CN101953129A - Ofdm(a)系统中用于上行传输的方法 - Google Patents

Ofdm(a)系统中用于上行传输的方法 Download PDF

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Abstract

提供了一种在(OFDMA)系统中进行上行传输的方法。子载波传输方法包括以下步骤：在基本单元包括频率轴上的4个子载波和时间轴上的6个OFDM(A)符号的情况下，在该基本单元中将4个导频RE布置在频率轴的不同位置处；将数据RE布置在该基本单元的剩余位置处；以及向接收端发送该基本单元。

Description

OFDM(A)系统中用于上行传输的方法
技术领域
本发明涉及无线通信系统，更具体地，涉及一种在OFDM(A)系统中用于上行传输的方法。
背景技术
当前的IEEE 802.16e系统使用图1所示的块(tile)和导频(pilot)结构作为上行部分使用子信道(PUSC：Partial Usage of SubChannel)结构。在图1的结构中设想了一个发射天线。这种上行PUSC基本单元结构具有33.33％的导频开销。在图1中，导频和数据子载波表示分别分配给导频和数据的资源要素(RE)。每个RE代表由一个OFDM(A)符号和一个子载波限定的一个时间频率资源。在下面的说明中，术语“导频子载波”和“数据子载波”可以分别与数据“导频RE”和“数据RE”交换。
由于在当前的IEEE 802.16e中使用的上行块结构中只设想了单个发射天线，因此上行PUSC基本单元结构具有33.33％的导频开销。因而，导频开销占数据的比率很大。这样的导频开销降低了链路的吞吐量，造成系统性能降低。当如在IEEE 802.16m中那样采用了扩展的基本单元的情况下，一个问题是如何减少导频开销。
发明内容
因此，本发明涉及一种在OFDM(A)系统中用于上行传输的方法，该方法基本上消除了由于相关技术的限制和缺点而引起的一个或更多个问题。
本发明的一个目的是提供一种上行传输方法，即使已经在时间轴上扩展了用于上行链路的基本单元的大小的情况下，该方法也能够减少导频的开销并保证信道估计性能。
本发明的另一个目的是提供一种保证了对IEEE 802.16e系统的向后兼容性的上行传输方法。
本发明的附加优点、目的和特征将在下面的描述中部分阐述且部分内容将对于本领域普通技术人员在研究下文后变得明显，或可以通过本发明的实践来了解。通过书面的说明书及其权利要求以及附图中具体指出的结构可以实现和获得本发明的目的和其它优点。
在传统的IEEE 802.16e系统中，上行PUSC块包含四个连续子载波×三个连续OFDM(A)符号。在将上行PUSC块映射到物理子载波的过程中，传统的IEEE 802.16e系统在相应的频带范围内应用置换以使上行PUSC块分布在对应的频带内。具体地，置换方法将每三个OFDM(A)符号配置成具有相同的逻辑块索引，由此可以将上行PUSC块分布在对应的频带内。
通过将在时域中连续并且在同一个物理频带内的、三的倍数个OFDM(A)符号(例如，六个、九个或十二个OFDM(A)符号)配置成具有相同的逻辑块索引，可以针对扩展后的块结构很容易地修改这样的置换方法。这样，可以扩展传统的IEEE 802.16e系统的置换方法，从而以三的倍数个OFDM(A)符号为单位来分布无线资源。因此，优选地，在通过频分复用(FDM)来支持传统的IEEE 802.16e系统的情况下，正在讨论的IEEE 802.16m系统形成上行块，该上行块具有四个子载波×三的倍数个OFDM(A)符号。
在正在讨论的IEEE 802.16m系统中，基本的帧结构包括支持5MHz、8.75MHz、或20MHz带宽的20ms的超帧。各个超帧都分成四个大小相等的长5ms的无线帧，并且以超帧报头(SFH)开始。每个长5ms的无线帧还包含八个子帧。子帧被分配给DL传输或UL传输。根据循环前缀的大小，存在三种类型的子帧，即，包含五个OFDM(A)符号、六个OFDM(A)符号、或七个OFDM(A)符号的子帧。子帧承载具有不同类型/大小的较小的资源单元。
在本发明的一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：在基本单元包含4个子载波×6个或更多个OFDM(A)符号的情况下，在所述基本单元中将4个导频RE布置在频率轴的不同位置处；将数据RE布置在所述基本单元的剩余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。所述接收端包括基站(BS)。
在所述布置4个导频RE的步骤中，所述4个导频RE可以成对布置，使得每一对的两个导频RE布置在时间轴上的相同位置处。
在所述布置4个导频RE的步骤中，所述4个导频RE中的两个或更多个导频RE可以布置在所述基本单元的边缘位置处。
在本发明的另一个方面，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：在基本单元包含4个子载波×6个或更多个OFDM(A)符号的情况下，在该基本单元中成对地布置4个导频RE，使得每一对的两个导频RE布置在频率轴的相同位置处；将数据RE布置在所述基本单元的剩余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在所述布置4个导频RE的步骤中，所述4个导频RE可以布置在时间轴上的不同位置处。
在所述布置4个导频RE的步骤中，所述4个导频RE可以成对布置，使得每一对的两个导频RE布置在所述时间轴上的相同位置处。
在所述布置4个导频RE的步骤中，所述4个导频RE中的两个或更多个导频RE可以布置在所述基本单元的边缘位置处。
在所述布置4个导频RE的步骤中，所述4个导频RE中的两个或更多个导频RE可以布置在所述基本单元的非边缘位置处。
在本发明的另一个方面，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：在基本单元包含4个子载波×6个或更多个OFDM(A)符号的情况下，在所述基本单元中将3个导频RE布置在时间轴的不同位置处；将数据RE布置在所述基本单元的剩余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在所述布置3个导频RE的步骤中，所述3个导频RE中的一对导频RE可以布置在频率轴的相同位置处；而剩余的导频RE可以布置在所述频率轴上与所述一对导频RE的位置不同的位置处。
在所述布置3个导频RE的步骤中，所述一对导频RE与剩余的导频RE可以布置在所述频率轴上相距最远的位置处。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：在基本单元包含4个子载波×9个或更多个OFDM(A)符号的情况下，将6个导频RE布置在所述基本单元的频率轴的所有位置；将数据RE布置在所述基本单元的剩余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：在基本单元包含4个子载波×9个或更多个OFDM(A)符号的情况下，将6个导频RE布置在所述基本单元的频率轴的两端；将数据RE布置在所述基本单元的剩余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：在基本单元包含4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，在所述基本单元中将2个导频RE布置在频率轴和时间轴中的不同位置处；将数据RE布置在所述基本单元的剩余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：在基本单元包含4个子载波×12个OFDM(A)符号的情况下，在所述基本单元中将4个导频RE布置在频率轴和时间轴中的不同位置处；将数据RE布置在所述基本单元的剩余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在本发明的另一个方面中，提供了一种由正交频分多址接入(OFDMA)无线通信系统中的移动台(MS)在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：形成大小为4个子载波×6个OFDMA符号的所述基本单元，所述基本单元包含多个导频资源要素(RE)和数据资源要素；在频率轴中按照3个子载波、并且在时间轴上按照1个或4个OFDMA符号，在所述基本单元中配置用于单个天线的导频RE；以及在上行链路中发送所述基本单元，其中所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波限定的时间频率资源，其中如下面示出的模式表1那样在所述基本单元中设置所述导频RE和所述数据RE。
[模式表1]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P   -   -    -   P   -
  SC＝1   -   -   -    -   -   -
  SC＝2   -   -   -    -   -   -
  SC＝3   -   P   -    -   -   P
其中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，并且“SC”表示子载波索引。
另选地，提供了一种由正交频分多址接入(OFDMA)无线通信系统中的移动台(MS)上行发送包含多个基本单元的子帧的方法，该方法包括以下步骤：形成大小为4个子载波×6个OFDMA符号的各个基本单元，所述各个基本单元包含多个导频资源要素(RE)和数据资源要素；以频率轴中按照3个子载波、并且在时间轴上按照1个或4个OFDMA符号，在各个基本单元中配置用于单个天线的所述导频RE；以及在上行链路中发送子帧，其中所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波限定的时间频率资源，其中如下面示出的模式表1那样在各个基本单元中配置所述导频RE和所述数据RE。
[模式表1]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P   -   -    -   P   -
  SC＝1   -   -   -    -   -   -
  SC＝2   -   -   -    -   -   -
  SC＝3   -   P   -    -   -   P
其中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，并且“SC”表示子载波索引。
所述子帧包含6个OFDM(A)符号。在所述子帧根据循环前缀的大小而包含5个或7个OFDM(A)符号的情况下，通过使经过修改的模式表1保持容许的信道估计能力的方式排除或增加一个OFDM(A)符号，可以相应地修改上述模式表1。
所述基本单元可以是上行块。具体地说，所述基本单元可以是上行部分使用子信道(PUSC)块。所述基本单元可以是上行IEEE 802.16m的部分使用子信道(PUSC)块。所述基本单元可以是用于16m PUSC的分布式资源单元(DRU)。
一定数量的所述基本单元可以形成更大的资源单元。所述一定数量的所述基本单元包括六个基本单元。所述更大的资源单元包括集中式资源单元或分布式资源单元。在此情况下，形成各个更大资源单元的所述基本单元在频域中可以是连续的。或者，形成各个更大的资源单元的所述基本单元在频域中可以是分布式的。
所述导频RE的位置在频域或时域中可以循环移位。
使用同一个OFDMA符号中的数据RE的功率，可以对所述导频RE进行功率提升。
该方法还可以包括分别将导频符号和数据符号映射到对应的导频RE和数据RE的步骤。所述导频符号和所述数据符号可以是表示幅度和相位的复值的类型。例如，所述数据符号可以包括表示经调制的数据的幅度和相位的复值。
所述导频RE可以用于专用导频。
在本发明的另一个方面，提供了一种由正交频分多址接入(OFDMA)无线通信系统中的移动台(MS)在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：形成大小为4个子载波×6个OFDMA符号的所述基本单元，所述基本单元包含多个导频资源要素(RE)和数据资源要素；在频率轴中按照3个子载波、并在时间轴中按照5个OFDMA符号，在所述基本单元中配置用于多个天线的所述导频RE；以及在上行链路中发送所述基本单元，其中所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波限定的时间频率资源，其中如下面示出的模式表2那样在所述基本单元中设置所述导频RE和所述数据RE。
[模式表2]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   -   -   P1
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P1   -   -   -   -   P0
其中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，并且“SC”表示子载波索引。
另选地，提供了一种由正交频分多址接入(OFDMA)无线通信系统中的移动台(MS)上行发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：形成大小为4个子载波×6个OFDMA符号的各个基本单元，所述各个基本单元包含多个导频资源要素(RE)和数据资源要素；在频率轴中按照3个子载波、并在时间轴中按照5个OFDMA符号，在所述各个基本单元中配置用于多个天线的所述导频RE；以及在上行链路中发送子帧，其中所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波限定的时间频率资源，其中如下面示出的模式表2那样在所述各个基本单元中配置所述导频RE和所述数据RE。
[模式表2]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   -   -   P1
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P1   -   -   -   -   P0
其中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，并且“SC”表示子载波索引。
所述子帧包含6个OFDM(A)符号。在所述子帧根据循环前缀的大小而包含5个或7个OFDM(A)符号的情况下，通过使经过修改的模式表1仍然保持容许的信道估计能力的方式排除或增加一个OFDM(A)符号，可以相应地修改上述模式表1。
所述基本单元可以是上行块。具体地说，所述基本单元可以是上行部分使用子信道(PUSC)块。所述基本单元可以是上行IEEE 802.16m的部分使用子信道(PUSC)块。所述基本单元可以是用于16m PUSC的分布式资源单元(DRU)。
一定数量的所述基本单元可以形成更大的资源单元。所述一定数量的所述基本单元包括六个基本单元。所述更大的资源单元包括集中式资源单元或分布式资源单元。在此情况下，形成各个更大资源单元的所述基本单元在频域中可以是连续的。或者，形成各个更大的资源单元的所述基本单元在频域中可以是分布式的。
所述天线端口0和所述天线端口1可以相互替代。所述导频RE的位置可以在频域或者在时域中循环移位。
使用同一个OFDMA符号中的数据RE的功率，可以对所述导频RE进行功率提升。
该方法还可以包括分别将导频符号和数据符号映射到对应的导频RE和数据RE的步骤。所述导频符号和所述数据符号可以是表示幅度和相位的共轭值的类型。例如，所述数据符号可以包括表示经调制的数据的幅度和相位的共轭值。
所述导频RE可以用于专用导频。
发射分集方案或空间复用(SM)可以独立地应用于所述各个基本单元。发射分集方案包括空时分组码(STBC：space time block code)、空频分组码(SFBC：space frequency block code)、循环延迟分集(CDD：cyclicdelay diversity)或它们的任意组合。
在本发明上述各个方面中例示的步骤的顺序取决于实现要点。因此，除非特别提及了顺序，否则可以根据制造商以各种顺序来实现本发明的步骤。
根据本发明的实施方式，即使在用于上行链路的各个基本单元在时间轴上被扩展的情况下也能够减少OFDM(A)系统的导频开销。
此外，由于基本单元中的导频RE的时间间隔和频率间隔保持统一或者导频RE被分布以便于信道估计，因此可以保证信道估计的性能并提高系统性能。
此外，可以保证对IEEE 802.16e的传统的上行PUSC结构的向后兼容。
应当理解，本发明的上述一般描述和下述详细描述是示例性和说明性的，且旨在提供所要求保护的本发明的进一步解释。
附图说明
附图被包括在本申请中以提供对本发明的进一步理解，并结合到说明书中且构成本申请的一部分，附图示出了本发明的实施方式，且与说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中：
图1例示了常规的IEEE 802.16e块和导频结构。
图2A例示了根据本发明实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。
图2B和图2C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在将基本单元的大小扩展到4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了2TX或2个流导频RE以及4TX或4个流导频RE。
图3A例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。
图3B和图3C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在将基本单元的大小扩展到4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了2TX或2个流导频以及4TX或4个流导频。
图4A例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。
图4B和图4C例示根据本发明另一个实施方式的示例，其中在将基本单元的大小扩展到4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了2TX或2个流导频以及4TX或4个流导频。
图5A到图5C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、以及4Tx或4个流导频。
图6A到图6C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、以及4Tx或4个流导频。
图7A到图7C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、以及4Tx或4个流导频。
图8A到图8C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、以及4Tx或4个流导频。
图9A到图9C例示了根据本发明一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、以及4Tx或4个流导频。
图10到图13例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。
图14A到图14C例示了在一个流传输的情况下对信道估计的仿真结果。
图15A到图15C例示了在两个流传输的情况下对信道估计的仿真结果。
图16是可以应用于本发明实施方式的基站的框图。
图17是可以应用于本发明实施方式的终端的框图。
图18例示了可以应用于本发明实施方式的发射机的框图。
图19是可以应用于本发明实施方式的接收机的框图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的优选实施方式，在附图中例示出了其示例。在可能的情况下，相同的标号在整个附图中代表相同或类似部件。
本发明的实施方式提供了能够在OFDM(A)系统中减少上行链路中的导频开销同时还能够保证很高的信道估计性能的基本单元和导频结构。在本发明的实施方式中，以将相干时间考虑在内的方式在各个基本单元中的时间轴上分配了导频RE，以使能基本单元中的时域中对低速和高速情况都鲁棒的信道估计。此外，以将相干带宽考虑在内的方式在各个基本单元中的频率轴上分配了导频RE，以实现在频域中对各种延迟扩展都鲁棒的信道估计。本发明的实施方式还提供了这样的基本单元和导频结构，即该基本单元和导频结构能够使用在时间/频率轴中分配的连续的基本单元的导频来提高信道估计性能。
图2A例示了根据本发明的一个实施方式的一个示例，其中在各个基本单元均包括4个子载波×3个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。在各个4×3的基本单元中，布置了两个导频RE，并且导频开销为16.67％。可以在频率轴或在时间轴上连续地分配4×3的基本单元。
如果每个4×3的基本单元使用两个导频RE，则可以将导频开销减少到常规的IEEE 802.16e上行PUSC结构的导频开销的一半。为了保证对于低速用户情况和高速用户情况都鲁棒的信道估计性能，优选地在4×3的基本单元中的时间轴的两端(即，第一个符号和第三个符号)处以分布的方式在4×3的基本单元中布置导频RE。此外，考虑到频率轴上的信道估计中的频率选择性，为了保证鲁棒的信道估计性能，优选地将导频RE分配到4×3的基本单元中的频率轴上的两端(即，第一个子载波和第四个子载波)。
从图2A的左侧可以看出，在各个4×3的基本单元中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝2时位于子载波索引“3”处。这里，子载波索引是不小于0的整数，其从顶部向底部增加，并且OFDM(A)符号索引“s”是不小于0的整数，其从左侧向右侧增加。
从图2A的右侧还可以看出，在各个4×3的基本单元中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝2时位于子载波索引“0”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表1]
  s＝0   s＝1   s＝2
  SC＝0   P   -   -
  SC＝1   -   -   -
  SC＝2   -   -   -
  SC＝3   -   -   P
[表2]
  s＝0   s＝1   s＝2
  SC＝0   -   -   P
  SC＝1   -   -   -
  SC＝2   -   -   -
  SC＝3   P   -   -
在表1和表2中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图2B和图2C例示根据本发明另一个实施方式的示例，其中在将基本单元的大小扩展到4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了2TX或2个流导频RE以及4TX或4个流导频RE。图2B和图2C的导频模式是根据多个天线的图2的导频模式的扩展版本。
如图2B所示，在4×6的基本单元中，针对各个天线端口分配了两个2Tx或2个流导频RE，并且总的导频开销是16.67％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。天线端口0和天线端口1可以相互转换。即，天线端口0和天线端口1可以相互替代。例如，天线端口0的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。
导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表3]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   P1   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   P1   -   -   P0
[表4]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P1   -   -   P0
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P0   -   -   P1   -   -
在表3和表4中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图2C所示，在4×6的基本单元中，针对每个天线端口布置了两个4Tx或4个流导频RE，并且总的导频开销是33.34％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口3的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口3的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表5]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   P3   P1   -   P2
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P2   -   P1   P3   -   P0
[表6]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P2   -   P1   P3   -   P0
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P0   -   P3   P1   -   P2
在表5和表6中，“P0”到“P3”表示天线端口0到3的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图3A例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。在各个4×3的基本单元中，布置了两个导频，导频开销是16.67％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×3的基本单元。
如果每个4×3的基本单元使用两个导频RE，则可以将导频开销减少到常规的IEEE 802.16e上行PUSC结构的导频开销的一半。此外，考虑到频率轴上的信道估计中的频率选择性，为了保证鲁棒的信道估计性能，优选地在4×3的基本单元中的频率轴的两端(即，第一个和第四个子载波)处向4×3的基本单元分配导频。从图3A可以看出，在各个4×3的基本单元中，导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”和子载波索引“3”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表7]
  s＝0   s＝1   s＝2
  SC＝0   -   P   -
  SC＝1   -   -   -
  SC＝2   -   -   -
  SC＝3   -   P   -
在表7中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图3B和图3C例示根据本发明另一个实施方式的示例，其中在将基本单元的大小扩展到4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了2Tx或2个流导频和4TX或4个流导频。图3B和图3C的导频模式是根据多个天线的图3A的导频模式的扩展版本。
如图3B所示，在4×6的基本单元中，针对各个天线端口分配了两个2Tx或2个流导频RE，并且总的导频开销是16.67％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表8]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P0   -   -   P1   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   P1   -   -   P0   -
在表8中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图3C所示，在4×6的基本单元中，针对每个天线端口布置了两个4Tx或4个流导频RE，并且总的导频开销是33.34％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。天线端口2的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。天线端口3的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表9]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P0   -   -   P1   -
  SC＝1   -   P2   -   -   P3   -
  SC＝2   -   P3   -   -   P2   -
  SC＝3   -   P1   -   -   P0   -
在表9中，“P0”到“P3”表示天线端口0到3的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图4A例示了根据本发明另一个实施方式的一个示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。在各个4×3的基本单元中，布置了两个导频，且导频开销是16.67％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×3的基本单元。
如果每个4×3的基本单元使用两个导频RE，则可以将导频开销减少到常规的IEEE 802.16e上行PUSC结构的导频开销的一半。为了针对低速用户情形和高速用户情形都保证鲁棒的信道估计性能，优选地以彼此相邻的方式将导频布置在4×3的基本单元中的时间轴上。此外，考虑到频率轴上的信道估计中的频率选择性，为了保证鲁棒的信道估计性能，优选地在4×3的基本单元中的频率轴上的两端(即，第一个子载波和第四个子载波)处向4×3的基本单元分配导频。导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝2时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝1时位于子载波索引“3”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表10]
  s＝0   s＝1   s＝2
  SC＝0   -   P   -
  SC＝1   -   -   -
  SC＝2   -   -   -
  SC＝3   -   -   P
[表11]
  s＝0   s＝1   s＝2
  SC＝0   P   -   -
  SC＝1   -   -   -
  SC＝2   -   -   -
  SC＝3   -   P   -
在表10和表11中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图4B和图4C例示根据本发明另一个实施方式的示例，其中在将基本单元的大小扩展到4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了2Tx或2个流导频和4TX或4个流导频。图4B和图4C的导频模式是根据多个天线的、图4A的导频模式的扩展版本。
如图4B所示，在4×6的基本单元中，针对各个天线端口分配了两个2Tx或2个流导频RE，并且总的导频开销是16.67％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表12]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P0   -   -   P1   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   P1   -   -   P0
[表13]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   P1   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   P1   -   -   P0   -
在表12和表13中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图4C所示，在4×6的基本单元中，针对每个天线端口布置了两个4Tx或4个流导频RE，并且总的导频开销是33.34％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口3的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口2的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口3的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表14]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P2   P0   -   P3   P1   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   P3   P1   -   P2   P0
[表15]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   P2   -   P1   P3   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   P1   P3   -   P0   P2
在表14和表15中，“P0”到“P3”表示天线端口0到3的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图5A到图5C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、4Tx或4个流导频。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。
如图5A所示，导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，在s＝1时位于子载波索引“2”处，在s＝4时位于子载波索引“1”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，在s＝1时位于子载波索引“1”处，在s＝4时位于子载波索引“2”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“1”处，在s＝2时位于子载波索引“3”处，在s＝3时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“2”处。在另一个示例中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“2”处，在s＝2时位于子载波索引“0”处，在s＝3时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“1”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表16]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P   -   -   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   P   -
  SC＝2   -   P   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   -   -   P
[表17]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   -   -   -   P
  SC＝1   -   P   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   P   -
  SC＝3   P   -   -   -   -   -
[表18]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   -   P   -   -
  SC＝1   P   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   P
  SC＝3   -   -   P   -   -   -
[表19]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   P
  SC＝2   P   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   P   -   -
在表16到表19中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图5B所示，在4×6的基本单元中，针对各个天线端口分配了两个2Tx或2个流导频RE，并且总的导频开销是16.67％。天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“1”处，并且在s＝5时位于子载波索引“2”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“2”处，并且在s＝5时位于子载波索引“1”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表20]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   P1   -
  SC＝2   -   P1   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   -   -   P0
[表21]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   -   -   -   P0
  SC＝1   -   P1   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   P1   -
  SC＝3   P0   -   -   -   -   -
[表22]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   -   P1   -   -
  SC＝1   P0   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   P0
  SC＝3   -   -   P1   -   -   -
[表23]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P1   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   P0
  SC＝2   P0   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   P1   -   -
在表20到表23中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图5C所示，在4×6的基本单元中，针对每个天线端口布置了两个4Tx或4个流导频RE，并且总的导频开销是33.34％。天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口3的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口3的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。
在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“1”处，并且在s＝5时位于子载波索引“2”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“2”处，并且在s＝5时位于子载波索引“1”处。天线端口3的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“2”处，并且在s＝5时位于子载波索引“1”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“1”处，并且在s＝5时位于子载波索引“2”处。天线端口3的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表24]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   -   -   P2
  SC＝1   -   P3   -   -   P1   -
  SC＝2   -   P1   -   -   P3   -
  SC＝3   P2   -   -   -   -   P0
[表25]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P2   -   -   -   -   P0
  SC＝1   -   P1   -   -   P3   -
  SC＝2   -   P3   -   -   P1   -
  SC＝3   P0   -   -   -   -   P2
[表26]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P3   P1   -   -
  SC＝1   P0   -   -   -   -   P2
  SC＝2   P2   -   -   -   -   P0
  SC＝3   -   -   P1   P3   -   -
[表27]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P1   P3   -   -
  SC＝1   P2   -   -   -   -   P0
  SC＝2   P0   -   -   -   -   P2
  SC＝3   -   -   P3   P1   -   -
在表24到表27中，“P0”到“P3”表示天线端口0到3的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图6A到图6C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、4Tx或4个流导频。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。
如图6A所示，导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”和子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”和子载波索引“3”处。在另一个示例中，导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”和子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”和子载波索引“2”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表28]
  s＝0   s＝1   S＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P   -   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   P   -
  SC＝2   -   P   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   -   P   -
[表29]
  s＝0   s＝1   S＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   -   -   P   -
  SC＝1   -   P   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   P   -
  SC＝3   -   P   -   -   -   -
在表28到表29中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图6B所示，在4×6的基本单元中，针对各个天线端口分配了两个2Tx或2个流导频RE，并且总的导频开销是16.67％。天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表30]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P0   -   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   P1   -
  SC＝2   -   P1   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   -   P0   -
[表31]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   -   -   P0   -
  SC＝1   -   P1   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   P1   -
  SC＝3   -   P0   -   -   -   -
在表30到表31中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图6C所示，在4×6的基本单元中，针对每个天线端口布置了两个4Tx或4个流导频RE，并且总的导频开销是33.34％。天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。天线端口2的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。天线端口3的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。天线端口2的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。天线端口3的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表32]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P0   -   -   P3   -
  SC＝1   -   P2   -   -   P1   -
  SC＝2   -   P1   -   -   P2   -
  SC＝3   -   P3   -   -   P0   -
[表33]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P3   -   -   P0   -
  SC＝1   -   P1   -   -   P2   -
  SC＝2   -   P2   -   -   P1   -
  SC＝3   -   P0   -   -   P3   -
在表32和表33中，“P0”到“P3”表示天线端口0到3的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图7A到图7C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、4Tx或4个流导频。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。
如图7A所示，导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，在s＝2时位于子载波索引“3”处，在s＝3时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。在另一个示例中，导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，在s＝2时位于子载波索引“0”处，在s＝3时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表34]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   -   P   -   -
  SC＝1   -   P   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   P   -
  SC＝3   -   -   P   -   -   -
[表35]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P   -   -    -
  SC＝1   -   -   -   -   P    -
  SC＝2   -   P   -   -   -    -
  SC＝3   -   -   -   P   -    -
在表34和表35中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图7B所示，在4×6的基本单元中，针对各个天线端口分配了两个2Tx或2个流导频RE，并且总的导频开销是16.67％。天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表36]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   -   P1   -   -
  SC＝1   -   P0   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   P0   -
  SC＝3   -   -   P1   -   -   -
[表37]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P1   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   P0   -
  SC＝2   -   P0   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   P1   -   -
在表36和表37中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图7C所示，在4×6的基本单元中，针对每个天线端口布置了两个4Tx或4个流导频RE，并且总的导频开销是33.34％。天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口2的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。天线端口3的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，并且在s＝4时位于子载波索引“1”处。天线端口1的导频RE在s＝2时位于子载波索引“0”处，并且在s＝3时位于子载波索引“3”处。天线端口2的导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，并且在s＝4时位于子载波索引“2”处。天线端口3的导频RE在s＝2时位于子载波索引“3”处，并且在s＝3时位于子载波索引“0”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表38]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P3   P1   -   -
  SC＝1   -   P0   -   -   P2   -
  SC＝2   -   P2   -   -   P0   -
  SC＝3   -   -   P1   P3   -   -
[表39]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   -   P1   P3   -   -
  SC＝1   -   P2   -   -   P0   -
  SC＝2   -   P0   -   -   P2   -
  SC＝3   -   -   P3   P1   -   -
在表38和表39中，“P0”到“P3”表示天线端口0到3的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图8A到图8C例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、4Tx或4个流导频。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。
如图8A所示，如果每个4×6的基本单元使用两个导频RE，则可以将导频开销减少到常规的IEEE 802.16e的上行PUSC结构的导频开销的一半。为了保证对低速用户情形的鲁棒的信道估计性能，优选地在4×6的基本单元中的时间轴的两端以分布的方式在4×6的基本单元中布置导频。此外，考虑到频率轴上的信道估计中的频率选择性，为了保证信道估计性能，优选地在4×6的基本单元中的频率轴的两端(即，第一个符号和第四个子载波)处向4×6的基本单元分配导频。在各个4×6的基本单元中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”和导频索引“3”处，在s＝5时位于子载波索引“0”和子载波索引“3”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表40]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P   -   -   -   -   P
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P   -   -   -   -   P
在表40中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图8B所示，在4×6的基本单元中，针对各个天线端口分配了两个2Tx或2个流导频RE，并且总的导频开销是16.67％。天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表41]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   -   -   P1
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P1   -   -   -   -   P0
在表41中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
出于以下原因，对于具有2Tx天线或2个流的上行传输来说，这些导频模式是特别优选地。
首先，在支持多输入多输出(MIMO)技术的无线通信系统的情况下，图8B的导频模式可以有效地支持空时分组码(STBC)和空频分组码(SFBC)。为了支持STBC，用于传输控制信息和数据(不包括导频)的子载波在时间轴上应当构成偶数数量的OFDM(A)符号。特别是，在各个子载波单元中连续地分配成对的OFDM(A)符号能够进一步提高STBC性能。这是由于，在STBC中，如果各个子载波单元中的成对的OFDM(A)符号所经历的信道相同或相似，则可以实现高增益。参照图8B，各个子载波单元中的OFDM(A)符号(不包括导频)在时间轴上连续，并且在数量上是偶数。为了支持SFBC，用于传输控制信息和数据(不包括导频)的子载波的数量在频率轴上应当是偶数。特别地，在各个OFDM(A)符号中连续地分配的成对的子载波能够进一步提高SFBC性能。这是由于，在SFBC中，如果成对的子载波所经历的信道相同或相似，则可以实现高增益。参照图8B，各个OFDM(A)符号中的子载波(不包括导频)是连续的并且在数量上是偶数。图8B中的导频模式可以有效地支持MIMO系统。
第二，由于用于天线端口0和1的导频被分配给同一个OFDM(A)符号，因此可以通过导频增压(pilot boosting)来提高信道估计性能。例如，当发送天线端口0的数据和导频时，未发送天线端口1的导频RE。在此情况下，可以将分配给天线端口1的导频的功率额外地分配给天线端口0的导频。这可以通过导频增压来提高信道估计性能。这还有助于解决在具有有限可用功率的上行传输中的功率平衡问题。
第三，可以使用尽可能多的相干时间和相干带宽来执行有效的信道估计。具体地说，即使在信道延迟扩展很大的环境中，信道在4个连续的子载波单元中也几乎从不变化或仅轻微地变化。除非终端处于高速移动中，否则信道变化在6个或更少个连续的OFDM(A)符号中并不大。此外，即使在终端的速度提高使得该终端经历高速信道时，信道也在6个或更少个连续的OFDM(A)符号中线性地变化。参照图8B，天线端口0和1的各自两个导频位于4×6基本单元中的两个对角端。这样就利用了尽可能多的相干时间和相干带宽，从而实现了有效的信道估计。
第四，由于将导频分配到各个4×6基本单元的边缘，因此由于在信道估计期间的外推而可以防止信道估计性能的劣化。
如图8C所示，在4×6的基本单元中，针对每个天线端口布置了两个4Tx或4个流导频RE，并且总的导频开销是33.34％。天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“1”处，并且在s＝5时位于子载波索引“2”处。天线端口3的导频RE在s＝0时位于子载波索引“2”处，并且在s＝5时位于子载波索引“1”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表42]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   -   -   P1
  SC＝1   P2   -   -   -   -   P3
  SC＝2   P3   -   -   -   -   P2
  SC＝3   P1   -   -   -   -   P0
在表42中，“P0”到“P3”表示天线端口0到3的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图9A到图9C例示了根据本发明一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频、2Tx或2个流导频、4Tx或4个流导频。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×6的基本单元。
如图9A所示，导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，在s＝1时位于子载波索引“3”处，在s＝4时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，在s＝1时位于子载波索引“0”处，在s＝4时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表43]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P   -   -   -   P   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   P   -   -   -   P
[表44]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P   -   -   -   P
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P   -   -   -   P   -
在表43和表44中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
出于以下原因，对于具有1Tx天线或1个流的上行传输来说，这些导频模式是特别优选地。
首先，这些导频模式具有适于通过导频增压来实现信道估计增益的结构。在图9A的导频模式的情况下，导频RE在时间轴上位于不同的OFDM(A)符号处。因此，当同时发送导频RE和数据RE或单独发送导频RE时，通过导频增压效应可以提高信道估计性能。即，可以将用于分配给数据RE的部分功率分配给导频RE，从而通过导频增压实现性能增益。但是，在将用于单个天线的多个导频分配给同一个OFDM(A)符号的情况下，由于数据RE的有限功率被分配给多个导频，因此性能提高并不明显。具体地说，在图9A的导频模式的情况下，将用于分配给一个OFDM(A)符号中的3个数据RE的部分功率分配给导频RE，从而通过导频增压实现了性能增益。但是，与一个OFDM(A)符号包括一个导频RE时相比，在一个OFDM(A)符号中包括2个导频RE的情况下，把在2个数据RE中使用的功率分配给2个导频RE，因此通过导频增压而实现的性能提高很小。特别地，考虑到上行功率是有限的事实，在一个OFDM(A)符号中使用一个导频RE有助于解决功率平衡的问题。
第二，可以使用尽可能多的相干时间和相干带宽来执行有效的信道估计。具体地说，即使在信道延迟扩展很大时，相干带宽也是4个或更多个子载波，因而信道在4个连续的子载波单元中也几乎从不变化或仅轻微地变化。此外，即使在终端的速度提高使得该终端经历高速信道时，相干时间也是3个或更多个OFDM(A)符号，因而信道以3个或更多个OFDM(A)符号位单位发生变化(即，信道在3个连续的OFDM(A)符号中几乎从不变化)。在图9A的导频模式中，导频被这样布置，即，在频率轴和时间轴上将导频间距增加到最大。具体地说，导频间距在频率轴上是3个子载波，并且在时间轴上是1个和3个OFDM(A)符号。因此，可以利用尽可能多的相干时间和相干带宽，从而提高信道估计性能。
如图9B所示，在4×6的基本单元中，针对各个天线端口分配了两个2Tx或2个流导频RE，并且总的导频开销是16.67％。天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表45]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   -   -   -   P1   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   P1   -   -   -   P0
[表46]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   -   P1   -   -   -   P0
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P0   -   -   -   P1   -
在表45和表46中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图9C所示，在4×6的基本单元中，针对每个天线端口布置了两个4Tx或4个流导频RE，并且总的导频开销是33.34％。天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口3的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，天线端口0的导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，并且在s＝5时位于子载波索引“0”处。天线端口1的导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，并且在s＝4时位于子载波索引“3”处。天线端口2的导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，并且在s＝5时位于子载波索引“3”处。天线端口3的导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，并且在s＝4时位于子载波索引“0”处。天线端口可以相互转换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表47]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P0   P3   -    -   P1   P2
  SC＝1   -   -   -    -   -   -
  SC＝2   -   -   -    -   -   -
  SC＝3   P2   P1   -    -   P3   P0
[表48]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P2   P1   -   -   P3   P0
  SC＝1   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P0   P3   -   -   P1   P2
在表47和表48中，“P0”到“P3”表示天线端口0到3的相应导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图10例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。导频在频率轴上位于各个4×9基本单元的两端，并且按照相同的时间间隔布置。这里，导频开销是16.67％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×9基本单元。尽管图10例示了单个天线的导频，但是以类似于图2到图9所例示的导频模式相似的方式，图10的导频模式也可以应用于多个天线。
具体地说，导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”和子载波索引“3”处，在s＝4时位于子载波索引“0”和子载波索引“3”处，在s＝8时位于子载波索引“0”和子载波索引“3”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表49]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
  SC＝0   P   -   -   -   P   -   -   -   P
  SC＝1   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P   -   -   -   P   -   -   -   P
在表49中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图11例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。导频RE被这样设计，即，导频RE在时间轴上按照2个OFDM(A)符号的间隔布置，以在高速情况下实现比低速情况下更大的鲁棒性。这里，导频开销是11.11％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×9基本单元。尽管图11例示了单个天线的导频，但是以类似于图2到图9所例示的导频模式相似的方式，图11的导频模式也可以应用于多个天线。
具体地说，导频RE在s＝1时位于子载波索引“0”处，在s＝3时位于子载波索引“3”处，在s＝5时位于子载波索引“0”处，并且在s＝7时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，导频RE在s＝1时位于子载波索引“3”处，在s＝3时位于子载波索引“0”处，在s＝5时位于子载波索引“3”处，并且在s＝7时位于子载波索引“0”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表50]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
  SC＝0   -   P   -   -   -   P   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   P   -   -   -   P   -
[表51]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
  SC＝0   -   -   -   P   -   -   -   P   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   P   -   -   -   P   -   -   -
在表50和表51中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图12例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。导频RE被这样设计，即，导频RE在时间轴上按照2个OFDM(A)符号的间隔布置，以在高速情况下实现比低速情况下更大的鲁棒性。此外，导频被这样设计，即，导频布置在频率轴上的所有位置处，从而实现对信道延迟扩展的更大的鲁棒性。这里，导频开销是11.11％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×9基本单元。尽管图12例示了单个天线的导频，但是以类似于图2到图9所例示的导频模式相似的方式，图12的导频模式也可以应用于多个天线。
具体地说，导频RE在s＝1时位于子载波索引“1”处，在s＝3时位于子载波索引“3”处，在s＝5时位于子载波索引“0”处，并且在s＝7时位于子载波索引“2”处。在另一个示例中，导频RE在s＝1时位于子载波索引“2”处，在s＝3时位于子载波索引“0”处，在s＝5时位于子载波索引“3”处，并且在s＝7时位于子载波索引“1”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表52]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
  SC＝0   -   -   -   -   -   P   -   -   -
  SC＝1   -   P   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -   -   P   -
  SC＝3   -   -   -   P   -   -   -   -   -
[表53]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
  SC＝0   -   -   -   P   -   -   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -   -   P   -
  SC＝2   -   P   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   -   -   P   -   -   -
在表52和表53中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图13例示了根据本发明另一个实施方式的示例，其中在各个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号的情况下，分配了1Tx或1个流导频。导频RE被这样设计，即，导频RE在时间轴上按照2个OFDM(A)符号的间隔布置，以在高速情况下实现比低速情况下更大的鲁棒性。此外，导频被这样设计，即，导频布置在频率轴上的所有位置处，从而实现对信道延迟扩展的更大的鲁棒性。这里，导频开销是11.11％。在频率轴或时间轴上，可以连续地分配4×9基本单元。尽管图13例示了单个天线的导频，但是以类似于图2到图9所例示的导频模式相似的方式，图13的导频模式也可以应用于多个天线。
具体地说，导频RE在s＝0时位于子载波索引“0”处，在s＝3时位于子载波索引“3”处，在s＝5时位于子载波索引“0”处，并且在s＝8时位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，导频RE在s＝0时位于子载波索引“3”处，在s＝3时位于子载波索引“0”处，在s＝5时位于子载波索引“3”处，并且在s＝8时位于子载波索引“0”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴循环地移位。在下面的表中总结了这些导频模式。
[表54]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
  SC＝0   P   -   -   -   -   P   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   P   -   -   -   -   P
[表55]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
  SC＝0   -   -   -   P   -   -   -   -   P
  SC＝1   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝2   -   -   -   -   -   -   -   -   -
  SC＝3   P   -   -   -   -   P   -   -   -
在表54和表55中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，并且“SC”表示基本单元中的子载波索引。
为了测量本发明所例示的上述导频模式的信道估计能力，实施了单个流和两个流传输情况下的比较仿真。
在下面的表中示出了在比较仿真中使用的导频模式。
[表56]
Figure BPA00001205904600361
在表56中，导频模式中的数字“1”和“2”表示第一个流的导频RE和第二个流的导频RE，其分别对应于“P0”和“P1”。导频模式1-1和1-2分别对应于图8A的导频模式(表40)和图9A的导频模式(表43)。导频模式1-3对应于两个在时域中连续地布置的图3A的导频模式(表7)。导频模式2-1对应于图8B的导频模式(表41)。导频模式2-2和2-3是为了比较的目的而规定的导频模式。
仿真参数如下：
信道估计：二维最小均方误差(2D MMSE)信道估计
接收机：2Rx MMSE接收机
信道模型：eITU PedB3km/h、VehA120km/h、VehA350km/h信道
Tx天线间距：4拉姆达(lambda)
Rx天线间距：0.5拉姆达
导频增压：3dB
有限噪声
图14A到图14C例示了在一个流传输的情况下对信道估计的仿真结果。
在PedB(步行B(Pedestrian B))3km/h中，三种导频模式1-1、1-2和1-3显示了相似的链路吞吐量性能。导频模式1-2在相关的吞吐量损失性能方面显示了最小的劣化(图14A)。
在VehA(车载A(Vehicular A))120km/h中，三种导频模式1-1、1-2和1-3显示了相似的链路吞吐量性能。导频模式1-2在相关的吞吐量损失性能方面明显地胜过其它的导频模式(图14B)。
在VehA 350km/h中，导频模式1-2在链路吞吐量性能和相关的吞吐量损失性能两方面明显地胜过其它的导频模式(图14C)。
图15A到图15C例示了在两个流传输的情况下对信道估计的仿真结果。
在所有的环境PedB 3km/h、VehA 120km/h和VehA 350km/h中，导频模式2-1在链路吞吐量性能和相关的吞吐量损失性能两方面明显地胜过其它的导频模式(图15A至图15C)。
图16是可以应用于本发明实施方式的基站的框图。
如图16所示，基站通常包括控制系统1602、基带处理器1604、发射电路1606、接收电路1608、多个天线1610、以及网络接口1612。接收电路1608通过多个天线1610从终端接收无线电信号。优选地，低噪声放大器和滤波器(未示出)放大接收到的信号并且从该信号中去除宽带干扰。下变频与数字化电路(未示出)将滤波后的信号下变频为中频信号或基带频率信号，接着将下变频后的信号数字化为一个或更多个数字流。
基带处理器1604处理数字的接收信号以从接收信号中提取信息或数据比特。该处理包括解调制、解码、纠错等。基带处理器1604通常包括一个或更多个数字信号处理器(DSP)。此后，经由网络接口通过无线网络发送接收到的信息，或者向由该基站服务的另一个终端发送接收到的信息。网络接口1612与电路交换网络进行交互，该电路交换网络形成了可以连接到公共交换电话网络(PSTN)和中央网络控制器的无线网络的一部分。
在发送侧，基带处理器1604从网络接口1612接收数字数据(其可以表示语音、数据、或控制信息)，并且在控制系统1602的控制下对传输数据进行编码。编码后的数据被输入到发射电路1606。发射电路1606使用具有期望的发射频率的载波来调制编码后的数据。放大器(未示出)将调制后的载波信号放大到适于传输的水平。放大后的信号被发送到多个天线1610。
图17是可以应用于本发明实施方式的终端的框图。
如图17所示，终端可以包括控制系统1702、基带处理器1704、发射电路1706、接收电路1708、多个天线1710以及用户接口电路1712。接收电路1708通过多个天线1710从一个或更多个基站接收包括信息的无线电信号。优选地，低噪声放大器与滤波器(未示出)放大接收到的信号并且从该信号中去除宽带干扰。下变频与数字化电路(未示出)将滤波后的信号下变频为中频信号或基带频率信号，接着将下变频后的信号数字化为一个或更多个数字流。基带处理器1704处理数字的接收信号以从接收信号中提取信息或数据比特。该处理包括诸如解调制、解码、纠错等操作。基带处理器1704通常包括一个或更多个数字信号处理器(DSP)和专用集成电路(ASIC)。
在发送侧，基带处理器1704从用户接口电路1712接收数字数据(其可以表示语音、数据、或控制信息)，并且在控制系统1702的控制下对传输的数据进行编码。编码后的数据被输入到发射电路1706。发射电路1706使用具有期望的发射频率的载波来调制编码后的数据。放大器(未示出)将调制后的载波信号放大到适于传输的水平。放大后的信号被发送到多个天线1710。
图18例示了可以应用于本发明实施方式的发射机的框图。
尽管将参照基站来描述图18的发射机的结构，但本领域技术人员应当理解，例示的结构既可以用于上行传输也可以用于下行传输。所例示的结构旨在代表但并不限于多种多址结构，这些多址结构包括码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、正交频分复用(OFDM)。
首先，网络向基站发送用于传输给终端的数据。在基站中，数据加扰模块1804以降低与数据相关联的峰均功率比的方式将所调度的数据(比特流)加扰。CRC添加模块1806接着确定并向加扰后的数据添加用于加扰的数据的循环冗余校验(CRC)校验和。接着，信道编码器模块1808对数据执行信道编码以允许终端对数据执行恢复和纠错。信道编码使得可以有效地向数据添加冗余。信道编码器模块1808可以使用turbo编码技术。
接着，映射模块1814基于所选的基带调制模式有系统地将处理后的数据比特映射到对应的符号。这里，可以使用正交幅度调制(QAM)或四相相移键控(QPSK)调制模式。比特分组被映射到表示幅度相位星座图中的位置的符号。接着，空时码(STC)编码器模块1818处理符号块。具体地说，STC编码器模块1818根据所选的STC编码模式来处理符号，并且提供与基站的多个天线1610的数量相同的N个输出。多个IFFT处理模块1820中的每一个都对从STC编码器模块1818输出的符号流进行傅里叶逆变换。接着，多个前缀与RS插入模块1822中的每一个都向经过傅里叶逆变换的信号插入循环前缀(CP)和RS。尽管例示了在执行IFFT后插入RS，但也可以在IFFT之前插入RS。在此情况下，可以在IFFT处理模块1820之前增加单独的RS插入模块。接着，多个数字上变频(DUC)与数模(D/A)转换模块1824中的每一个将来自前缀与RS插入模块1822的经过处理的信号进行上变频为数字域中的中频信号，接着将上变频的信号转换成模拟信号。接着，同时对以这种方式产生的模拟信号进行调制、放大，并通过多个RF模块1826和多个天线1610发送。
图19是可以应用于本发明实施方式的接收机的框图。
尽管将参照终端来描述图19的接收机的结构，但本领域技术人员应当理解，例示的结构既可以用于上行传输也可以用于下行传输。当多个天线1710接收到传输信号时，通过对应的RF模块1902解调制并放大了各个信号。为了方便，在图19中仅例示了多个接收通道中的一个。模数(A/D)转换与数字下变频模块(DCC)1904接着将模拟信号转换成用于数字处理的数字信号，并且下变频该数字信号。为了基于接收的信号电平来控制RF模块1902的放大器增益，将数字信号提供给自动增益控制(AGC)模块1906并且在该模块中使用数字信号。
还将数字信号提供给同步模块1908。同步模块1908可以包括执行粗同步的粗同步模块1910、执行精细同步的精细同步模块1912、和对频率偏移或多普勒效应值进行估计的频率偏移多普勒/时钟估计模块。从同步模块1908输出的信号被提供给帧对准模块1914和频率偏移多普勒/时钟校准模块1918。前缀去除模块1916从对准的帧中去除CP。接着，FFT模块1922对去除了CP的数据进行傅里叶变换。接着，RS提取模块1930提取出分散在帧中的RS信号，并且将RS信号提供给信道估计模块1928。接着，信道重建模块1926使用信道估计结果来重建无线电信道。信道估计提供了充足的信道响应信息以使得STC解码器1932可以根据在基站中使用的STC编码方法来对符号进行解码并恢复对应于传输比特的估计。从接收到的信号中获得的符号和各个接收通道的信道估计结果被提供给STC解码器1932。STC解码器1932接着对各个接收通道执行STC解码以恢复获得的符号。STC解码器1932可以针对基于blast的传输执行最大似然性解码(MLD)。STC解码器1932的输出可以是各个传输比特的对数似然比(LLR)。符号解交织器模块1934接着按照原始顺序排列经过STC解码的符号。接着，解映射模块1936将符号解映射为比特流，并且比特解交织器模块1938对比特流进行解交织。速率去匹配模块1940接着处理经过解交织的比特流并且将其提供给信道解码器模块1942以恢复加扰的数据和CRC校验和。这里，信道解码器模块1942可以使用turbo解码。CRC模块1944接着去除CRC校验和，并且根据常规方法来检查加扰的数据。解加扰模块1946接着将经过CRC检查的数据重建为原始数据1948。
通过以特定形式组合本发明的部件和特征来提供上述实施方式。如果没有另行明确说明，应当将本发明的部件或特征视为可选的。可以实现部件或特征而无需与其它部件或特征进行组合。此外，也可以通过将某些部件和/或特征进行组合来提供本发明的实施方式。可以改变本发明的实施方式中所述操作的次序。一个实施方式中的某些部件或特征可以包括在另一个实施方式中，或者由另一个实施方式的相应部件或特征来代替。很明显的是，可以将不明确地彼此从属的权利要求组合起来以提供实施方式，或者在提交本申请之后通过修改的方式来增加新的权利要求。
对本发明的实施方式的描述主要集中在移动台(MS)与基站(BS)之间的数据通信关系上。如果需要，被描述为由BS执行的特定操作也可以由上级节点执行。即，对于本领域技术人员明显的是，BS或任何其它节点可以在具有包括BS在内的多个网络节点的网络中执行与终端通信的各种操作。术语“基站(BS)”可以由其它术语(诸如“固定站”、“节点B”、“eNode B(eNB)”、或“接入点”)替代。术语“移动台(MS)”也可以由其它术语来(诸如“用户设备(UE)”、“终端”、或“移动用户台(MSS)”)替代。
可以通过硬件、固件、软件或它们的组合来实现本发明的实施方式。在通过硬件来实现本发明的情况下，可以由一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现本发明的实施方式。
在通过固件或软件来实现根据本发明的实施方式的情况下，可以通过执行上述特征或操作的模块、过程或函数的形式来实现本发明的实施方式。可将软件代码存储在存储器单元中，以由处理器执行。存储器单元位于处理器的内部或外部，并且可以通过各种公知的方式来与处理器传送数据。
本领域的技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神的情况下，可以使用本文中阐述的形式以外的其它特定形式来实施本发明。因此，在各个方面都应当将上述说明解释为说明性而不是限制性的。本发明的范围应当由对所附的权利要求的合理解释来确定，并且旨在将落入本发明的等同范围内的所有变化包括在本发明的范围内。
从以上描述中可以看出，本发明提供了一种基本单元和导频结构，其可以减少上行链路中的导频开销，并且还可以保证出色的信道估计。根据本发明的基本单元和导频结构减少了OFDM(A)系统的导频开销从而提高了系统性能，并且保持了统一的时间/频率间隔从而保证了信道估计性能，并且可以应用于与IEEE 802.16m兼容的基站、终端等。

Claims (10)

1.一种由正交频分多址接入OFDMA无线通信系统中的移动台MS在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：
形成大小为4个子载波×6个OFDMA符号的基本单元，所述基本单元包含多个导频资源要素RE和数据资源要素；
在频率轴上按照3个子载波、并且在时间轴上按照1个或4个OFDMA符号地在所述基本单元中配置用于单个天线的导频RE；以及
在上行链路中发送所述基本单元，
其中，所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波限定的时间频率资源，
其中，如下面示出的模式表1那样在所述基本单元中配置所述导频RE和所述数据RE：
模式表1
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   SC＝0   P   -   -   -   P   -   SC＝1   -   -   -   -   -   -   SC＝2   -   -   -   -   -   -   SC＝3   -   P   -   -   -   P
其中，“P”表示所述导频RE，“-”表示所述数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，并且“SC”表示子载波索引。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述基本单元是上行块。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述基本单元是上行部分使用子信道PUSC块。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，特定数量的所述基本单元形成更大的资源单元。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，形成所述更大的资源单元的所述基本单元在频域中是连续的。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，形成所述更大的资源单元的所述基本单元在频域中是分布式的。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述导频RE的位置在频域或时域中被循环移位。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，使用同一个OFDMA符号中的数据RE的功率对所述导频RE进行功率提升。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，该方法还包括分别将导频符号和数据符号映射到对应的导频RE和数据RE的步骤。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述导频RE被用于专用导频。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104769879A (zh) * 2012-11-02 2015-07-08 华为技术有限公司 网络控制节点中的方法
CN105072061A (zh) * 2015-07-03 2015-11-18 魅族科技（中国）有限公司 无线局域网通信方法和设备
CN105898872A (zh) * 2016-03-31 2016-08-24 电信科学技术研究院 一种上行传输方法及装置
CN107852395A (zh) * 2015-08-04 2018-03-27 华为技术有限公司 用于宽带lte单个ofdm符号上行链路传输的设备、网络和方法

Families Citing this family (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008120925A1 (en) 2007-03-29 2008-10-09 Lg Electronics Inc. Method of transmitting sounding reference signal in wireless communication system
US7991063B2 (en) * 2007-06-06 2011-08-02 Samsung Electronics Co., Ltd Transmission symbols mapping for antenna diversity
WO2008156293A2 (en) * 2007-06-19 2008-12-24 Lg Electronics Inc. Method of transmitting sounding reference signal
CN101669304B (zh) 2007-08-14 2013-08-28 Lg电子株式会社 用于获取用于phich的资源范围信息的方法和接收pdcch的方法
KR101397039B1 (ko) * 2007-08-14 2014-05-20 엘지전자 주식회사 전송 다이버시티를 사용하는 다중안테나 시스템에서 채널예측 오류의 영향을 감소시키기 위한 ｃｄｍ 방식 신호전송 방법
KR101430267B1 (ko) * 2007-08-14 2014-08-18 엘지전자 주식회사 무선통신시스템에서의 데이터 전송방법
KR101507785B1 (ko) 2007-08-16 2015-04-03 엘지전자 주식회사 다중 입출력 시스템에서, 채널품질정보를 송신하는 방법
KR101405974B1 (ko) 2007-08-16 2014-06-27 엘지전자 주식회사 다중입력 다중출력 시스템에서 코드워드를 전송하는 방법
KR101498060B1 (ko) * 2008-02-19 2015-03-03 엘지전자 주식회사 Ｏｆｄｍ(ａ) 시스템에서의 상향링크 전송 방법
CN101350801B (zh) * 2008-03-20 2012-10-10 中兴通讯股份有限公司 长循环前缀帧结构下行专用导频与物理资源块的映射方法
US8363740B2 (en) * 2008-05-29 2013-01-29 Sony Corporation Pilot allocation in multi-carrier systems with frequency notching
CN101610101B (zh) * 2008-06-16 2013-02-27 中兴通讯股份有限公司 一种下行专用导频的跳频方法
US8385904B2 (en) * 2008-11-18 2013-02-26 At&T Intellectual Property Ii, L.P. Space time coding where space diversity derives from use of multiple base stations
US8711672B2 (en) * 2008-12-30 2014-04-29 Acer Incorporated Wireless communication system using pilot allocation, method and pilot pattern thereof
US7974178B2 (en) * 2009-03-31 2011-07-05 Intel Corporation Pilot method for 802.16m
CN101997588B (zh) * 2009-08-21 2013-10-09 华为技术有限公司 一种多天线系统中信号发送的方法及装置
WO2011025131A2 (en) * 2009-08-28 2011-03-03 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting pilot in wireless communication system
US9247547B2 (en) * 2009-10-15 2016-01-26 Qualcomm Incorporated Downlink and uplink resource element mapping for carrier extension
CN102055508A (zh) * 2009-11-02 2011-05-11 富士通株式会社 导频发送方法及相应信道估计方法
KR101688551B1 (ko) 2010-02-11 2016-12-22 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 사용자에 특정한 ｄｍｒｓ 안테나 포트를 지시하는 방법
EP2369776B1 (en) 2010-02-11 2018-08-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Method for indicating a DM-RS antenna port in a wireless communication system
WO2011132896A2 (en) * 2010-04-21 2011-10-27 Lg Electronics Inc. Method for transmitting pilot signal for machine to machine communication in wireless communication system and apparatus thereof
KR101717298B1 (ko) * 2010-05-10 2017-03-17 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 채널을 위한 자원 할당 방법 및 장치
US20120082253A1 (en) * 2010-07-12 2012-04-05 Texas Instruments Incorporated Pilot Structure for Coherent Modulation
US8675586B2 (en) 2010-11-19 2014-03-18 Aurora Wireless, Inc. Systems and methods for channel tracking in OFDMA
US9124464B2 (en) * 2011-08-30 2015-09-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus for channel estimation in MIMO-OFDM communication system
JP5906128B2 (ja) * 2012-05-08 2016-04-20 日本放送協会 送信装置、受信装置、送信プログラム、受信プログラム
JP2013236227A (ja) * 2012-05-08 2013-11-21 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 送信装置、受信装置、送信プログラム、受信プログラム
CN103687010B (zh) * 2012-08-30 2017-07-04 电信科学技术研究院 一种传输参考信号的方法、装置及系统
ES2958339T3 (es) 2014-06-12 2024-02-07 Huawei Tech Co Ltd Aparato para la asignación de recursos de acceso múltiple por división de frecuencias ortogonales (OFDMA)
US10177832B2 (en) 2015-08-25 2019-01-08 Cellium Technologies, Ltd. Using a coaxial cable for distributing MIMO signals in-house
US11303346B2 (en) 2015-08-25 2022-04-12 Cellium Technologies, Ltd. Systems and methods for transporting signals inside vehicles
US10027374B1 (en) * 2015-08-25 2018-07-17 Cellium Technologies, Ltd. Systems and methods for wireless communication using a wire-based medium
US10484074B2 (en) 2015-08-25 2019-11-19 Cellium Technologies, Ltd. Systems and methods for maximizing data transmission rates in conjunction with a spatial-multiplexing transmission
US11637612B2 (en) 2015-08-25 2023-04-25 Cellium Technologies, Ltd. Macro-diversity using hybrid transmissions via twisted pairs
EP4010996A1 (en) 2019-08-05 2022-06-15 Shure Acquisition Holdings, Inc. Transmit antenna diversity wireless audio system

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1703037A (zh) * 2004-05-25 2005-11-30 株式会社Ntt都科摩 发送器和发送控制方法
US20070173198A1 (en) * 2006-01-04 2007-07-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and system for allocating resource in a communication system
US20070223440A1 (en) * 2006-03-20 2007-09-27 Minnie Ho Wireless access network and method for allocating time and frequency resources

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6795424B1 (en) * 1998-06-30 2004-09-21 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for interference suppression in orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) wireless communication systems
US6430724B1 (en) * 1999-05-28 2002-08-06 Agere Systems Guardian Corp. Soft selection combining based on successive erasures of frequency band components in a communication system
EP2262157A3 (en) * 2000-07-05 2011-03-23 Sony Deutschland Gmbh Pilot pattern design for a STTD scheme in an OFDM system
US6973030B2 (en) 2001-06-20 2005-12-06 Motorola, Inc. Method and apparatus for controlling multiple logical data flow in a variable data rate environment
KR100560386B1 (ko) * 2003-12-17 2006-03-13 한국전자통신연구원 무선 통신 시스템의 상향 링크에서 코히어런트 검출을위한 직교주파수 분할 다중 접속 방식의 송수신 장치 및그 방법
JP4515155B2 (ja) * 2004-05-25 2010-07-28 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信装置
KR101053610B1 (ko) * 2004-06-25 2011-08-03 엘지전자 주식회사 Ｏｆｄｍ／ｏｆｄｍａ 시스템의 무선자원 할당 방법
WO2006002550A1 (en) * 2004-07-07 2006-01-12 Nortel Networks Limited System and method for mapping symbols for mimo transmission
US7573806B2 (en) * 2004-12-27 2009-08-11 Lg Electronics Inc. Communicating non-coherent detectable signal in broadband wireless access system
WO2006102771A1 (en) * 2005-03-30 2006-10-05 Nortel Networks Limited Methods and systems for ofdm using code division multiplexing
US20070014254A1 (en) * 2005-07-15 2007-01-18 Chung Sung-Hyun Method and apparatus for measuring uplink data throughput in WiBro repeater
KR100784176B1 (ko) * 2006-01-17 2007-12-13 포스데이타 주식회사 무선통신 시스템에서 상향링크 신호의 채널을 추정하는방법 및 상기 방법이 적용된 채널 추정기
US7865153B2 (en) * 2006-08-11 2011-01-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmit diversity and beamforming in a wireless network
KR100965664B1 (ko) * 2006-09-27 2010-06-24 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 셀간 간섭을 최소화시키기 위한 신호 송수신 장치 및 방법
US20100027698A1 (en) * 2006-10-11 2010-02-04 Posdata Co., Ltd. Apparatus and method for estimating channel in ofdm/ofdma based wireless communication system
EP2317685A3 (en) * 2007-03-20 2012-03-07 Mitsubishi Electric Corporation Wireless communication system, base station, terminal device, and wireless communication method
KR20080067316A (ko) * 2007-06-21 2008-07-18 한국전자통신연구원 Ｏｆｄｍａ 시스템의 혼합 버스트 할당 방법 및 장치
KR101438220B1 (ko) * 2007-07-13 2014-09-05 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템의 무선자원 할당 방법 및 이를 이용한데이터 송신 또는 수신 방법
US8724581B2 (en) * 2007-12-05 2014-05-13 Lg Electronics Inc. Method of allocating resources in wireless communication systems
KR101545350B1 (ko) * 2008-02-01 2015-08-18 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 기준 신호 송/수신 장치 및 방법
KR101498060B1 (ko) * 2008-02-19 2015-03-03 엘지전자 주식회사 Ｏｆｄｍ(ａ) 시스템에서의 상향링크 전송 방법
US20110026482A1 (en) * 2008-03-27 2011-02-03 Postdata Co., Ltd. Method and apparatus for pilot signal transmission
US8724717B2 (en) * 2008-04-10 2014-05-13 Mediatek Inc. Pilot pattern design for high-rank MIMO OFDMA systems
KR101571726B1 (ko) * 2008-04-11 2015-11-25 엘지전자 주식회사 공간 주파수를 고려한 분산 자원 유닛을 위한 미니 자원 설계 및 전송 방법
KR101603649B1 (ko) * 2008-04-21 2016-03-15 엘지전자 주식회사 레거시 시스템을 지원하기 위한 자원 할당을 위한 다중화 구조를 설계하는 방법
KR101531515B1 (ko) * 2008-07-04 2015-06-26 엘지전자 주식회사 파일롯 서브캐리어 할당을 사용하는 복수개의 송신 안테나를 갖는 무선 통신 시스템
KR101498059B1 (ko) * 2008-07-22 2015-03-03 엘지전자 주식회사 파일롯 서브캐리어 할당을 사용하는 복수개의 송신 안테나를 갖는 무선 통신 시스템
WO2010047510A2 (en) * 2008-10-20 2010-04-29 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting signal in a wireless communication system
US8711672B2 (en) * 2008-12-30 2014-04-29 Acer Incorporated Wireless communication system using pilot allocation, method and pilot pattern thereof

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1703037A (zh) * 2004-05-25 2005-11-30 株式会社Ntt都科摩 发送器和发送控制方法
US20070173198A1 (en) * 2006-01-04 2007-07-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and system for allocating resource in a communication system
US20070223440A1 (en) * 2006-03-20 2007-09-27 Minnie Ho Wireless access network and method for allocating time and frequency resources

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104769879A (zh) * 2012-11-02 2015-07-08 华为技术有限公司 网络控制节点中的方法
US9986564B2 (en) 2012-11-02 2018-05-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Method in a network control node
CN104769879B (zh) * 2012-11-02 2018-11-20 华为技术有限公司 网络控制节点中的方法
CN105072061A (zh) * 2015-07-03 2015-11-18 魅族科技（中国）有限公司 无线局域网通信方法和设备
CN107852395A (zh) * 2015-08-04 2018-03-27 华为技术有限公司 用于宽带lte单个ofdm符号上行链路传输的设备、网络和方法
CN107852395B (zh) * 2015-08-04 2020-04-21 华为技术有限公司 用于宽带lte单个ofdm符号上行链路传输的设备、网络和方法
US11005628B2 (en) 2015-08-04 2021-05-11 Futurewei Technologies, Inc. Device, network, and method for wideband LTE single OFDM symbol uplink transmission
US11582005B2 (en) 2015-08-04 2023-02-14 Futurewei Technologies, Inc. Device, network, and method for wideband LTE single OFDM symbol uplink transmission
CN105898872A (zh) * 2016-03-31 2016-08-24 电信科学技术研究院 一种上行传输方法及装置
US11330611B2 (en) 2016-03-31 2022-05-10 Datang Mobile Communications Equipment Co., Ltd. Method and device for uplink transmission

Also Published As

Publication number Publication date
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JP5216105B2 (ja) 2013-06-19
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US20090225888A1 (en) 2009-09-10

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