CN101953130B - Ofdm(a)系统中的上行传输方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种在OFDM(A)系统中进行上行传输的方法。该子载波传输方法包括以下步骤：当基本单元在频率轴上包含4个子载波并且在时间轴上包含6个OFDM(A)符号时，在该基本单元中将4个导频RE设置在频率轴的不同位置处；将数据RE设置在所述基本单元的其余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。

Description

OFDM(A)系统中的上行传输方法
技术领域
本发明涉及一种无线通信系统，更具体地说，涉及一种OFDM(A)无线通信系统中的上行传输方法。
背景技术
当前的IEEE 802.16e系统使用图1所示的块(tile)和导频结构，作为上行部分利用子信道(PUSC：Partial Usage of SubChannel)结构。图1的结构中只考虑一个发射天线。此上行PUSC基本单元结构的导频开销是33.33％。在图1中，导频和数据子载波是指分别分配给导频和数据的资源元素(RE：resource element)。每个RE代表由一个OFDM(A)符号和一个子载波所限定的时间-频率资源。在以下说明中，术语“导频子载波”和“数据子载波”分别可以与术语“导频RE”和“数据RE”互换使用。
由于在当前的IEEE 802.16e系统中使用的上行块结构中仅考虑一个发射天线，所以上行PUSC基本单元结构的导频开销是33.33％。因此，导频开销与数据之比很大。这种导频开销减小了链路吞吐量，导致系统性能下降。当像在IEEE 802.16m中一样采用扩展后的基本单元时，一个问题是减小导频开销。
发明内容
因此，本发明致力于一种OFDM(A)系统中的上行传输方法，该方法基本上消除了由于现有技术的限制和缺点所导致的一个或更多个问题。
本发明的一个目的是提供一种上行传输方法，即使当上行链路的基本单元的大小在时间轴上得到扩展时，所述方法也能够减小导频开销并确保信道估计性能。
本发明的另一个目的是提供一种上行传输方法，该方法确保针对IEEE 802.16e系统的后向兼容性。
本发明的其它优点、目的及特征将在以下的说明书中部分地进行阐述，并且对于本领域的技术人员，将通过对以下说明书进行研究而部分地变得明了，或者可以通过对本发明的实践而得知。本发明的这些目的和其它优点可以通过在说明书、权利要求书及附图中具体指出的结构来实现和获得。
在传统IEEE 802.16e系统中，上行PUSC块包含四个连续子载波及三个连续OFDM(A)符号。传统IEEE 802.16e系统在将上行PUSC块映射到物理子载波的过程中进行置换，以便在对应的频带内分配上行PUSC块。具体地说，该置换方法将每三个OFDM(A)符号配置为具有同一逻辑块索引，从而可以在对应的频带内部对上行PUSC块进行扩展。
通过将在时域中连续并且处于同一物理频带内的、个数为三的倍数的OFDM(A)符号(例如，六个、九个或者十二个OFDM(A)符号)配置为具有同一逻辑块索引，则可以针对扩展后的块结构方便地修改这种置换方法。这样，传统IEEE 802.16e系统的置换方法能扩展为按照每个数为三的倍数的OFDM(A)符号为单位来分配无线资源。因此，优选的是，在经由频分复用(FDM：frequency division multiplexing)支持传统IEEE 802.16e系统的情况下，所探讨的IEEE 802.16m系统利用四个子载波以及以及个数为三的倍数的OFDM(A)符号来构成上行块。
在所探讨的IEEE 802.16m系统中，基本帧结构包括支持5MHz、8.75MHz、10MHz或者20MHz带宽的20ms超帧。每个超帧被分为四个大小相等的5ms无线帧，并且以超帧报头(SFH)开始。每个5ms无线帧还包括八个子帧。应当将子帧分配给DL传输或者UL传输。取决于循环前缀的大小，有三种类型的子帧，即包括五个、六个或者七个OFDM(A)符号的子帧。子帧承载具有各种类型/大小的较小资源元素。基本帧结构应用于FDD和TDD双工方案。
在本发明一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：当基本单元包含4个子载波及6个或者更多个OFDM(A)符号时，在该基本单元中将4个导频RE设置在频率轴的不同位置处；将数据RE设置在所述基本单元的其余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。所述接收端包括基站(BS)。
在设置所述4个导频RE的步骤中，可以成对地(in pair)设置所述4个导频RE，使得将每对导频RE的两个导频RE设置在时间轴的同一位置处。
在设置所述4个导频RE的步骤中，可以在所述基本单元的边缘位置处设置所述4个导频RE中的两个或者更多个导频RE。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：当基本单元包含4个子载波及6个或者更多个OFDM(A)符号时，成对地设置4个导频RE，使得在该基本单元中将每对导频RE的两个导频RE设置频率轴的同一位置处；将数据RE设置在所述基本单元的其余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在设置所述4个导频RE的步骤中，可以在时间轴的不同位置处设置所述4个导频RE。
在设置所述4个导频RE的步骤中，可以成对设置所述4个导频RE，使得将每对导频RE的两个导频RE设置在时间轴的同一位置处。
在设置所述4个导频RE的步骤中，可以在所述基本单元的边缘位置处设置所述4个导频RE中的两个或者更多个导频RE。
在设置所述4个导频RE的步骤中，可以在所述基本单元的非边缘位置处设置所述4个导频RE中的两个或者更多个导频RE。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：当基本单元包含4个子载波及6个或者更多个OFDM(A)符号时，在该基本单元中将3个导频RE设置在时间轴的不同位置处；将数据RE设置在所述基本单元的其余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在设置所述3个导频RE的步骤中，可以将所述3个导频RE中的一对导频RE设置在频率轴的同一位置处，并且，将其余导频RE设置在频率轴上与该一对导频RE的位置不同的位置处。
在设置所述3个导频RE的步骤中，可以将所述一对导频RE以及所述其余导频RE设置在频率轴上相距最远的位置。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：当基本单元包含4个子载波及9个或者更多个OFDM(A)符号时，将6个导频RE设置在该基本单元的频率轴中的全部位置处；将数据RE设置在所述基本单元的其余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：当基本单元包含4个子载波及9个或者更多个OFDM(A)符号时，将6个导频RE设置在该基本单元的频率轴的两端；将数据RE设置在所述基本单元的其余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：当基本单元包含4个子载波及6个OFDM(A)符号时，在该基本单元中将2个导频RE设置在频率轴和时间轴的不同位置处；将数据RE设置在所述基本单元的其余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：当基本单元包含4个子载波及12个OFDM(A)符号时，在该基本单元中将4个导频RE设置在频率轴和时间轴的不同位置处；将数据RE设置在所述基本单元的其余位置处；以及向接收端发送所述基本单元。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在正交频分多址接入(OFDMA)无线通信系统中通过移动台(MS)在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：形成大小为4个子载波X6个OFMDA符号的基本单元，该基本单元包含多个导频资源元素(RE)和数据资源元素(RE)；在所述基本单元中在频率轴上按照每3个子载波并且在时间轴上按照每1个或者4个OFDMA符号来针对单个天线配置所述导频RE；以及在上行链路中发送所述基本单元，其中，所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波所限定的时间-频率资源，其中，按照以下模式表1来在所述基本单元中设置所述导频RE和数据RE：
[模式表1]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P   -   -   -   P   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   P   -   -   -   P
其中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，而“SC”表示子载波索引。
另选的是，提供了一种在正交频分多址接入(OFDMA)无线通信系统中通过移动台(MS)来上行发送包含多个基本单元在内的子帧的方法，该方法包括以下步骤：形成大小为4个子载波X6个OFMDA符号的各个基本单元，该各个基本单元包含多个导频资源元素(RE)和数据资源元素(RE)；在所述每个基本单元中在频率轴上按照每3个子载波并且在时间轴上按照每1个或者4个OFDMA符号来针对单个天线配置所述导频RE；以及在上行链路中发送所述子帧，其中，所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波所限定的时间-频率资源，其中，按照以下模式表1来在所述各个基本单元中设置所述导频RE和数据RE：
[模式表1]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P   -   -   -   P   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   P   -   -   -   P
其中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，而“SC”表示子载波索引。
所述子帧包含6个OFDM(A)符号。在所述子帧包含5个或者7个OFDM(A)符号(这取决于循环前缀大小)的情况下，可以通过去除或者添加一个OFDM(A)符号来相应地修改上述模式表1，使得经过修改的模式表仍然保持可允许的信道估计能力。
所述基本单元可以是上行块。具体地说，所述基本单元可以是上行部分利用子信道(PUSC)块。所述基本单元可以是上行IEEE 802.16m部分利用子信道(PUSC)块。所述基本单元可以是针对16m PUSC的分散资源单元(DRU：distributed Resource Unit)。
特定个基本单元可以形成更大的资源元素。所述特定个基本单元包括六个基本单元。所述更大的资源元素包括集中(localized)的资源元素或分散的资源元素。在此情况下，形成各个更大的资源元素的所述基本单元在频域中可以是连续的。另选的是，形成各个更大的资源元素的所述基本单元在频域中可以是分散的。
所述导频RE的位置可以在频域或者在时域中循环移位。
可以利用同一OFDMA符号中的数据RE的功率来对所述导频RE进行功率增强。
所述方法还可包括以下步骤：分别将导频符号和数据符号映射到对应的导频RE和数据RE。导频和数据符号可以是代表幅度和相位的复数值类型。例如，该数据符号可包括代表已调制数据的幅度和相位的复数值。
导频RE可用于专用导频。
在本发明的另一个方面中，提供了一种在正交频分多址接入(OFDMA)无线通信系统中通过移动台(MS)在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：形成大小为4个子载波X6个OFMDA符号的基本单元，该基本单元包含多个导频资源元素(RE)和数据资源元素(RE)；在所述基本单元中在频率轴上按照每3个子载波并且在时间轴上按照每5个OFDMA符号来针对多个天线配置所述导频RE；以及在上行链路中发送所述基本单元，其中，所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波所限定的时间-频率资源，其中，按照以下模式表2来在所述基本单元中设置所述导频RE和数据RE：
[模式表2]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   -   -   -   P1
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P1   -   -   -   -   P0
其中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，而“SC”表示子载波索引。
另选的是，提供了一种在正交频分多址接入(OFDMA)无线通信系统中通过移动台(MS)来上行发送包含多个基本单元在内的子帧的方法，该方法包括以下步骤：形成大小为4个子载波X6个OFMDA符号的各个基本单元，该各个基本单元包含多个导频资源元素(RE)和数据资源元素(RE)；在所述各个基本单元中在频率轴上按照每3个子载波并且在时间轴上按照每5个OFDMA符号来针对多个天线配置所述导频RE；以及在上行链路中发送所述子帧，其中，所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波所限定的时间-频率资源，其中，按照以下模式表2来在所述各个基本单元中设置所述导频RE和数据RE：
[模式表2]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   -   -   -   P1
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P1   -   -   -   -   P0
其中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示OFDMA符号索引，而“SC”表示子载波索引。
所述子帧包含6个OFDM(A)符号。在所述子帧包含5个或者7个OFDM(A)符号(这取决于循环前缀大小)时，可以通过去除或者添加一个OFDM(A)符号来相应地修改上述模式表1，使得经过修改的模式表仍然保持可允许的信道估计能力。
所述基本单元可以是上行块。具体地说，所述基本单元可以是上行部分利用子信道(PUSC)块。所述基本单元可以是上行IEEE 802.16m部分利用子信道(PUSC)块。所述基本单元可以是针对16m PUSC的分散资源单元(DRU)。
特定个基本单元可以形成更大的资源元素。所述特定个基本单元包括六个基本单元。所述更大的资源元素包括集中的资源元素或分散的资源元素。在此情况下，形成各个更大的资源元素的所述基本单元在频域中可以是连续的。另选的是，形成各个更大的资源元素的所述基本单元在频域中可以是分散的。
天线端口0和天线端口1可以相互替换。所述导频RE的位置可以在频域或时域中循环移位。
可以利用同一OFDMA符号中的数据RE的功率来对所述导频RE进行功率增强。
所述方法还可包括以下步骤：分别将导频符号和数据符号映射到对应的导频RE和数据RE。导频和数据符号可以是代表幅度和相位的共轭值类型。例如，该数据符号可包括代表已调制数据的幅度和相位的共轭值。
所述导频RE可用于专用导频。
可将发射分集方案或者空间复用(SM)单独地应用于每个基本单元。该发射分集方案包括空时块码(STBC：space time block code)、空间频率块码(SFBC：space frequency block code)、循环延迟分集(CDD：cyclicdelay diversity)或者它们的任意组合。
在本发明的上述各个方面中示例的各个步骤的次序取决于具体实现。因此，除非另行明确指出，否则，可以取决于制造方式而按照各种次序来执行本发明的这些步骤。
根据本发明的各个实施方式，即使上行链路的各个基本单元已在时间轴上被扩展，也仍然可以减小OFDM(A)系统的导频开销。
此外，由于该基本单元中的导频RE的时间间隔和频率间隔保持均匀，或者使得导频RE分散以辅助信道估计，因此，可以确保信道估计的性能并改善系统性能。
此外，可以确保对IEEE 802.16e的传统上行PUSC结构的后向兼容性。
应当理解，本发明的以上概述和以下详述都是示例性和解释性的，并旨在对所要求保护的本发明提供进一步的说明。
附图说明
包括附图以提供对本发明的进一步理解，并入附图而构成本申请的一部分，附图示出了本发明的各个实施方式，并与说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中：
图1示出传统的IEEE 802.16e块和导频结构；
图2A示出根据本发明一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例；
图2B和图2C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元的大小被扩展为4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配2Tx或2个流的导频RE以及分配4Tx或4个流的导频RE的示例；
图3A示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例；
图3B和图3C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元的大小被扩展为4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例；
图4A示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例；
图4B和图4C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元的大小被扩展为4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例；
图5A-图5C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例；
图6A-图6C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例；
图7A-图7C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例；
图8A-图8C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例；
图9A-图9C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例；
图10-图13示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例；
图14A-图14C示出在一个流传输的情况下的信道估计的仿真结果；
图15A-图15C示出在两个流传输的情况下的信道估计的仿真结果；
图16是能够应用于本发明一个实施方式的基站的框图；
图17是能够应用于本发明一个实施方式的终端的框图；
图18示出能够应用于本发明一个实施方式的发射机的框图；以及
图19是能够应用于本发明一个实施方式的接收机的框图。
具体实施方式
现在将详细描述本发明的优选实施方式，在附图中例示出其示例。只要可能，在全部附图中使用相同的附图标记来表示相同或类似的部件。
本发明的各个实施方式提供了一种基本单元和导频结构，其能够减小OFDM(A)系统中的上行链路中的导频开销，并能够确保信道估计的较高性能。在本发明的各个实施方式中，在考虑了相干时间的情况下在每个基本单元在时间轴上分配导频RE，使得能够在基本单元的时域中获得对于低速和高速的情况而言鲁棒的信道估计。此外，在考虑了相干带宽的情况下在每个基本单元的频率轴上分配导频RE，使得能够获得对于频域中的各种延迟扩展而言鲁棒的信道估计。本发明的各个实施方式还提供了一种基本单元和导频结构，其能够利用在时间轴/频率轴中分配的相继基本单元的导频来提高信道估计性能。
图2A示出根据本发明一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例。在每个4×3的基本单元中，设置了两个导频RE，并且导频开销是16.67％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×3基本单元。
如果每4×3基本单元使用两个导频RE，则可以将导频开销降低到传统IEEE 802.16e上行PUSC结构的导频开销的一半。为了确保针对低速用户情况和高速用户情况这两种情况下都具有鲁棒的信道估计性能，优选的是，在该4×3基本单元中在时间轴的两端(即，第一个符号和第三个符号)上以分散的方式来在该4×3基本单元中设置多个导频RE。此外，在考虑到频率轴上的信道估计的频率选择性的情况下，为了确保鲁棒的信道估计性能，优选的是，在4×3基本单元中将多个导频RE分配到频率轴的两端(即，第一个子载波和第四个子载波)上。
从图2A左图可见，在每个4×3基本单元中，当s＝0时，导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝2时，导频RE位于子载波索引“3”处。此处，子载波索引是不小于0的整数，其自上向下递增，并且，OFDM(A)符号索引“s”是不小于0的整数，其从左至右递增。
从图2A右图可见，在每个4×3基本单元中，当s＝0时，导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝2时，导频RE位于子载波索引“0”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表1]
s＝0   s＝1   s＝2
 SC＝0 P   -   -
 SC＝1 -   -   -
 SC＝2 -   -   -
 SC＝3 -   -   P
[表2]
s＝0   s＝1   s＝2
 SC＝0   -   -   P
 SC＝1   -   -   -
 SC＝2   -   -   -
 SC＝3   P   -   -
在表1和表2中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图2B和图2C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元的大小被扩展为4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配2Tx或2个流的导频RE以及分配4Tx或4个流的导频RE的示例。图2B和图2C的导频模式是根据多天线而针对图2A的导频模式的扩展版本。
如图2B所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置2Tx或2个流的两个导频RE，并且总的导频开销是16.67％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。天线端口0和1可以互换。也就是说，天线端口0和1可以相互替换。例如，当s＝2时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝0时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。
导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表3]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   -   P1   -   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   -   P1   -   -   P0
[表4]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   P1   -   -   P0
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P0   -   -   P1   -   -
在表3和表4中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图2C所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置4Tx或4个流的两个导频RE，并且总的导频开销是33.34％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝2时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝2时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表5]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   P3   P1   -   P2
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P2   -   P1   P3   -   P0
[表6]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P2   -   P1   P3   -   P0
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P0   -   P3   P1   -   P2
在表5和表6中，“P0”至“P3”表示天线端口0至3各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图3A示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例。在每个4×3的基本单元中，设置了两个导频RE，并且导频开销是16.67％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×3基本单元。
如果每4×3基本单元使用两个导频RE，则可以将导频开销降低到传统IEEE 802.16e上行PUSC结构的导频开销的一半。此外，在考虑到频率轴上的信道估计的频率选择性的情况下，为了确保鲁棒的信道估计性能，优选的是，在4×3基本单元中将多个导频RE分配到该4×3基本单元的频率轴的两端(即，第一个子载波和第四个子载波)上。从图3A可见，在每个4×3基本单元中，当s＝1时，导频RE位于子载波索引“0”处和子载波索引“3”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表7]
s＝0  s＝1  s＝2
SC＝0 -  P  -
SC＝1 -  -  -
SC＝2 -  -  -
SC＝3 -  P  -
在表7中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图3B和图3C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元的大小被扩展为4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例。图3B和图3C的导频模式是根据多天线而针对图3A的导频模式的扩展版本。
如图3B所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置2Tx或2个流的两个导频RE，并且总的导频开销是16.67％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表8]
 s＝0  s＝1  s＝2  s＝3  s＝4  s＝5
SC＝0  -  P0  -  -  P1  -
 SC＝1 -   - - -   - -
 SC＝2 -   - - -   - -
 SC＝3 -   P1 - -   P0 -
在表8中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图3C所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置4Tx或4个流的两个导频RE，并且总的导频开销是33.34％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝1时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“1”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表9]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   P0   -   -   P1   -
 SC＝1   -   P2   -   -   P3   -
 SC＝2   -   P3   -   -   P2   -
 SC＝3   -   P1   -   -   P0   -
在表9中，“P0”至“P3”表示天线端口0至3各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图4A示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×3个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例。在每个4×3的基本单元中，设置了两个导频RE，并且导频开销是16.67％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×3基本单元。
如果每4×3基本单元使用两个导频RE，则可以将导频开销降低到传统IEEE 802.16e上行PUSC结构的导频开销的一半。为了确保针对低速用户情况和高速用户情况这两种情况下都具有鲁棒的信道估计性能，优选的是，在4×3基本单元的时间轴上彼此相邻地设置多个导频。此外，在考虑到频率轴上的信道估计的频率选择性的情况下，为了确保鲁棒的信道估计性能，优选的是，在4×3基本单元中将多个导频分配到该4×3基本单元的频率轴的两端(即，第一个子载波和第四个子载波)上。当s＝1时，导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝2时，导频RE位于子载波索引“3”处。在另一种示例中，当s＝0时，导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝1时，导频RE位于子载波索引“3”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表10]
  s＝0   s＝1   s＝2
 SC＝0   -   P   -
 SC＝1   -   -   -
 SC＝2   -   -   -
 SC＝3   -   -   P
[表11]
s＝0   s＝1   s＝2
 SC＝0   P   -   -
 SC＝1   -   -   -
 SC＝2   -   -   -
 SC＝3   -   P   -
在表10和表11中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图4B和图4C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元的大小被扩展为4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例。图4B和图4C的导频模式是根据多天线而对图4A的导频模式的扩展版本。
如图4B所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置2Tx或2个流的两个导频RE，并且总的导频开销是16.67％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表12]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   P0   -   -   P1   -
 SC＝1 -   -   -   -   -   -
 SC＝2 -   -   -   -   -   -
 SC＝3 -   -   P1   -   -   P0
[表13]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   -   P1   -   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   P1   -   -   P0   -
在表12和表13中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图4C所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置4Tx或4个流的两个导频RE，并且总的导频开销是33.34％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝2时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表14]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P2   P0   -   P3   P1   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   P3   P1   -   P2   P0
[表15]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   P2   -   P1   P3   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   P1   P3   -   P0   P2
在表14和表15中，“P0”至“P3”表示天线端口0至3各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图5A-图5C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。
如图5A所示，当s＝0时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝1时导频RE位于子载波索引“2”处，当s＝4时导频RE位于子载波索引“1”处，当s＝5时导频RE位于子载波索引“3”处。在另一种示例中，当s＝0时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝1时导频RE位于子载波索引“1”处，当s＝4时导频RE位于子载波索引“2”处，当s＝5时导频RE位于子载波索引“0”处。在另一种示例中，当s＝0时导频RE位于子载波索引“1”处，当s＝2时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝3时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝5时导频RE位于子载波索引“2”处。在另一种示例中，当s＝0时导频RE位于子载波索引“2”处，当s＝2时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝3时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝5时导频RE位于子载波索引“1”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表16]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0   P   -   -   -   -   -
  SC＝1   -   -   -   -   P   -
  SC＝2   -   P   -   -   -   -
  SC＝3   -   -   -   -   -   P
[表17]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   -   -   -   P
 SC＝1   -   P   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   P   -
 SC＝3   P   -   -   -   -   -
[表18]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   -   P   -   -
 SC＝1   P   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   P
 SC＝3   -   -   P   -   -   -
[表19]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   P   -   -   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   P
 SC＝2   P   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   -   -   P   -   -
在表16至表19中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图5B所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置2Tx或2个流的两个导频RE，并且总的导频开销是16.67％。当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“1”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“2”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表20]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   -   -   -   -
 SC＝1   -   -   -   -   P1   -
 SC＝2   -   P1   -   -   -   -
 SC＝3   -   -   -   -   -   P0
[表21]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0 -   -   -   -   -   P0
  SC＝1 -   P1   -   -   -   -
  SC＝2 -   -   -   -   P1   -
  SC＝3 P0   -   -   -   -   -
[表22]
Figure BPA00001205760200201
[表23]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   -   P1   -   -   -
 SC＝1 -   -   -   -   -   P0
 SC＝2 P0   -   -   -   -   -
 SC＝3 -   -   -   P1   -   -
在表20至表23中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图5C所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置4Tx或4个流的两个导频RE，并且总的导频开销是33.34％。当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“2”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“1”处。
在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝2时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝2时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表24]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   -   -   -   P2
 SC＝1   -   P3   -   -   P1   -
 SC＝2   -   P1   -   -   P3   -
 SC＝3   P2   -   -   -   -   P0
[表25]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P2   -   -   -   -   P0
 SC＝1   -   P1   -   -   P3   -
 SC＝2   -   P3   -   -   P1   -
 SC＝3   P0   -   -   -   -   P2
[表26]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   P3   P1   -   -
 SC＝1   P0   -   -   -   -   P2
 SC＝2   P2   -   -   -   -   P0
 SC＝3   -   -   P1   P3   -   -
[表27]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   P1   P3   -   -
 SC＝1   P2   -   -   -   -   P0
 SC＝2   P0   -   -   -   -   P2
 SC＝3   -   -   P3   P1   -   -
在表24至表27中，“P0”至“P3”表示天线端口0至3各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图6A-图6C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。
如图6A所示，当s＝1时，导频RE位于子载波索引“0”处和子载波索引“2”处，当s＝4时，导频RE位于子载波索引“1”处和子载波索引“3”处。在另一种示例中，当s＝1时，导频RE位于子载波索引“1”处和子载波索引“3”处，而当s＝4时，导频RE位于子载波索引“0”处和子载波索引“2”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表28]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0 -   P   -   -   -   -
  SC＝1 -   -   -   -   P   -
  SC＝2 -   P   -   -   -   -
  SC＝3 -   -   -   -   P   -
[表29]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   -   -   -   P   -
 SC＝1 -   P   -   -   -   -
 SC＝2 -   -   -   -   P   -
 SC＝3 -   P   -   -   -   -
在表28和表29中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图6B所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置2Tx或2个流的两个导频RE，并且总的导频开销是16.67％。当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“1”处。在另一个示例中，当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“2”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表30]
 ＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
  SC＝0  -   P0   -   -   -   -
  SC＝1  -   -   -   -   P1   -
  SC＝2  -   P1   -   -   -   -
  SC＝3  -   -   -   -   P0   -
[表31]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   -   -   P0   -
 SC＝1 -   P1 - -   - -
 SC＝2 -   - - -   P1 -
 SC＝3 -   P0 - -   - -
在表30和表31中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图6C所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置4Tx或4个流的两个导频RE，并且总的导频开销是33.34％。当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝1时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝1时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝1时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝1时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表32]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   P0   -   -   P3   -
 SC＝1   -   P2   -   -   P1   -
 SC＝2   -   P1   -   -   P2   -
 SC＝3   -   P3   -   -   P0   -
[表33]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   P3   -   -   P0   -
 SC＝1 -   P1   -   -   P3   -
 SC＝2 -   P2   -   -   P1   -
 SC＝3 -   P0 -  -   P3 -
在表32和表33中，“P0”至“P3”表示天线端口0至3各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图7A-图7C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。
如图7A所示，当s＝1时导频RE位于子载波索引“1”处，当s＝2时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝3时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝4时导频RE位于子载波索引“2”处。在另一种示例中，当s＝1时导频RE位于子载波索引“2”处，当s＝2时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝3时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝4时导频RE位于子载波索引“1”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表34]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   -   -   P   -   -
 SC＝1 -   P   -   -   -   -
 SC＝2 -   -   -   -   P   -
 SC＝3 -   -   P   -   -   -
[表35]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   -   P   -   -   -
 SC＝1 -   -   -   -   P   -
 SC＝2 -   P   -   -   -   -
 SC＝3 -   -   -   P   -   -
在表34和表35中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图7B所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置2Tx或2个流的两个导频RE，并且总的导频开销是16.67％。当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。在另一个示例中，当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表36]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   -   P1   -   -
 SC＝1   -   P0   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   P0   -
 SC＝3   -   -   P1   -   -   -
[表37]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   -   P1   -   -   -
 SC＝1 -   -   -   -   P0   -
 SC＝2 -   P0   -   -   -   -
 SC＝3 -   -   -   P1   -   -
在表36至表37中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图7C所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置4Tx或4个流的两个导频RE，并且总的导频开销是33.34％。当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝2时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处。在另一个示例中，当s＝1时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝4时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“1”处。当s＝2时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝3时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝4时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝2时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝3时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表38]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   -   P3   P1   -   -
 SC＝1 -   P0   -   -   P2   -
 SC＝2 -   P2   -   -   P0   -
 SC＝3 -   -   P1   P3   -   -
[表39]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   -   P1   P3   -   -
 SC＝1   -   P2   -   -   P0   -
 SC＝2   -   P0   -   -   P2   -
 SC＝3   -   -   P3   P1   -   -
在表38和表39中，“P0”至“P3”表示天线端口0至3各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图8A-图8C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。
如图8A所示，如果每4×6基本单元使用两个导频RE，则可以将导频开销降低到传统IEEE 802.16e上行PUSC结构的导频开销的一半。为了确保针对低速用户情况下具有鲁棒的信道估计性能，优选的是，在该4×6基本单元中在时间轴的两端上以分散的方式在该4×6基本单元中设置多个导频RE。此外，在考虑到频率轴上的信道估计的频率选择性的情况下，为了确保鲁棒的信道估计性能，优选的是，在4×6基本单元中将多个导频RE分配到频率轴的两端(即，第一个子载波和第四个子载波)上。在每个4×6基本单元中，当s＝0时，导频RE位于子载波索引“0”处和子载波索引“3”处，并且，当s＝5时，导频RE位于子载波索引“0”处和子载波索引“3”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表40]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P   -   -   -   -   P
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P   -   -   -   -   P
在表40中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图8B所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置2Tx或2个流的两个导频RE，并且总的导频开销是16.67％。当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝0时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表41]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   -   -   -   P1
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P1   -   -   -   -   P0
在表41中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
由于以下原因，这些导频模式对于使用2Tx天线或者2个流的上行传输尤其是优选的。
首先，在支持多输入多输出(MIMO：Multi-Input Multi-Output)技术的无线通信系统的情况下，图8B的导频模式能够高效地支持空时块码(STBC)和空间频率块码(SFBC)。为了支持STBC，用于传送除导频之外的控制信息和数据的子载波在时间轴上应当构成偶数个OFDM(A)符号。尤其是，通过在每个子载波单元中相继分配成对的OFDM(A)符号，这能够进一步提高STBC性能。这是因为，在STBC中，如果每个子载波单元中的成对OFDM(A)符号所通过的信道都是相同或者类似的，则可以实现较高增益。参照图8B，每个子载波单元中除导频之外的OFDM(A)符号都在时间轴上相继，并且数量为偶数。为了支持SFBC，用于传送除导频之外的控制信息和数据的子载波的数量在频率轴上应当是偶数。尤其是，通过在每个OFDM(A)符号中相继分配成对的子载波，这能够进一步提高SFBC性能。这是因为，在SFBC中，如果成对子载波所通过的信道都是相同或者类似的，则可以实现较高增益。参照图8B，每个OFDM(A)符号中除导频之外的的子载波都是连续的，并且数量为偶数。图8B的导频模式能够有效支持MIMO系统。
第二，由于将天线端口0和1的导频分配给同一OFDM(A)符号，所以可以通过导频增强(pilot boosting)来提高信道估计的性能。例如，当发送天线端口0的数据和导频时，并不发送天线端口1的导频RE。在此情况下，可将分配给天线端口1的导频的功率额外地分配给天线端口0的导频。这样，可以通过导频增强来提高信道估计的性能。这也有助于解决可用功率有限的上行传输中的功率均衡问题。
第三，可以利用尽可能多的相干时间和相干带宽来进行高效的信道估计。具体地说，即使在信道延迟扩展明显的环境中，在4个相继子载波单元中信道也几乎不会变化或者仅有轻微变化。除非终端处于高速运动中，否则，在6个或者更少个相继OFDM(A)符号中信道变化不大。此外，即使终端速度增大，使得其经历了高速信道，但是在6个或者更少个相继OFDM(A)符号中信道仍然线性地变化。参照图8B，各个天线端口0和1的两个导频位于4×6基本单元的两个对角端。这使用了尽可能多的相干时间和相干带宽，从而实现了高效的信道估计。
第四，由于将导频分配到每个4×6基本单元的边缘处，因此，可以防止由于信道估计期间的外推(extrapolation)而导致的信道估计性能劣化。
如图8C所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置4Tx或4个流的两个导频RE，并且总的导频开销是33.34％。当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝0时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“1”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“2”处。当s＝0时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“2”处，而当s＝5时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“1”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表42]
s＝0  s＝1  s＝2  s＝3  s＝4  s＝5
SC＝0  P0  -  -  -  -  P1
SC＝1  P2  -  -  -  -  P3
SC＝2  P3  -  -  -  -  P2
SC＝3  P1  -  -  -  -  P0
在表42中，“P0”至“P3”表示天线端口0至3各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图9A-图9C示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×6个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频、分配2Tx或2个流的导频以及分配4Tx或4个流的导频的示例。可以在频率轴或者时间轴上相继分配多个4×6基本单元。
如图9A所示，当s＝0时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝1时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝4时导频RE位于子载波索引“0”处，并且，当s＝5时导频RE位于子载波索引“3”处。在另一种示例中，当s＝0时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝1时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝4时导频RE位于子载波索引“3”处，并且，当s＝5时导频RE位于子载波索引“0”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表43]
s＝0  s＝1  s＝2  s＝3  s＝4  s＝5
SC＝0 P  -  -  -  P  -
 SC＝1 -   -  - - -   -
 SC＝2 -   -  - - -   -
 SC＝3 -   P  - - -   P
[表44]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   -   P   -   -   -   P
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P   -   -   -   P   -
在表43和表44中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
由于以下原因，这些导频模式对于使用1Tx天线或者1个流的上行传输尤其是优选的。
首先，这些导频模式具有适于通过导频增强来实现信道估计的结构。在图9A的导频模式的情况下，导频RE在时间轴上位于不同OFDM(A)符号处。因此，当同时发送导频RE和数据RE或者当单独发送导频RE时，可以通过导频增强效果来提高信道估计性能。也就是说，可以将分配给数据RE的功率的一部分分配给导频RE，从而通过导频增强来实现性能增益。然而，在将单个天线的多个导频分配到同一OFDM(A)符号的情况下，因为数据RE的有限功率分布在多个导频上，所以性能提高并不大。具体地说，在图9A的导频模式的情况下，将分配给一个OFDM(A)符号中的3个数据RE的功率的一部分分配给导频RE，从而通过导频增强来实现性能增益。然而，在一个OFDM(A)符号中包含两个导频RE的情况下，将2个数据RE中使用的功率分配给2个导频RE，因此，与当一个OFDM(A)符号中包含一个导频RE时相比，通过导频增强所获得的性能提高较小。具体地说，考虑到上行功率有限的事实，通过在一个OFDM(A)符号中使用一个导频RE，这有助于解决功率均衡问题。
第二，可以利用尽可能多的相干时间和相干带宽来进行高效的信道估计。具体地说，即使当信道延迟扩展明显时，相干带宽仍然是4个或者更多个子载波，因此，在4个相继子载波中信道也几乎不会变化或者仅有轻微变化。此外，即使终端速度增大，使得其经历了高速信道，但是相干时间仍然是3个或者更多个OFDM(A)符号，因此，信道按照每3个或者更多个OFDM(A)符号为单位进行变化(即，该信道在3个相继OFDM(A)符号中几乎不变化)。在图9A的导频模式中，将导频设置为使得导频间距在频率轴和时间轴上最大化。具体地说，导频间距在频率轴上是3个子载波，而在时间轴上是1个和3个OFDM(A)符号。因此，可以使用尽可能多的相干时间和相干带宽，从而提高信道估计性能。
如图9B所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置2Tx或2个流的两个导频RE，并且总的导频开销是16.67％。当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。在另一种示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表45]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   -   -   -   P1   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   P1   -   -   -   P0
[表46]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0 -   P1   -   -   -   P0
 SC＝1 -   -   -   -   -   -
 SC＝2 -   -   -   -   -   -
 SC＝3 P0   -   -   -   P1   -
在表45和表46中，“P0”和“P1”表示天线端口0和1各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
如图9C所示，在该4×6基本单元中，为每个天线端口设置4Tx或4个流的两个导频RE，并且总的导频开销是33.34％。当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处。在另一种示例中，当s＝0时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝5时，天线端口0的导频RE位于子载波索引“0”处。当s＝1时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝4时，天线端口1的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝0时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝5时，天线端口2的导频RE位于子载波索引“3”处。当s＝1时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝4时，天线端口3的导频RE位于子载波索引“0”处。这些天线端口可以互换。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表47]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P0   P3   -   -   P1   P2
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P2   P1   -   -   P3   P0
[表48]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5
 SC＝0   P2   P1   -   -   P3   P0
 SC＝1   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P0   P3   -   -   P1   P2
在表47和表48中，“P0”至“P3”表示天线端口0至3各自的导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图10示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例。这些导频在频率轴上位于每个4×9基本单元的两端，并按照同一时间间隔而设置。此处，导频开销是16.67％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配这些4×9基本单元。尽管图10示出了针对单个天线的导频，但是，图10的导频模式还可以按照与图2至图9类似的方式应用于多个天线。
具体地说，当s＝0时，导频RE位于子载波索引“0”处和子载波索引“3”处，当s＝4时，导频RE位于子载波索引“0”处和子载波索引“3”处，并且，当s＝8时，导频RE位于子载波索引“0”处和子载波索引“3”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表49]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
 SC＝0   P   -   -   -   P   -   -   -   P
 SC＝1   -   -   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   P   -   -   -   P   -   -   -   P
在表49中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图11示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例。将导频RE设计为使得在时间轴上按照每2个OFDM(A)符号来设置导频RE，从而在高速情况下实现比低速情况下更强的鲁棒性。此处，导频开销是11.11％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配这些4×9基本单元。尽管图11示出了针对单个天线的导频，但是，图11的导频模式还可以按照与图2至图9类似的方式应用于多个天线。
具体地说，当s＝1时，导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝3时，导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝5时，导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝7时，导频RE位于子载波索引“3”处。在另一种示例中，当s＝1时，导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝3时，导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝5时，导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝7时，导频RE位于子载波索引“0”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表50]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
 SC＝0 -   P   -   -   -   P   -   -   -
 SC＝1 -   -   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝2 -   -   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝3 -   -   -   P   -   -   -   P   -
[表51]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
 SC＝0 -   -   -   P   -   -   -   P   -
 SC＝1 -   -   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝2 -   -   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝3 -   P   -   -   -   P   -   -   -
在表50和表51中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图12示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例。将导频RE设计为使得在时间轴上按照每2个OFDM(A)符号来设置导频RE，从而在高速情况下实现比低速情况下更强的鲁棒性。此外，将导频设计为使得在频率轴上的全部位置处设置导频，从而针对信道延迟扩展实现更强的鲁棒性。此处，导频开销是11.11％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配这些4×9基本单元。尽管图12示出了针对单个天线的导频，但是，图12的导频模式还可以按照与图2至图9类似的方式应用于多个天线。
具体地说，当s＝1时导频RE位于子载波索引“1”处，当s＝3时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝5时导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝7时导频RE位于子载波索引“2”处。在另一种示例中，当s＝1时导频RE位于子载波索引“2”处，当s＝3时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝5时导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝7时导频RE位于子载波索引“1”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表52]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
 SC＝0 -   -   -   -   -   P   -   -   -
 SC＝1 -   P -   - - - -   - -
 SC＝2 -   - -   - - - -   P -
 SC＝3 -   - -   P - - -   - -
[表53]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
 SC＝0 -   -   -   P   -   -   -   -   -
 SC＝1 -   -   -   -   -   -   -   P   -
 SC＝2 -   P   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝3 -   -   -   -   -   P   -   -   -
在表52和表53中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
图13示出根据本发明另一个实施方式的、当每个基本单元包括4个子载波×9个OFDM(A)符号时分配1Tx或1个流的导频的示例。将导频RE设计为使得在时间轴上按照每2个OFDM(A)符号来设置导频RE，从而在高速情况下实现比低速情况下更强的鲁棒性。此外，将导频设计为使得在频率轴上的全部位置处设置导频，从而针对信道延迟扩展实现更强的鲁棒性。此处，导频开销是11.11％。可以在频率轴或者时间轴上相继分配这些4×9基本单元。尽管图13示出了针对单个天线的导频，但是，图13的导频模式还可以按照与图2至图9类似的方式应用于多个天线。
具体地说，当s＝0时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝3时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝5时导频RE位于子载波索引“0”处，而当s＝8时导频RE位于子载波索引“3”处。在另一种示例中，当s＝0时导频RE位于子载波索引“3”处，当s＝3时导频RE位于子载波索引“0”处，当s＝5时导频RE位于子载波索引“3”处，而当s＝8时导频RE位于子载波索引“0”处。导频RE的位置可以沿着时间轴或频率轴而循环移位。在以下表格中总结这些导频模式。
[表54]
  s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
 SC＝0   P   -   -   -   -   P   -   -   -
 SC＝1   -   -   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝2   -   -   -   -   -   -   -   -   -
 SC＝3   -   -   -   P   -   -   -   -   P
[表55]
s＝0   s＝1   s＝2   s＝3   s＝4   s＝5   s＝6   s＝7   s＝8
 SC＝0 -   -   -   P   -   -   -   -   P
 SC＝1   - - - -  -   - -  - -
 SC＝2   - - - -  -   - -  - -
 SC＝3   P  - - -  -   P -  - -
在表54和表55中，“P”表示导频RE，“-”表示数据RE，“s”表示基本单元中的OFDM(A)符号索引，而“SC”表示基本单元中的子载波索引。
为了对通过本发明示例的上述导频模式的信道估计能力进行测量，在一个流传输和两个流传输的情况下执行比较性仿真。
以下表中示出比较性仿真中使用的导频模式：
[表56]
Figure BPA00001205760200371
在表56中，导频模式中的编号“1”和“2”是指第一个流的导频RE和第二个流的导频RE，其分别对应于“P0”和“P1”。导频模式1-1和1-2分别对应于图8A(表40)和图9A(表43)的导频模式。导频模式1-3对应于图3A(表7)的在时域中的两个相继设置的导频模式。导频模式2-1对应于图8B(表41)的导频模式。导频模式2-2和2-3是为了进行比较而指定的导频模式。
仿真参数如下：
-信道估计：两维最小均方差(2D MMSE)信道估计
-接收机：2个Rx MMSE接收机
-信道模型：eITU PedB3km/h，VehA120km/h，VehA350km/h信道
-Tx天线间距：4λ
-Rx天线间隔：0.5λ
-导频增强：3dB
-噪声受限
图14A-图14C示出在一个流传输的情况下的信道估计的仿真结果。
在PedB(行人B)3km/h中，三个导频模式1-1、1-2和1-3显示出类似的链路吞吐量性能。导频模式1-2显示出在相对吞吐量损失性能中劣化最小(图14A)。
在VehA(车辆A)120km/h中，三个导频模式1-1、1-2和1-3显示出类似的链路吞吐量性能。导频模式1-2在相对吞吐量损失性能方面明显优于其它导频模式(图14B)。
在VehA 350km/h中，导频模式1-2在链路吞吐量性能和相对吞吐量损失性能这两方面都明显优于其它导频模式(图14C)。
图15A-图15C示出在两个流传输的情况下的信道估计的仿真结果。
在PedB 3km/h、VehA 120km/h和VehA 350km/h的全部条件中，导频模式2-1在链路吞吐量性能和相对吞吐量损失性能这两方面都明显优于其它导频模式(图15A-图15C)。
图16是能够应用于本发明一个实施方式的基站的框图。
如图16所示，该基站通常包括控制系统1602、基带处理器1604、传送电路1606、接收电路1608、多个天线1610和网络接口1612。接收电路1608通过多个天线1610接收从终端发送的无线信号。优选的是，低噪放大器和滤波器(未示出)对所接收的信号进行放大，并去除了该信号中的宽带干扰。向下变频及数字化电路(未示出)将经过滤波的信号向下变频为中间频率信号或基带频率信号，然后将向下变频后的信号数字化为一个或者更多个数字流。
基带处理器1604对接收到的数字信号进行处理，以从所接收的信号中提取信息或数据比特。此处理包括解调制、解码、纠错等。基带处理器1604通常包括一个或者更多个数字信号处理器(DSP：Digital SignalProcessor)。以下，经由网络接口通过无线网络来发送所接收的信息，或者向该基站所服务的另一个终端发送所接收的信息。网络接口1612与构成无线网络一部分的电路交换网络进行交互，其中，该无线网络可以连接到公共交换电话网(PSTN：Public Switched Telephone Network)和中心网络控制器。
在发射端，基带处理器1604在控制系统1602的控制下从网络接口1612接收代表语音、数据或者控制信息的数字数据，并对数据进行编码以进行传输。将编码后的数据输入到传送电路1606。传送电路1606利用具有(多个)期望的传输频率的载波对编码后的数据进行调制。放大器(未示出)将经调制的载波信号放大到适于传输的水平。向多个天线1610发送经过放大的信号。
图17是能够应用于本发明一个实施方式的终端的框图。
如图17所示，该终端可包括控制系统1702、基带处理器1704、传送电路1706、接收电路1708、多个天线1710和用户接口电路1712。接收电路1708通过多个天线1710从一个或者更多个基站接收包含信息的无线信号。优选的是，低噪放大器和滤波器(未示出)对所接收的信号进行放大，并去除了该信号中的宽带干扰。随后，向下变频及数字化电路(未示出)将经过滤波的信号向下变频为中间频率信号或基带频率信号，然后将向下变频后的信号数字化为一个或者更多个数字流。基带处理器1704对接收到的数字信号进行处理，以从所接收的信号中提取信息或数据比特。此处理包括诸如解调制、解码、纠错的操作。基带处理器1704通常包括一个或者更多个数字信号处理器(DSP)以及专用集成电路(ASIC)。
在发送端，基带处理器1704在控制系统1702的控制下从用户接口电路1712接收代表语音、数据或者控制信息的数字数据，并对数据进行编码以进行传输。将编码后的数据输入到传送电路1706。传送电路1706利用具有(多个)期望的传输频率的载波对编码后的数据进行调制。放大器(未示出)将经调制的载波信号放大到适于传输的水平。向多个天线1710发送经过放大的信号。
图18示出能够应用于本发明一个实施方式的发射机的框图。
尽管将参照基站来说明图18的发射机的结构，但是，本领域技术人员将理解，所示结构可以用于上行传输和下行传输。所示传输结构旨在表示包括码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)和正交频分复用(OFDM)在内的各种多址结构，但是并不限于这些多址结构。
最初，网络向基站发送要传输到终端的数据。在基站中，数据加扰模块1804以降低与数据相关的峰均功率比的方式来对经调度的数据(经调度的数据是比特流)进行加扰。然后，CRC添加模块1806确定加扰后的数据的循环冗余校验(CRC)校验和，并将该循环冗余校验(CRC)校验和添加到加扰后的数据。然后，信道编码器模块1808对数据进行信道编码，以使得终端能够对数据进行恢复和纠错。信道编码使得能够向数据高效地添加冗余。信道编码器模块1808能够使用turbo编码技术。
然后，映射模块1814基于所选择的基带调制模式来将经处理的数据比特系统性地映射到对应的符号。此处，可以使用正交幅度调制(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)或者正交相移键控(QPSK：QuadraturePhase-Shift Keying)调制模式。将比特组映射到代表了幅度-相位星座中的位置的符号。然后，空间-时间编码(STC)编码器模块1818处理符号块。具体地说，STC编码器模块1818根据所选择的STC编码模式来处理该符号，并提供与基站的多个天线1610的数量相同的N个输出。多个IFFT处理模块1820中的各个IFFT处理模块1820对STC编码器模块1818输出的符号流进行傅立叶逆变换。然后，多个前缀及RS插入模块1822中的各个前缀及RS插入模块1822向经过傅立叶逆变换的信号插入循环前缀(CP)和RS。尽管作为示例，在执行IFFT之后插入RS，但是，也可以在IFFT之前插入RS。在这种情况下，可以在IFFT处理模块1820之前加入单独的RS插入模块。然后，多个数字向上变频(DUC)及数模(D/A)转换模块1824中的各个数字向上变频及数模转换模块1824在数字域中将来自前缀及RS插入模块1822的已处理信号向上变频到中间频率，然后，将经过向上变频的信号转换为模拟信号。然后，对以此方式生成的模拟信号同时进行调制、放大，并通过多个RF模块1826和多个天线1610进行发送。
图19是能够应用于本发明一个实施方式的接收机的框图。
尽管将参照终端来说明图19的接收机的结构，但是，本领域技术人员将理解，所示结构可以用于上行传输和下行传输。当多个天线1710接收到传输信号时，通过相应的RF模块1902对每个信号进行解调制和放大。为了方便，图19中仅示出多个接收路径中的一个。然后，模数(A/D)转换及数字向下变频模块(DCC)1904将模拟信号转换为数字信号，以进行数字处理，并对该数字信号向下变频。可以将该数字信号提供给自动增益控制(AGC：Automatic Gain Control)模块1906，并在其中使用该数字信号，以基于所接收的信号水平来控制RF模块1902的放大器增益。
还向同步模块1908提供该数字信号。同步模块1908可包括进行粗略同步的粗略同步模块1910、进行精细同步的精细同步模块1912以及多普勒频率偏移/时钟估计模块，多普勒频率偏移/时钟估计模块对频率偏移或者多普勒效应值进行估计。将从同步模块1908输出的信号提供给帧对准模块1914和多普勒频率偏移/时钟校正模块1918。前缀去除模块1916从对准后的帧中去除CP。然后，FFT模块1922对已经去除CP的数据进行傅立叶变换。接着，RS提取模块1930提取在该帧中扩展的RS信号，并将该RS信号提供给信道估计模块1928。然后，信道重构模块1926利用信道估计结果来重构无线信道。该信道估计提供了充足的信道响应信号，使得STC解码器1932能够根据基站中使用的STC编码方法来对该符号进行解码，并能够恢复出与传输比特相对应的估计。将从所接收的信号得到的符号以及每个接收路径的信道估计结果提供给STC解码器1932。然后，STC解码器1932在每个接收路径上进行STC解码，以恢复出所得到的符号。STC解码器1932能够针对基于突发(blast)的传输实现最大似然解码(MLD)。STC解码器1932的输出可能是针对每个传输比特的对数似然比(LLR：Log-Likelihood Ratio)。然后，符号解交织模块1934按照最初次序来设置STC解码后的符号。然后，解映射模块1936将符号解映射为比特流，并且，比特解交织器模块1938对该比特流进行解交织。然后，解速率匹配模块1940对解交织后的比特流进行处理，并将其提供给信道解码器模块1942，以恢复出加扰后的数据和CRC校验和。此处，信道解码器模块1942可以使用turbo解码。然后，CRC模块1944根据传统方法去除CRC校验和，并对经过加扰后的数据进行检验。然后，解扰模块1946将经过CRC检验的数据重构为原始数据1948。
通过以特定形式对本发明的组件和特征进行组合来提供上述实施方式。除非另有说明，否则本发明的各个组件或特征应当视为是可选的。可以实施这些组件或特征而无需与其它组件或特征进行组合。还可以通过对这些组件和/或特征中的一些进行组合，来提供本发明的各个实施方式。可以改变本发明实施方式中的上述操作的次序。一个实施方式中的一些组件或特征可包含在另一个实施方式中，或者可以由另一个实施方式的相应组件或特征来代替。明显的是，可以将没有明确引用关系的权利要求进行组合以构成实施方式，或者在提交本专利申请之后通过修改的方式来增加新的权利要求。
主要针对移动台(MS)和基站(BS)之间的数据通信关系说明了本发明的实施方式。根据需要，被描述为由基站执行的特定操作也可以由上层节点执行。也就是说，对于本领域技术人员而言明显的是，可以由基站或者任何其它网络节点执行与网络中的终端进行通信的各种操作，该网络包括多个网络节点(包括多个基站在内)。可以用诸如“固定站”、“节点B”、“eNode B(eNB)”或者“接入点”的其它术语来替代术语“基站(BS)”。可以用诸如“用户设备(UE)”、“终端”或者“移动订户台(MSS)”的其它术语来替代术语“移动台(MS)”。
本发明的实施方式可以通过硬件、固件、软件或者它们的任意组合来实现。在通过硬件来实施本发明的情况下，可以通过一个或者更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现本发明的实施方式。
在通过固件或者软件来实施本发明的情况下，可以按照执行上述特征或者操作的模块、过程、函数等方式来实现本发明的实施方式。可以将软件代码存储在存储单元中，以便通过处理器执行。该存储单元可以位于该处理器内部或者外部，并且可以通过各种已知方式与该处理器传送数据。
本领域技术人员可以理解的是，可以在不脱离本发明的精神的情况下，按照除了这里阐述的方式之外的其它具体方式来体现本发明。因此，上述说明在各个方面应当被视为示例性的而非限制性的。本发明的保护范围应当由对所附权利要求的合理解释来确定，并且旨在将落入本发明的等同范围内的全部变化都包含在本发明的保护范围内。
通过以上说明明显的是，本发明提供了一种基本单元和导频结构，其能够减小上行链路中的导频开销，并确保优异的信道估计。根据本发明的基本单元和导频结构减小了OFDM(A)系统的导频开销，从而提高系统性能，并且，保持了均匀的时间/频率间隔，从而确保信道估计性能，该基本单元和导频结构可应用于与IEEE 802.16m兼容的基站、终端等。

Claims (26)

1.一种在正交频分多址接入OFDMA无线通信系统中通过移动台MS在上行链路中发送基本单元的方法，该方法包括以下步骤：
为两个流的传输配置由4个子载波X6个OFMDA符号所组成的基本单元，该基本单元包含多个导频资源元素导频RE和数据资源元素数据RE；以及
在上行链路中发送所述基本单元，
其中，按照下面所示的表在所述基本单元中设置所述导频RE和数据RE：
Figure FDA00003192186700011
其中，“Pa”表示第一流的导频RE，“Pb”表示第二流的导频RE，并且“-”表示数据RE；
其中，所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波所限定的时间-频率资源。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述基本单元是上行块。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述基本单元是上行部分利用子信道PUSC块。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，由特定个基本单元来形成更大的资源单元。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，形成所述更大的资源单元的所述基本单元在频域中是连续的。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，形成所述更大的资源单元的所述基本单元在频域中是分散的。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述用于第一流的导频资源元素和用于第二流的导频资源元素被相互切换。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述导频资源元素的位置在频域或时域中循环移位。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，利用同一OFDMA符号中的数据资源元素的功率来对所述导频资源元素进行功率增强。
10.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：分别将导频符号和数据符号映射到对应的导频资源元素和数据资源元素。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，所述导频资源元素用于专用导频。
12.根据权利要求1所述的方法，其中，发射分集方案或者空间复用SM被单独地应用于每个基本单元。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述发射分集方案包括空时块码STBC、空间频率块码SFBC、循环延迟分集CDD或者它们的任意组合。
14.一种用于正交频分多址接入OFDMA无线通信系统的移动台，该移动台包括：
多个天线，其适用于传输用于两个流传输的一个或更多个基本单元，其中每个基本单元由4个子载波X6个OFMDA符号所组成并包含多个导频资源元素导频RE和数据资源元素数据RE；以及
发射机，其适用于在上行链路中发送一个或更多个基本单元，
其中，按照下面所示的表在所述基本单元中设置所述导频RE和数据RE：
Figure FDA00003192186700021
其中，“Pa”表示第一流的导频RE，“Pb”表示第二流的导频RE，并且“-”表示数据RE；
其中，所述RE是由一个OFDMA符号和一个子载波所限定的时间-频率资源。
15.根据权利要求14所述的移动台，其中，各基本单元是上行块。
16.根据权利要求14所述的移动台，其中，各基本单元是上行部分利用子信道PUSC块。
17.根据权利要求14所述的移动台，其中，由特定个基本单元来形成更大的资源单元。
18.根据权利要求17所述的移动台，其中，形成所述更大的资源单元的所述基本单元在频域中是连续的。
19.根据权利要求17所述的移动台，其中，形成所述更大的资源单元的所述基本单元在频域中是分散的。
20.根据权利要求14所述的移动台，其中，所述用于第一流的导频资源元素和用于第二流的导频资源元素被相互切换。
21.根据权利要求14所述的移动台，其中，所述导频资源元素的位置在频域或时域中循环移位。
22.根据权利要求14所述的移动台，其中，利用同一OFDMA符号中的数据资源元素的功率来对所述导频资源元素进行功率增强。
23.根据权利要求14所述的移动台，其中，导频符号和数据符号被映射到对应的导频资源元素和数据资源元素。
24.根据权利要求14所述的移动台，其中，所述导频资源元素用于专用导频。
25.根据权利要求14所述的移动台，其中，发射分集方案或者空间复用SM被单独地应用于每个基本单元。
26.根据权利要求25所述的移动台，其中，所述发射分集方案包括空时块码STBC、空间频率块码SFBC、循环延迟分集CDD或者它们的任意组合。
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