CN101931369A

CN101931369A - 一种桥式输出电源电压自适应可变的音频功率放大器

Info

Publication number: CN101931369A
Application number: CN 201010242176
Authority: CN
Inventors: 彭振飞; 虞佳乐; 冯勇; 杨姗姗; 洪志良
Original assignee: Fudan University
Current assignee: Fudan University
Priority date: 2010-08-02
Filing date: 2010-08-02
Publication date: 2010-12-29
Anticipated expiration: 2030-08-02
Also published as: CN101931369B

Abstract

本发明属于功率放大器技术领域，具体为一种桥式输出电源电压自适应可变的音频功率放大器。该放大器由信号电平检测电路、桥式输出驱动电路和电源电压变换电路组成。本发明使用增益压缩和扩展技术，在输入信号幅度较小时，桥式输出两侧信号差分放大；在输入信号幅度较大并且幅度超过设定阈值时，桥式结构一侧的输出信号钳位于固定电位，另一侧输出信号以两倍增益放大。这种增益控制方法可保证信号极小失真，与自适应电源电压技术相结合可显著提高音频功率放大器的效率，并可扩展输出信号的动态范围。该电路可以应用于诸如手机，MP3，笔记本电脑等电池供电的便携式设备中。

Description

一种桥式输出电源电压自适应可变的音频功率放大器

技术领域

本发明属于功率放大器技术领域，具体涉及一种桥式输出电源电压自适应可变的高效音频功率放大器电路。

技术背景

随着多媒体技术的发展，音频功率放大器在音视频类电子产品中的应用越来越广泛，在面向消费者的多媒体设备中，大多采用电池供电以提高便携性。功率放大器具有较大的功率损耗，因此提高功率放大器的效率，对于提高这类便携式设备的电池使用时间极为关键。虽然工作于开关模式的D类放大器可以提供无与伦比的高效率，但是与之相伴的EMI问题始终是限制其应用的一个障碍。虽然正负电源电压可变的设计已经被发明公开，但是正负电源电压对工艺要求较高，需要三阱工艺支持。本发明设计的增益变换电路配合片上产生的可变电源电压可以有效的提高放大器的效率，而且与标准n阱CMOS工艺兼容，片外只需一个小的滤波电感和滤波电容，是低成本高性能的解决方案。而且由于开关工作不在信号路，所以没有严重的EMI问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种桥式输出电源电压自适应可变的高效音频功率放大器。

本发明提出的音频功率放大器，由信号电平检测电路、电源电压变换电路和桥式输出驱动电路组成，如图1所示。其中，U11为信号电平检测电路，U22为电源电压变换电路，U33为桥式输出驱动电路。该音频放大器用于驱动扬声器等阻性负载。由于音频功率放大器工作在固定增益，通过检测输入信号可以判断输出信号的幅度。信号电平检测电路U11检测输入信号幅度，当输入差分信号VIND的幅度超过既定的阈值信号VTH时，输出信号进入压缩模式。桥式输出驱动电路U33输出的两路信号的一路被钳位于一直流电压，另一路信号则以原来两倍的幅度变化。这样两路信号的差值仍然与原信号幅度一致，输出负载RL得到的信号是两侧信号差值，负载上信号的幅度与压缩前相比没有变化，信号没有失真。信号电平检测电路U11同时为电源电压变换电路U22提供参考电压VREF。当输入差分信号VIND幅度低于既定阈值VTH时，VREF等于VREF_Bottom，当输入信号VIND幅度超过既定阈值VTH时，信号被压缩，此时VREF跟随以两倍幅度变化的输出信号并保持一较小的裕量。电源电压变换电路U22产生的可变电源电压HVDD，作为桥式输出驱动电路U33的电源。

本发明中，信号电平检测电路如图2所示。图中U1为预放大电器，该电路为全差分放大电路，闭环放大倍数为4倍。输出的两路差分信号是vn2和vp2。电阻R1~R4组成电阻串联分压网络，这四个电阻的阻值都是25KΩ。电阻R1~R4的串联网络的两端接在预放大器U1的输出vn2和vp2，经电阻分压可以得到2倍的差分信号vn1与vp1。其中电阻R1与R2的连接点为vn1，电阻R3与R4的连接点为vp1，电阻R2与R3的连接点vcm是输出差分信号的共模电压，该电压作为预放大器U1的共模反馈信号，同时送入数据选择器U2和U3，数据选择器U2和U3用来选择送入图1中桥式输出驱动电路的电压vn和vp。图2中，U4和U5是迟滞比较器，U4用来比较vn2和参考电压vref，U5用于比较vp2和参考电压vref0。参考电压vref等于输出共模电压减去信号转换阈值电压VTH，当vn2(vp2)低于vref0时，迟滞比较器U4(U5)输出s1(s2)为高电平，表明信号幅度较大，需要进行增益变化。迟滞比较器U4的输出s1和迟滞比较器U5的输出s2作为数据选择器U2和U3的控制信号。当s1为高电平时，数据选择器U2和U3的输出vn和vp分别等于vn2和vcm；当s2为高电平时，数据选择器U2和U3的输出vn和vp分别等于vcm和vp2,；当s1,s2都为低电平时，数据选择器U2和U3的输出vn和vp分别等于vn1和vp1。增益变换电路的另两个模块是由参考电压选择电路U6和放大器U8以及电阻R5~R8组成的电源参考电压产生电路，以及输出共模电压选择电路U7。参考电压选择电路U6，U7都由信号s1,s2控制，参考电压选择电路U6的三个输入信号是vn1,vref1,vn2。其中vref1是一个1.4V直流参考电压。当s1和s2都是低电平时，vsel等于vref1，当s1为高电平时，vsel等于vn1,当s2为高电平时，vsel等于vn2。vsel经放大器U8和电阻R5~R8组成的放大单元得到参考电压选VREF，其中R5=R6，R7=R8，R8与R6的电阻比值为4。电阻R5~R8和U8组成的电路运算功能为VREF=vref4+(vref5-vsel)R8/R6。该电路将参考电压选择电路U6的输出信号vsel变换得到电源参考电压VREF。U7是输出共模电压选择电路，用于给图1中的桥式输出驱动电路提供输出共模参考电压，vref2和vref3是直流参考电压分别等于0.2V和0.7V。当s1和s2都为低电平时，VOCM等于vref3。当s1或s2中有高电平时，VOCM等于vref2。该信号电平检测电路的输出信号如图5所示。

本发明根据输入音频信号的幅度对桥式输出的两侧信号进行增益处理，当输入信号幅度较小时，桥式输出两侧的信号差分放大，输出共模电压维持在可变电源电压的中点。当输入信号幅度较大时，桥式输出一侧的信号进行增益压缩，这一侧的输出电压固定在某一接近GND的较低电位，桥式输出另一侧的信号进行增益扩展，这一侧的输出电压按照原来两倍的幅度变化。结果两路输出的差分信号保持原来的信号幅度，保证了负载上的信号没有失真。由于正极性可变电源电压可以提高最高输出电压至接近电源电压，因此这种增益扩展方式可以提高输出电压的动态范围。由于可变电源电压跟随输出信号的幅度变化，在大信号输出时，放大器功率管上的压降始终等于设定的电压裕量，该裕量在保证信号不失真的前提下尽量设计的小，以提高放大器整体的效率。与AB类放大器相比，采用信号增益处理结合自适应电源电压设计的线性功率放大器效率提高接近一倍。

本发明可应用于诸如手机，MP3，笔记本电脑等电池供电的便携式设备中。

附图说明

图1是带信号增益处理电路的电源电压可变音频功率放大器。

图2是信号电平检测电路。

图3是音频放大器的单端电压传递函数。

图4是经过信号增益变换后图1所示音频功率放大器的输出von, vop以及可变电源电压HVDD的波形示意图。

图5是图1中中间信号vn, vp, vocm的波形示意图。

图6 是设计的音频功率放大器效率与传统AB类放大器归一化的效率曲线。

图7是设计的音频功率放大器的THD仿真曲线。

具体实施方式

以下根据附图及设计实例对本发明进行详细说明。

本发明设计的是一种用于单相桥式输出电源电压自适应可变的高效音频功率放大器的信号增益变换电路。该电路的典型应用结构如图1所示。音频放大器主要由以下几部分组成：(1)信号电平检测电路，该部分电路检测输入信号VIND的幅度，当输入信号VIND的幅度较小时，信号电平检测电路产生固定的参考电压VREF给电压转换电路。在本实例中该固定参考电压为1.4V。同时信号检测电路把输入差分信号，共模信号vcm，以及桥式输出级的输出共模电压vocm传输给桥式结构的输出放大器。此时，两个输出放大器输出反相变化的信号。当输入信号幅度超过给定的阈值信号VTH时，信号电平检测电路进入增益压缩模式，信号电平检测电路输出的两路信号vn，vp一路等于vcm，另一路以原来两倍的幅度变化，而提供给桥式输出结构的输出共模电压vocm也从0.7下降到0.2V。在信号幅度较大的情况下，输出的VREF信号跟随输出电压中较高的一个并保持0.2V的裕量。信号电平检测电路的输出波形如图2所示。输出信号VON,VOP中一个固定在0.2V另一个以两倍的增益变化，总的效果是差分信号幅度不变。桥式结构的输出波形如图1所示。(2) 电压转换电路，电压转换电路为桥式输出结构提供等于VREF的可变电源电压。该部分电路为降压型DC/DC变换电路。(3)桥式输出结构，桥式输出结构由两个功率放大器组成，负载接在两路放大器的输出，因为负载没有接地，所以这里不需要隔直电容。每个功率放大器以倒相输入方式连接，采用电阻反馈固定增益为2。这里的两个放大器采用电压转换模块输出的HVDD作为电源电压。

图2 是信号增益变换电路详细的结构图。其工作原理如下：首先输入音频信号由全差分预放大器U1放大，全差分放大器U1的输出连接4个20K的电阻R1~R4，经电阻分压可以得到放大的信号vn2, vp2和增益减半的放大信号vn1, vp1, 以及共模信号vcm，vcm，同时作为全差分运算放大器的共模反馈检测信号。信号电平检测由两个比较器U4,U5完成，这里使用迟滞比较器。vn2,vp2信号分别与比较器U4,U5的反相端相连，比较器的正相端连接固定的比较阈值电压vref0。当vn2(vp2)的电压低于vref0时s1(s2)等于高电平.s1,s2信号控制两个数据选择器U2,U3，决定了输出信号vn和vp。当s1为高电平时，vn=vn2,vp=vcm,当s2为高电平时，vn=vcm,vp=vp2,当s1，s2均为低电平时，vn=vn1,vp=vp1。s1，s2同时控制参考电压选择电路U6的输出vsel。当s1，s2均为低电平时，vsel=vref1,当s1=1时，vsel=vn1，当s2=1时，vsel=vn2。vsel经放大器U8和电阻R5~R8得到电源电压参考信号VREF。s1,s2控制的数据选择器U7从vref2和vref3中选择一个作为为桥式输出级的共模参考电压VOCM。

图3是音频放大器的单端电压传递函数，当输入信号幅度低于vcm-vth时，输出信号被固定在输出共模电压上，当输入信号幅度在vcm-vth与vcm+vth之间时，输出信号为1倍放大，当输入信号幅度超过vcm+vth时，输出信号以输入信号的2倍放大。由于差分信号幅度总是往相反方向变化，因此这种增益变换能够保证差分输出信号幅度与输入信号幅度一致。

图4显示了音频放大器的输出波形。图(a)是信号幅度较大，经过信号压缩后的输出波形，图(b)是信号幅度较小未经信号压缩时的输出波形。图中von,vop是输出到负载的信号，在von和vop都接近共模电压的情况下，von与vop同时变化。当输出需要幅度较大的信号时，von,vop中接近GND的信号被压缩，保持输出为固定的0.2V，另一个信号增益被扩展一倍，这样总的差分效果与增益压缩扩展前是一致的，可以看出输出差分信号vop-von的连续性。图中HVDD为可变电源电压，该电压在输出信号幅度小的时候保持在1.4V在输入信号幅度大的情况下跟随较高的输出，并保持在信号输出以上0.2V以保证输出信号不失真。本方案往正方向扩展增益的方法只需单极性的可变电源。

图5所示的波形为信号电平检测电路的输出波形，图(a)是信号幅度较大，经过信号压缩后的输出波形，图(b)是信号幅度较小未经信号压缩时的输出波形。图中VOCM在信号幅度小的情况下保持为可变电源电压的一半即0.7V。在信号较大的情况下变为0.2V。vn,vp信号在幅度较小时，为1倍的变化率，当信号幅度较大时，一个固定在共模电平1.65V，另一个以两倍的速率变化。该波形经图1中所示的桥式结构放大后可以得到图4中所示的输出波形。如果不采用增益变换技术，输出共模电平固定为0.7V，这样单端信号输出的幅度受到GND的限制最高为0.7V，桥式差分信号的最大输出幅度仅有1.4V。采用本发明的增益扩展技术，桥式输出信号幅度可以达到2.7V而且没有明显失真。

图6是AB类放大器与本发明中的放大器的效率对比。下面分析一下本设计中功率放大器的效率与AB类功率放大器的效率。对于AB类放大器，假设输出信号功率为P_out，负载电阻为R_L，则输出信号有效值为

，在一个周期T内的电源的平均功率为

，其中Vdd是电源电压。以正弦信号为例，若信号峰值为V_peak，角频率为

，则输出到负载的功率为；

电源提供的功率为；

AB类放大器的效率为；

可以看出AB类放大器在负载功率最大的情况下具有最高的效率，由于输最大功率为

，AB类放大器的最高效率为，实际中为了保证不失真，输出信号的幅度不可能达到电源电压电压摆幅，实际的最高效率还要低一些。

把本发明中电源电压可变的放大器称为I类放大器，下面分析I类放大器的效率。仍然以正弦输入信号为例。根据图4所示的输出波形计算I类放大器的效率。输出功率与前面AB类的计算一致，若信号峰值为V_peak，负载电阻为R_L，则输出功率为；

当输出幅度超过阈值幅度V _th时，输入功率为；

其中

是输出幅度等于V _th时信号的相位，这两个值计算如下；

当输出幅度低于阈值幅度V _th时，电源以最小电压V_ddm供电，输入功率为；

在本设计实例中，V _th=1V，最小的可变电源电压V _ddm=1.4V，电源电压V _dd=3.3V，为保证失真小，输出信号的幅度小于2.7V。根据以上计算公式可以作出在有效的输出范围内AB类功放和I类功放的效率曲线，如图6所示。可以看出I类放大器在整个输出范围内提高效率的作用非常明显。

图7是仿真得到的音频功率放大器输出THD曲线。输入信号为分别为1KHz、5KHz、10KHz正弦波，电源电压3.3V，负载电阻8Ω，从仿真曲线可以看出输出THD在功率超过60mW后略有恶化，这是由于进入增益压缩工作模式，中间放大信号经压缩后不是对称形式，对二次谐波的抑制作用减弱。另外电阻R1~R4的非理想匹配也可引起THD恶化。可以看出虽然经信号压缩THD略有恶化，但是本发明的增益变换技术对于THD总体的性能并没有产生太大的影响。随着输入功率进一步增大，谐波功率所占的比重减小，THD逐渐降低，当输出功率超过500mV时，由于信号幅度太大引起削波失真，THD急剧增加，应该避免放大器工作在该区域。

Claims

1.一种桥式输出电源电压自适应可变的音频功率放大器，其特征在于该音频功率放大器由信号电平检测电路、桥式输出驱动电路和电源电压变换电路组成；所述信号电平检测电路检测输入信号幅度，当输入差分信号VIND的幅度超过既定的阈值信号VTH时，输出信号进入压缩模式；桥式输出驱动电路输出的两路信号中一路被钳位在固定电压，另一路信号以原来两倍的幅度变化；信号电平检测电路同时为电源电压变换电路提供参考电压VREF；当输入差分信号VIND幅度低于既定的阈值信号VTH时，VREF等于固定值VREF_Bottom，当输入信号VIND幅度超过既定阈值信号VTH时，信号被压缩，此时VREF跟随以两倍幅度变化的输出信号并保持一定的裕量；电源电压变换电路产生的可变电源电压HVDD作为桥式输出驱动电路的电源。

2.根据权利要求1所述的单相自适应电源音频功率放大器，其特征在于；所述的信号电平检测电路由预放大电器（U1）、第一数据选择器（U2）、第二数据选择器（U3）、第一迟滞比较器（U4）、第二迟滞比较器（U5）、参考电压选择电路（U6）、输出共模电压选择电路（U7）、放大器（U8）和电阻R1—R8组成；其中，预放大电器（U1）为全差分放大电路，输出的两路差分信号是vn2和vp2；电阻R1~R4组成电阻串联分压网络，该串联分压网络的两端接在预放大器（U1）的输出vn2和vp2，经电阻分压得到差分信号vn1与vp1；其中电阻R1与R2的连接点为vn1，电阻R3与R4的连接点为vp1，电阻R2与R3的连接点vcm，是输出差分信号的共模电压，该电压作为预放大器（U1）的共模反馈信号，同时送入第一数据选择器（U2）和第二数据选择器（U3），第一数据选择器（U2）和第二数据选择器（U3）用来选择送入桥式输出驱动电路的电压vn和vp；第一迟滞比较器（U4）用来比较vn2和参考电压vref，第二迟滞比较器（U5）用于比较vp2和参考电压vref0；第一迟滞比较器（U4）的输出s1和第二迟滞比较器（U5）的输出s2作为第一数据选择器（U2）和第二数据选择器（U3）的控制信号；由参考电压选择电路（U6）和放大器（U8）以及电阻R5~R8组成电源参考电压产生电路；参考电压选择电路（U6）和输出共模电压选择电路（U7）都由信号s1,s2控制，参考电压选择电路（U6）的三个输入信号是vn1、vref1和vn2，输出信号为vsel；vsel经放大器（U8）和电阻R5~R8组成的放大单元得到参考电压VREF。