现具有跨当前符号块的平坦加权，与其最初在脉冲整形单元114的输入处所具有的一样。此外，与先前和将来符号块关联的结果样本值呈现为以其在符号块上的积分为零的函数来加权。跨当前符号块的净平坦加权意味着当前OFDM符号块没有信道间ISI。跨先前和将来符号块的零积分加权意味着一个块的副载波频率到另一个块的相同副载波频率之间的ISI是零，并由此接收的符号没有块间ISI。由此，脉冲整形单元114与匹配的滤波器124的组合可以去除信道间和块间ISI，从而在匹配的滤波器124的输出中仅留下来自不同时间处不同副载波的对角线ISI。此类对角线ISI的量值与持续时间的正弦波乘以相邻块净加权函数的积分成比例，去除一个子信道的对角线ISI的块上的一个周期，去除两个子信道的对角线ISI的两个周期等。下文进一步讨论的图6和7示出当脉冲整形单元114和匹配的滤波器124使用图2的脉冲形状时分别对于一个和两个时间块的分隔以及对于多种频率信道分隔的对角线ISI。

为了解决对角线ISI，传送器110和/或接收器120还可包括对角线ISI补偿单元118、128。补偿单元118、128预补偿和/或后补偿对角线ISI，以使对角线ISI补偿在解码器126之前进行。补偿单元118、128可以补偿对角线ISI的任何部分，例如沿着图1的二维平面中的单个对角线发生的对角线ISI、全部对角线ISI、从过去符号块到将来符号块的对角线ISI(前向对角线ISI)、从将来符号块到当前符号块的对角线ISI(反向对角线ISI)等。

更具体来说，本发明在传送器110使用预补偿器118、在接收器120使用后补偿器128或使用预补偿器118和后补偿器128两者的某种组合来补偿对角线ISI。在一个示例中，预补偿器118将当前符号块与从其自己的输出反馈的符号的先前预补偿并传送的块组合，以在先前传送的符号块影响当前符号块时预补偿传送期间出现的前向ISI。在另一个示例中，预补偿器118可以使用将来符号块(例如块10a)来为当前符号块(例如块10b)补偿因将来符号块而将发生的对角线ISI。将领会，预补偿器118可以包括块IIR或FIR滤波器，其分别使用先前输出的块的反馈来实现IIR特性或使用先前或将来符号块来实现FIR特性(如果需要的话)。下文进一步详细地讨论其他预补偿和后补偿技术。

图4、5a和5b分别示出根据本发明的用于补偿ISI的示范传送器过程200和接收器过程250。一般，传送器110和接收器120分别使用脉冲整形单元114和匹配的滤波器124来实现脉冲整形的OFDM，以基本上减少在接收器120接收的OFDM符号中的块间和信道间ISI中的至少一个(框202)。预补偿器118和/或后补偿器128补偿对角线ISI(框204)。当ISI预补偿器118和ISI后补偿器128一起工作以补偿对角线ISI时，ISI预补偿器118可以预补偿对角线ISI的第一部分，例如前向对角线ISI，而ISI后补偿器128可以补偿来自接收的OFDM符号的对角线ISI的余下部分，例如反向对角线ISI。备选的是，预补偿器118可以补偿沿着一个对角线的对角线ISI，而后补偿器128补偿沿着另一个对角线的对角线ISI。

图5a的示范传送器过程200将用于传送的符号组装成OFDM符号块10(框212)。预补偿器118至少部分地补偿对角线ISI(框214)，此后将补偿的符号块输出到块逆傅立叶变换单元112。块逆傅立叶变换单元112采取对角线ISI补偿的OFDM符号块的逆傅立叶变换来生成OFDM符号的时间波形(框216)。脉冲整形单元114实现本文描述的脉冲整形和加权函数来减少非对角线ISI(框218)。将结果信号调制并放大以用于传送到接收器120(框220)。图5b的示范接收器过程250接收脉冲整形的OFDM符号块并将其下变频。匹配的滤波器124对下变频的OFDM符号块应用脉冲整形和加权函数以完成非对角线ISI减少过程(框252)。块傅立叶变换单元125将滤波的信号转换成OFDM符号(框254)。后补偿器128补偿块傅立叶变换单元125输出的OFDM符号中余下的对角线ISI(框256)。将领会，如果所有对角线ISI补偿在传送器110中进行，则框256将从接收器过程250取消，以及如果所有对角线ISI补偿在接收器120中进行，则框204将从传送器过程200取消。而且，还将领会，图5a和5b的过程200、250是为了说明性目的而提供的，因此并不限制本发明。

可以使用在使用时域和频域中都具有奈奎斯特性质的脉冲形状(例如，图2的脉冲形状)进行脉冲整形的OFDM之后的OFDM符号中存在的对角线ISI的预期量来设计ISI预补偿器118和/或ISI后补偿器128。该设计可以通过以下步骤来实现：

1.将脉冲乘以在时间中偏移k个块期间的它自己以得到交叉积。

2.将交叉积分段成具有一个块期间长度的段，将所有的段在彼此的上面折叠，并通过相加来组合折叠的段以获得具有一个块期间长度的折叠的交叉积。

3.取折叠的交叉积的傅立叶变换来获得对于给定块时间偏移k的所有频率偏移j的预期的ISI，以获得对于给定k和所有j的阶数(j，k)的预期对角线ISI。

如果要求仅在副载波间隔的整数倍间隔的点，则可以使用离散或快速傅立叶变换，其中副载波间隔是符号期间的倒数。

图6示出当上面过程应用到的图2的脉冲时的结果(对于k＝1(或-1))。如图6所示，对于由一个副载波和一个符号期间去除的符号，对角线ISI(例如(1，1)对角线ISI)约为-15dB，对于频率中进一步去除的符号，其落到-30dB以下。一般来说，-30dB或以下的ISI足够小以致于被忽略。计算对于k＝2的ISI还示出阶数(j，2)的所有ISI落在-30dB以下，并且因此可以是已足够低，如图7所示。因此，对于图2的脉冲形状，仅(1，1)对角线ISI具有可能要求对角线ISI补偿的量值。

等式(1)示出仅考虑(1，1)对角线ISI项时接收器120处的匹配的滤波器输出的符号的数学表达式。

R(j，k)＝S(j，k)+A[S(j-1，k-1)+S(j+1，k-1)+S(j-1，k+1)+S(j+1，k+1)](1)

在等式(1)中，A表示对角线ISI耦合因子，其对于前向和反向方向的对称脉冲是相同的，并且对于图2的脉冲形状计算为-0.17391。在此表达式中，从传送器110到接收器120的信道中的任何增益或相移已被忽略，例如假定通过传送器110和接收器120提供的放大和相位旋转已使其成为一。定义Z为一个符号期间的时间偏移算子(operator)，以及定义z为副载波间隔的频率偏移算子，我们还可以将等式(1)写为：

R(z，Z)＝S(z，Z)[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]，(2)

其中[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]表示对角线ISI。当对角线ISI不存在时，R(j，k)＝S(j，k)。因此，合乎需要的是由传送器110、由接收器120或由传送器110和接收器120二者的组合来补偿因子[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]。

预补偿器118对连续OFDM符号块10a、10b、10c和/或先前处理的OFDM符号块进行操作以为当前块中的符号生成预补偿的OFDM符号。在一个实施例中，ISI预补偿器118可以包括部分信道逆均衡器，其通过使用[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]^-1所定义的滤波器对用于传送的OFDM符号S(z，Z)滤波来预补偿对角线ISI。对于此实施例，ISI预补偿器118输出用于传送的OFDM符号T(z，Z)，表示为：

$T(z,Z)=\frac{S(z,Z)}{1+A(z+1/z)(Z+1/Z)}---\left(3\right)$

函数[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]^-1可以扩展为：

[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]^-1＝(1-A(z+1/z)(Z+1/Z))(1+A²(z+1/z)²(Z+1/Z)²)

(4)

＝(1+4A²)(1+36A⁴)(1+4900A⁸)...(1-A(z+1/z)(Z+1/Z))

例如，当A＝-0.17391时，等式(4)的常量乘数等于1.163，其相当于1.31dB。这意味着当前OFDM符号应该在功率中更高1.31dB来传送，并且还应该在传送之前与四个对角线上周围的符号组合，以预补偿对角线ISI。后者还要求额外0.5dB的传送功率，对应于1.81dB的总传送功率增加。因此，完全在传送器110使用部分信道逆均衡器来预补偿对角线ISI，对于图2的示范脉冲来说相比没有对角线ISI的脉冲的假设最优情况要求将传送功率增加1.81dB。

在另一端，ISI后补偿器128可以包括部分信道逆均衡器，其完全在接收器120补偿对角线ISI。在此情况中，ISI后补偿器128使用[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]^-1所定义的滤波器对接收的OFDM符号滤波。如果在接收器120将A＝-0.17391时计算的对角线ISI因子[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]应用于接收的OFDM符号R(z，Z)，则接收符号中的噪声将由1.163乘数以及由来自四个对角线ISI值的每个值的噪声贡献来放大，从而导致好像已采用传送预补偿的相同的总损耗1.81dB。

在又一个实施例中，ISI预补偿器118可以预补偿对角线ISI的一部分，而ISI后补偿器128可以补偿对角线ISI的剩余部分。例如，等式(2)可写为：

R(z，Z)-AZ^-1(z+1/z)S(z，Z)＝S(z，Z)[1+AZ(z+1/z)]，(5)

其中AZ^-1(z+1/z)表示前向对角线ISI(ISI_F)，以及[1+AZ(z+1/z)]表示反向对角线ISI(ISI_R)。ISI预补偿器118可以例如根据以下等式，通过对用于传送的OFDM符号滤波来预补偿反向对角线ISI：

$T(z,Z)=S(z,Z)\frac{1+{\mathrm{AZ}}^{-1}(z+1/z)}{1+A(z+1/z)(Z+1/Z)}$ (6)

$=S(z,Z)\left[\frac{\mathrm{AZ}(z+1/z)}{1+A(z+1/z)(Z+1/Z)}\right]$

ISI后补偿器128可以例如通过补偿前向对角线ISI来补偿剩余对角线ISI。在另一个示例中，ISI预补偿器118可以根据以下等式，通过对用于传送的OFDM符号滤波来预补偿前向对角线ISI：

$T(z,Z)=S(z,Z)\frac{1+\mathrm{AZ}(z+1/z)}{1+A(z+1/z)(Z+1/Z)}---\left(7\right)$

对于此示例，ISI后补偿器128可以例如通过补偿反向对角线ISI来补偿剩余对角线ISI。

将领会，可以通过不同于仅部分信道逆均衡器的其他方式来实现对角线ISI补偿。例如，接收器120中的ISI后补偿器128可以包括判定反馈均衡器(DFE)，其作出有关均衡的符号的硬判定，并且其使用在先前接收的符号上做出的硬判定来补偿当前符号中的对角线ISI。假定硬判定大多是正确的，则DFE实现可用于补偿来自至少前向对角线ISI的噪声贡献。

可以通过将等式(5)重写以下等式来获得DFE实现：

R(z，Z)-AZ^-1(z+1/z)S_d(z，Z)＝S(z，Z)[1+AZ(z+1/z)]，(8)

其中S_d是指硬符号判定。由于Z^-1项，对来自先前时间时刻的符号的已解码OFDM块来说，仅需硬符号判定S_d。如果接收器120还采用纠错解码，并且如果纠错解码改进一些解码的符号的精确度和/或确定性，则S_d可包括更精确/确定的符号。例如，纠错解码可以处理软符号以获得用于已解码的符号的硬判定。然后可以将已解码的符号重新编码以产生用于等式(8)的符号S_d。当采用纠错解码时，还可以使用多遍解码(multi-pass decoding)的方法，其中使用解码的符号来重构等式(8)中使用的符号S_d的一些，以便改进对余下要解码的符号S的对角线ISI补偿。甚至已经解析的符号S也可以被再次补偿并再次提交到纠错解码，并且此迭代过程可重复多达仿真确定为有价值的次数。

当使用DFE实现以在接收器120补偿前向对角线ISI时，仅余留等式(8)右手边所示的反向对角线ISI[1+AZ(z+1/z)]。DFE不能补偿反向对角线ISI，因为反向对角线ISI涉及尚不像硬判定那样可用的将来符号。因此，在一个实施例中，ISI后补偿器128还可以包括部分信道逆均衡器，其在DFE处理之前将逆因子[1+AZ(z+1/z)]^-1应用于接收的符号或应用于后DFE处理的符号以处理反向对角线ISI。

备选的是，在传送器110的ISI预补偿器118可以包括部分信道逆均衡器以在传送之前针对反向对角线ISI来部分补偿OFDM符号。例如，传送由等式(6)定义的OFDM符号，在传送器110预补偿反向对角线ISI，同时在接收器120使用上述DFE过程来补偿前向对角线ISI。利用此实现，可以发现，等式(4)的常量项更改为1+2A²+18A⁴＝1.076，这相当于0.64dB。将来符号加到传送中的需要将传送功率增加某个量，这个量可通过在上面的扩展中加上将来符号的量值的平方来确定，从而导致对于图2的示范脉冲整形滤波器进一步增加约0.3dB的传送功率。由此，总功率增加是0.94dB。0.94dB功率差还表示如果ISI后补偿器128应用部分信道逆均衡器以在接收器120消除反向对角线ISI，则出现噪声增加。在任何一种情况中，0.94dB表示优于解决前向和反向对角线ISI两者的部分信道逆均衡器所提供的1.81dB传送功率增加和/或噪声增加的显著改进。因此，在接收器120使用DFE来补偿前向对角线ISI和在传送器110或在接收器120使用部分信道逆均衡器来补偿反向对角线ISI基本上改进了本发明的对角线ISI补偿技术对传送器110的影响。

又一个备选方案在接收器120采用DFE加部分信道逆均衡器以用于初始解码，其中将结果的解码的符号用于第二遍解码，其中DFE补偿前向和反向对角线ISI两者。因此，可使用迭代方法，其中反馈将来解码的块(现在假定是无噪声或错误的)以补偿反向ISI，而不使用部分信道逆均衡器，以便获得先前块的改进的解码。预期此类技术将显著地降低与部分信道逆均衡器解决方案关联的0.94dB传送功率增加/噪声损耗。

为了说明，考虑以下示例。在传送器110对反向对角线ISI应用部分信道逆均衡器可以通过在时间反向次序中处理传送OFDM符号块10来实现。脉冲整形单元114将时域和频域奈奎斯特脉冲整形滤波器(例如，图2的滤波器)应用于将来符号块，因为当前传送的符号块10由当前符号块10与例如三个过去和三个将来符号块10的加权相加来形成。对于此示例，时间偏移算子Z可通过将索引附加到T(z，Z)来替换以指示它是否是时间偏移的，例如

T(z，Z)＝T_k(z)

(9)

ZT_i(z)＝T_k+1(z).

在稳定状态中，ISI预补偿器118可计算在时刻k要传送的OFDM块10的值是T_k(z)，如下：

1.令T_k+3＝S(k+3)，其中S(k+3)表示要在时间时刻k+3传送的符号。

2.计算U(z)＝-A(z+1/z)S(k+4)，其中每个U值取决于分别通过加和减一个副载波间隔而分开的两个S(k+4)值。

3.将U(z)加到T_k+3。

4.再次根据U(z)＝-A(z+1/z)U(z)以A加权的U值的相邻值之和替换每个U值。

5.将U(z)加到T_k+2。

6.再次重复步骤4。

7.将U(z)加到T_k+1。

8.再次重复步骤4。

9.将U(z)加到T_k。

由此对结果的OFDM T_k(z)预补偿反向对角线ISI，并且可以对其进行逆傅立叶变换以获得时间样本块。使用脉冲整形滤波器(例如图2的脉冲整形滤波器)作为加权函数将时刻k的时间样本块与过去和将来用于传送的块组合。如果使用三个过去和将来OFDM块(例如将图2的脉冲截取成长度为七个符号)，则一旦块T_k(z)的时间样本可用，则可以完成时刻(k-3)的传送信号样本。

备选的是，步骤1至9中计算的部分完成的块T_k+3、T_k+2和T_k+1可进行傅立叶变换，并且用于与完成的T_k的加权组合以准备时刻(k)的较早传送。由此，可以在时刻T_k的脉冲尾部中使用部分精确的将来块所涉及的小近似的代价来减少等待时间。因为每个预补偿的块T_k、T_k+1等现在还将在其计算的不同阶段进行傅立叶变换，所以还有执行更多傅立叶变换中的成本。

在另一个示范实施例中，当ISI后补偿器128和/或解码器126使用最大似然序列估计(MLSE)算法时，可以实现对角线ISI补偿。可以在接收器120使用MLSE分别地补偿对角线ISI的实部和虚部。此外，还可以使用MLSE来降低对角线ISI过程的复杂度。图8a示出使用MLSE算法的一个示范对角线后补偿过程300。对于此实施例，后补偿器128和/或解码器126在相同OFDM块中交替的副载波频率信道上的发展的OFDM符号上和交替的OFDM块中共同副载波频率信道上的发展的OFDM符号上执行第一解码(框310)。然后，后补偿器128和/或解码器126在余下OFDM符号上执行第二解码(框320)。图8b示出使用MLSE算法的另一个示范对角线后补偿过程350。对于此实施例，后补偿器128和/或解码器126在发展的OFDM符号的实部上实现第一MLSE过程(框360)。然后，后补偿器128和/或解码器126在发展的OFDM符号的虚部上实现第二MLSE过程(框370)。下文更详细地描述示范MLSE过程。

MLSE沿着1-D序列为ISI所影响的符号信号提供良好的对角线ISI补偿。对本申请人的美国专利号5,790,606和6,148,041(其通过引用结合于本文)描述一种形式的MLSE，其用于处理2-D信号分布的值之间的ISI。但是，2-D MLSE的复杂度可能变得过大，除非存在有规律地收缩状态空间以防止指数增长的特征。例如，2-D信号样本值分布中周期性出现的已知信号值或符号可能促使状态空间的收缩。在上文结合的′606和′041专利中，50％的时间预期零信号值与50％的阵列位置有关。在OFDM系统中，常见的是在有规律的间隔将已知的导频符号分布在频率/时间平面中，并且这些可能在收缩2-D MLSE均衡器的状态空间中有所帮助。

图9示出频率/时间平面中的仅(1，1)对角线ISI。可以看到，耦合可划分成两个格构(lattice)，分别由虚线和实线表示。ISI的方向沿着其加入的两个符号点之间的格构的每个线路是双向的。另外，因为当使用图2的示范脉冲整形滤波器时，对角线ISI耦合系数是实数，所以甚至在符号是复数时，正如QPSK符号的情况那样，一个符号的实部仅影响其他符号的实部，因此可以将实线格构和虚线格构的每一个进一步划分成实数和虚数格构。因此，解实数&实线、实数&虚线、虚数&实线或虚数&虚线格构的任何一个的MLSE均衡器可分别应用于所有四个格构以解析符号。

现在假设沿着频率维的每第八个符号是用于信道估计的已知导频符号。图10示出从图9提取的实数与实线格构的部分，其将包含在两行导频符号之间。虽然导频符号由八个符号间隔，但是由于每个格构仅包括每个交替符号，所以两个导频符号之间关注的格构中仅有三个或四个符号。而且，由于能够将格构划分成实数和虚部，所以图10的实数与实线格构中的符号全部是实数，例如，二进制位。可以考虑由b12、b14和b16索引的三个二进制位的组来形成单个八进制符号，由O1表示。同样地，可以考虑相邻列中的由b31、b33、b35和b37索引的位来形成十六进制符号，表示为H2，等等。因此，可以依据八进制和十六进制符号之间的交替来描述格构。依据这些符号，列t₂中的接收的符号的矢量例如可表示为：

R(f₁，f₃，f₅，f₇；t₂)＝G1(O1)+G2(H2)+G3(O3)，(10)

其中函数G1、G2、G3可以包括预先计算的查找表，所述查找表包含其相应的一个符号自变量的所有可能值，它然后用作地址。在没有信道间ISI的情况中，G2实际上将是恒等函数，例如单位矩阵，除了传送器到接收器的传播信道系数的加权外。后者借助导频符号来确定。因为接收的符号样本的矢量是三个连续符号的函数，所以可以使用1-D MLSE算法来确定这些符号。MLSE算法的构造是本领域中公知的。参见例如美国专利号5,467,374(Chennakeshu等人)、6,347,125(Dent)、6,570,910(Bottomley等人)和5,910,182(Dent等人)，其全部通过引用由此结合于本文中。

使用等式(10)顺序地将符号O1、H2、O3、H4、...解码的MLSE算法可包括表示O1和H2的所有8x16个可能组合的128个解码器状态，其中每个状态具有由比O1早的部分判定的符号(例如H0、O(-1)等)组成的关联的路径历史和关联的累积度量。MSLE算法依次地假设O3的每个可能值，以便预测128个状态的每个状态的矢量R(f₁，...，f₇；t₂)。将预测的矢量与实际接收的符号样本比较，并确定四个分量的平方误差量值之和作为德尔塔度量(delta-metric)。将该德尔塔度量加上状态的累积度量以获得候选度量。选择仅在产生它们的符号O1中不同但是在符号H2和O3中一致的8个候选中的最佳候选作为与H2和O3关联的新状态的累积度量。将产生最佳度量的O1的值转移到路径历史中以提供新状态的路径历史。对于O3的所有假设重复生成由(H2，O3)寻址的128个继任状态以替代由(O1，H2)寻址的128个前任状态。MLSE算法然后进行到：

R(f₂，f₄，f₆；t₃)＝G4(H2)+G5(O3)+G6(H4).(11)

该运算与第一个描述的运算基本相同，所例外的是现在依次假设H4的16个可能值的每一个值，选择仅在产生它们的H2的值中不同的16个新候选度量的最佳度量以形成继任状态。再次产生128个继任状态，这些继任状态现在由(O3，H4)寻址。部分解码的符号(O1，H2)以及较早符号现在位于与每个状态关联的路径历史中。当符号的所有版本在所有128个路径历史中都一致时，该符号被完全解码。还可以使用认为符号被完全解码的其他方式。例如，MLSE算法可以在从具有最小关联的累积度量的路径历史选择最旧的符号之前，允许路径历史仅增长到有限长度，例如，比方说4-32个符号，称为“判定深度”。

当传送器110至少部分地预补偿对角线ISI时，可以简化MLSE算法。例如，可以使用传送预补偿来消除前向对角线ISI。早前描述了传送预补偿能够如何用于补偿反向对角线ISI以允许接收器120使用DFE仅补偿前向ISI。但是，与DFE相比，MLSE算法可以一样容易地仅补偿反向对角线ISI，因此允许传送器110预补偿前向ISI，这是更容易的，因为它根据以下等式仅使用与新符号组合的已传送符号：

T_k(z)＝S_k(z)-A(z+1/z)T_k-1(z).(12)

当传送器110使用等式(12)预补偿前向对角线ISI时，接收器120接收：

$R(z,Z)=S(z,Z)[1+\frac{\mathrm{AZ}(z+1/z)}{1+\mathrm{AZ}(z+1/z)}].---\left(13\right)$

等式(13)可以扩展为：

R(z，Z)＝S(z，Z)[1+AZ(z+1/z)-A²(z+1/z)²+A³Z^-1(z+1/z)³...](14)

当A＝-0.17391时，立方项是从其他项下降超过45dB。平方项涉及相同时间处在频率中间隔开二的两个其他符号和当前符号。但是，这些符号位于相同的格构中，并因此不会导致虚线与实线格构之间的耦合。平方项也是从其他项下降30dB，因此不是性能驱动器。因此，接收的信号矢量可以表示为仅两个符号H2和O3的函数，如等式(15)中所示。

R(f₁，f₃，f₅，f₇；t₂)＝G2(H2)+G3(O3)(15)

用于将连续符号H2、O3、H4、O5、...解码的MLSE过程现在涉及由十六进制符号寻址的十六个状态和由八进制符号寻址的八个状态之间的交替，并因此在八与十六倍之间简单于不采用传送预补偿时。惩罚是当传送器110传送此类预补偿的信号时它传送0.28dB更多的功率，但这仍是在本文先前描述的方法上的进一步改进，除了128个状态MLSE过程外，其基本上没有损失。

可以设想传送预补偿的其他形式以促进MLSE接收器120的使用。如果MLSE沿着单个维解码，则它被促进，正如上文通过用导频符号来限定频率维中的分散而实现的。允许1-D MLSE解码的另一种方法是，使用传送预补偿来取消沿着一组对角线的ISI同时让接收器120使用MLSE沿着其他对角线补偿。

图11示出传送预补偿之后ISI沿其余下的对角线。例如在位b21、b32和b43之间存在耦合，但是在位b23、b32和b41之间不存在。后者可以在传送器110使用以下等式近似地来预补偿：

$T(z,Z)=\frac{S(z,Z)}{1+A(Z/z+z/Z)},---\left(16\right)$

其也可写为：

$T(z,Z)=\frac{S(z,Z)}{1+\mathrm{AZ}/z}-\frac{\mathrm{AzT}(z,Z)}{Z},---\left(17\right)$

因为最右边项仅取决于先前计算的T(z，Z)矢量，并且因此是可用的。正如先前发现的，通过传送预补偿来补偿四个对角线ISI项中的两个要求传送功率中0.28dB的增加，其因此是惩罚，尽管足够小而可以接受。最左边项是简单且稳定的一阶IIR滤波器，其跨符号的对角线序列在时间中向后运行，例如滤波器处理的每个连续符号是时间中更早的一个符号期间和更高的一个副载波频率。因此，接收器120接收由以下示范等式给出的样本：

R(f₂，t₃)＝g1·b21+g2·b32+g3·b43    (18)

并且对于其他点或其他对角线是相似的。

因此，可以仅用四个状态来构造MLSE算法，这四个状态对应于位b21、b32、b43的所有组合并过渡到对应于位b32、b43的继任状态。实际上，MLSE算法将在导频符号(例如在(f₀，t₁))以一个状态开始。它然后将扩展到两个状态，其对应于沿着对角线移动以涵盖b21。它然后将扩展到四个状态以涵盖b32，然后保持在四个状态，直到在遇到位于(f₈，t₉)处的导频时收缩到两个状态。在此点，选取具有最小累积度量的状态，然后完全地解码对角线(f₀，t₁)至(f₈，t₉)。其他对角线以相似的方式进行解码。这种四个状态MLSE算法具有足够低的复杂度，使得可以放弃实数ISI的假设，该假设允许将格构分成实部和虚部。如果不是解码位，而是解码QPSK符号，则所要求的状态的数量将是4²＝16，而非对于二进制数据的2²＝4。如果还预期接收器120补偿传播信道所引入的ISI，则这可能是有用的。

将领会，MLSE算法甚至适用于在传送器110脉冲整形单元114未预补偿信道间和/或块间ISI(并且因此，接收的符号中存在信道间和/或块间ISI)时。实际上，用于补偿对角线ISI的MLSE算法还可以补偿一些块间ISI，例如偶数个符号块分开的OFDM符号块之间存在的块间ISI。

传播信道影响包括由于传送器110和接收器120的相对移动引起的多普勒和由于反射物体引起的多径回波。与常规单信道数字数据传送比较，这些影响在其对OFDM的结果中是正好相反的。多径传播有沿着OFDM频率轴的符号遭遇变化的相移和幅度改变的影响，而多普勒有引入沿着频率轴的ISI的影响。相比之下，对于常规单信道数据传送，多普勒导致沿着时间轴的符号遭遇变化的相位和幅度，而多径导致沿着时间轴所处的符号之间的ISI。只要每个路径的相位和幅度从一个符号期间t_i到下一个符号期间t_i+1不改变很多，即可以处理多径传播。通常，优选的是传播信道在图2的脉冲响应的长度上相对稳定，这意味着在脉冲响应长度在其下降到可忽略的值之前应该不多于1ms。处理OFDM上的时间变化的多径信道影响的方法的更详细讨论超出本公开的预期范围。

注意，对于图10的ISI格构，当接收的样本矢量可以由等式(10)来描述时，多普勒频移导致的沿频率轴的ISI导致相邻信道之间的耦合，并由此导致虚线与实线格构之间的耦合。如果耦合是小的，则可以通过在虚线和实线MLSE过程之间馈送补偿值来将其补偿到某种程度。这对于沿时间轴的非零ISI耦合来说也是一样的。可以通过跨虚线和实线格构之间馈送补偿值来将此补偿到某个程度。这允许从零纯时间或纯频率ISI的要求放宽对脉冲形状(例如图2)的要求。一般，本文的教导允许通过采用与补偿剩余ISI的信号所描述的方法相似的方法来放宽零纯时间和纯频率ISI的要求。此类放宽可以例如通过使用高斯脉冲形状或在时域中是奈奎斯特且具有根升余弦傅立叶变换但是在频域中不是奈奎斯特的脉冲形状来允许更好的频谱包容(spectral containment)。可能存在为此类频谱改进付出的惩罚，例如确定由于使用补偿更多ISI的ISI预补偿滤波器而导致传送器110必须传送更高功率，但是本领域技术人员可以使用上文的教导来对此评估以确定这种折衷对于特定应用是否值得。

上文描述了用于对OFDM传送整形以便不在不同时间调制到相同副载波频率上的符号之间展现ISI也不在相同时间调制到不同副载波频率上的符号之间展现ISI的脉冲整形单元114可如何与补偿在不同时间调制到不同副载波频率上的符号之间的ISI的方式组合。还示出了可以单独在接收器120、单独在传送器110或部分在传送器110以及部分在接收器120实现此类补偿，为此指出了某些优点。已示出多种形式的补偿，包括部分信道逆均衡器、DFE和MLSE。所公开的补偿方法并非穷举的，并且在不背离如所附权利要求描述的本发明范围的前提下，本领域技术人员可以使用本文的教导提出并开发其他补偿方法，例如最小均方误差，其与部分信道逆均衡器相似。

当然，在不背离本发明的本质特性的前提下，可以在本文特别陈述的那些方式以外的其他方式中来实现本发明。提出的实施例在所有方面中要视为说明性的而非限制性的，并且落在所附权利要求的含义和等效范围内的所有改变旨在涵盖于其中。

Claims (37)

1.一种补偿从传送器(110)传送到接收器(120)的信号中的ISI的方法，所述方法特征在于：

在所述传送器(110)预补偿OFDM符号以基本上减少在所述接收器(120)接收的OFDM符号中的对角线ISI的至少一部分；以及

使用脉冲形状通过脉冲整形的OFDM来传送所述预补偿的符号，所述脉冲形状选取成基本上减少在所述接收器(120)接收的所述OFDM符号中的块间和信道间ISI中的至少一个。

2.如权利要求1所述的方法，其中通过脉冲整形的OFDM来传送所述预补偿的符号包括，使用脉冲整形和加权函数将连续的预补偿的OFDM符号块加权组合，所述脉冲整形和加权函数在时域和频域的至少一个域中具有奈奎斯特性质。

3.如权利要求2所述的方法，其中所述脉冲整形和加权函数包括具有奈奎斯特性质的函数的平方根。

4.如权利要求2所述的方法，其中所述脉冲整形和加权函数是其自己的傅立叶变换。

5.如权利要求1所述的方法，其中预补偿所述OFDM符号以减少所述对角线ISI的至少一部分包括，在所述传送器(110)针对所述对角线ISI的前向和反向分量的至少一个来预补偿所述OFDM符号。

6.如权利要求5所述的方法，其中针对所述对角线ISI的所述前向和反向分量的至少一个来预补偿所述OFDM符号包括，使用由1/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]、[1+AZ(z+1/z)]/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]以及[1+AZ^-1(z+1/z)]/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]中之一所定义的滤波器在所述传送器(110)对OFDM符号块进行滤波，其中A表示ISI耦合因子，z表示频率偏移算子以及Z表示时间偏移算子。

7.如权利要求1所述的方法，其中针对所述对角线ISI的至少一部分来预补偿所述OFDM符号包括，在所述传送器(110)针对所述对角线ISI的第一部分来预补偿所述OFDM符号，所述方法还包括在所述接收器(120)后补偿所述对角线ISI的余下部分以补偿在所述接收器(120)接收的OFDM符号中存在的对角线ISI。

8.如权利要求7所述的方法，其中后补偿所述对角线ISI的余下部分包括，在所述接收器(120)使用部分信道逆均衡器(128)、判定反馈均衡器(128)和最大似然序列估计算法之一来后补偿所述对角线ISI的余下部分。

9.如权利要求1所述的方法，其中预补偿所述OFDM符号以减少所述对角线ISI的至少一部分包括，使用无限脉冲响应滤波器结构和有限脉冲响应滤波器结构的至少一个所形成的部分信道逆均衡器(118)来预补偿所述OFDM符号以减少所述ISI的至少一部分。

10.一种补偿从传送器(110)传送到接收器(120)的信号中的ISI的方法，所述方法特征在于：

从所述传送器(110)接收信号，并从其发展脉冲整形的OFDM符号以基本上减少所发展的OFDM符号中的块间和信道间ISI中的至少一个；以及

在所述接收器(120)后补偿所发展的OFDM符号以补偿所发展的OFDM符号中的对角线ISI的至少一部分。

11.如权利要求10所述的方法，其中后补偿所发展的OFDM符号包括，在所述接收器(120)后补偿所发展的OFDM符号以补偿所述对角线ISI的前向和反向分量的至少一个。

12.如权利要求11所述的方法，其中补偿所述对角线ISI的所述前向和反向分量的至少一个包括，在所述接收器(120)使用由1/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]、[1+AZ(z+1/z)]/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]、以及[1+AZ^-1(z+1/z)]/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]之一所定义的滤波器对所发展的OFDM符号块滤波，其中A表示ISI耦合因子，z表示频率偏移算子以及Z表示时间偏移算子。

13.如权利要求10所述的方法，还包括在所述传送器(110)预补偿所述OFDM符号以补偿所述对角线ISI的第一部分，其中后补偿所发展的OFDM符号包括，在所述接收器(120)针对所述对角线ISI的余下部分来后补偿所发展的OFDM符号。

14.如权利要求10所述的方法，其中后补偿所发展的OFDM符号包括，在所述接收器(120)使用判定反馈均衡器(128)来后补偿所发展的OFDM符号。

15.如权利要求10所述的方法，其中后补偿所发展的OFDM符号包括，使用部分信道逆均衡器(128)来后补偿所发展的OFDM符号。

16.如权利要求10所述的方法，其中后补偿所发展的OFDM符号包括，使用最大似然序列估计算法来后补偿所发展的OFDM符号。

17.如权利要求16所述的方法，其中使用所述最大似然序列估计算法来后补偿所发展的OFDM符号包括：

在相同OFDM块中交替的副载波频率信道上的发展的OFDM符号上，以及在交替的OFDM块中共同的副载波频率信道上的发展的OFDM符号上执行第一解码；以及

在余下的OFDM符号上执行第二解码。

18.如权利要求16所述的方法，其中使用所述最大似然序列估计算法来后补偿所发展的OFDM符号包括：

在所发展的OFDM符号的实部上实现第一最大似然序列估计；以及

在所发展的OFDM符号的虚部上实现第二最大似然序列估计。

19.如权利要求10所述的方法，其中所接收的信号包括在所述传送器(110)使用第一脉冲整形和加权函数生成的并传送到所述接收器(120)的脉冲整形的OFDM信号。

20.如权利要求19所述的方法，其中发展所述OFDM符号包括，对所接收的信号应用第二脉冲整形和加权函数。

21.如权利要求20所述的方法，其中一起操作的所述第一和第二脉冲整形和加权函数包括在时域和频域的至少一个域中具有奈奎斯特性质的加权函数。

22.如权利要求21所述的方法，其中所述第一和第二脉冲整形和加权函数各自为具有奈奎斯特性质的函数的平方根。

23.一种用于补偿传送到接收器(120)的信号中的ISI的传送器(110)，所述传送器(110)特征在于：

预补偿单元(118)，配置成在所述传送器(110)预补偿OFDM符号以补偿在所述接收器(120)接收的OFDM符号中的对角线ISI的至少一部分；

脉冲整形单元(114)，配置成生成脉冲整形的OFDM符号以基本上减少在所述接收器(120)接收的所预补偿的OFDM符号中的块间和信道间ISI中的至少一个；以及

传送单元(116、117)，传送所述脉冲整形的OFDM符号。

24.如权利要求23所述的传送器(110)，其中所述脉冲整形单元(114)使用在时域和频域的至少一个域中具有奈奎斯特性质的脉冲整形和加权函数来组合连续的预补偿的OFDM符号块以减少块间ISI和信道间ISI中的至少一个。

25.如权利要求24所述的传送器(110)，其中所述脉冲整形和加权函数包括具有奈奎斯特性质的函数的平方根。

26.如权利要求25所述的传送器(110)，其中所述脉冲整形和加权函数是其自己的傅立叶变换。

27.如权利要求23所述的传送器(110)，其中所述预补偿单元(118)补偿所述对角线ISI的前向和反向分量的至少一个。

28.如权利要求27所述的传送器(110)，其中所述预补偿单元(118)通过使用由1/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]、[1+AZ(z+1/z)]/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]、以及[1+AZ^-1(z+1/z)]/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]中之一所定义的滤波器对所述OFDM符号进行滤波来预补偿所述前向和反向对角线ISI的至少一个，其中A表示ISI耦合因子，z表示频率偏移算子以及Z表示时间偏移算子。

29.如权利要求23所述的传送器(110)，其中所述预补偿单元(118)包括使用无限脉冲响应滤波器结构和有限脉冲响应滤波器结构的至少一个所形成的部分信道逆均衡器(118)。

30.一种用于补偿传送器(110)传送的信号中的ISI的接收器(120)，所述接收器(120)包括接收单元(122、126)以从所述传送器(110)接收所述信号，所述接收器(120)特征在于：

匹配的滤波器(124)，从所接收的信号发展块脉冲匹配的OFDM符号块以减少所发展的OFDM符号块中的块间和信道间ISI中的至少一个；以及

后补偿单元(128)，补偿来自所发展的OFDM符号的对角线ISI的至少一部分。

31.如权利要求30所述的接收器(120)，其中所述后补偿单元(128)补偿所述对角线ISI的前向和反向分量的至少一个。

32.如权利要求31所述的接收器(120)，其中所述后补偿单元(128)通过使用由1/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]、[1+AZ(z+1/z)]/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]、以及[1+AZ^-1(z+1/z)]/[1+A(z+1/z)(Z+1/Z)]中之一所定义的滤波器对所接收的OFDM符号进行滤波来补偿所述对角线ISI的所述前向和反向分量的至少一个，其中A表示ISI耦合因子，z表示频率偏移算子以及Z表示时间偏移算子。

33.如权利要求30所述的接收器(120)，其中所述后补偿单元(128)包括判定反馈均衡器(128)。

34.如权利要求30所述的接收器(120)，其中所述后补偿单元(128)包括部分信道逆均衡器(128)。

35.如权利要求30所述的接收器(120)，其中所述后补偿单元(128)执行最大似然序列估计算法。

36.如权利要求35所述的接收器(120)，其中所述最大似然序列估计算法配置成：

在相同OFDM块中交替的副载波频率信道上的发展的OFDM符号上，以及在交替的OFDM块中共同的副载波频率信道上的发展的OFDM符号上执行第一解码；以及

在余下的OFDM符号上执行第二解码。

37.如权利要求35所述的接收器(120)，其中所述最大似然序列估计算法配置成：

在所发展的OFDM符号的实部上实现第一最大似然序列估计；以及

在所发展的OFDM符号的虚部上实现第二最大似然序列估计。

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