CN101924365A - 动态谐波抑制和无功补偿控制系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种动态谐波抑制和无功补偿控制系统，包括电流信号传感器，所述的控制系统的中央控制单元采用DSP芯片(1)和通用单片机芯片(2)，所述的DSP芯片(1)与通用单片机芯片(2)之间的数据交流由双向RAM(3)传送。本发明还公开了上述控制系统采用的控制方法。采用上述技术方案，利用实时检测到的负载电流进行谐波频谱分析，按给定的控制策略对装置进行实时控制，滤除负载中谐波电流，同时产生的容性无功电流实时、快速、准确地抵消电网中的感性无功电流，从而提高功率因数，稳定负载电压，保证用电质量，提高供电设备的供电能力，并降低电网损耗。

Description

动态谐波抑制和无功补偿控制系统及其控制方法

技术领域

本发明属于电力系统的技术领域，涉及动态自动补偿和谐波治理的技术，更具体地说，本发明涉及一种动态谐波抑制和无功补偿控制系统及其控制方法。

背景技术

随着国民经济的迅速发展，用电量在快速增加，电网的经济运行日益受到重视。无论是工业负荷还是民用负荷，大多数均为感性。这些电感性的设备在运行过程中产生无功功率，输配电线路中变压器及母线因输送无功功率会造成的电能损耗。降低无功损耗，提高系统的传输功率，显得尤为重要。

电网向用电设备提供的负载电流有有功电流和无功电流，无功电流在电源和负载之间往复交换，使电网供电设备的功率因数降低导致供电能力降低。

此外，我国电源是50Hz正弦波，但实际中供电电压和电流的波形由于某些原因产生了畸变，即叠加了谐波成分。电流和电压波形发生畸变，严重的威胁电网的安全运行，也必须进行治理。

目前，国内大量使用的低压静态无功补偿装置或准动态补偿方案，普遍都是采用交流接触器、双向可控硅或双向可控硅+交流接触器的复合开关作为开关元件来控制电容器通断，成组满容量投切，投切时容量跨度大，冲击大。都不可避免地存在着功耗大、温升高，产生被称作“电污染”的谐波成分等影响设备长期安全运行的问题，整个装置的寿命和可靠性不能有效保障，甚至会影响整个电网的正常运行。

电网向用电设备提供的负载电流有有功电流和无功电流，无功电流在电源和负载之间往复交换，使电网供电设备的功率因数降低导致供电能力降低。

而与之配套的自动补偿核心微机控制方案，控制要求低，对信号的处理以及控制的响应速度等要求不高，仅仅只能实现电容补偿功能，功能单一，智能化水平低下，已不能适应电力工业的发展需要。

发明内容

本发明所要解决的问题是实现动态谐波抑制和无功补偿控制。

为了实现上述目的，本发明采取的技术方案为：

本发明所提供的动态谐波抑制和无功补偿控制系统，包括电流信号传感器，所述的控制系统的中央控制单元采用DSP芯片和通用单片机芯片，所述的DSP芯片(1)与通用单片机芯片(2)之间的数据交流由双向RAM传送。

所述的控制系统包括串联的电抗器，以及由滤波电抗器和电容器串联组成LC振荡回路。

所述的DSP芯片为TMS320C32。

所述的通用单片机芯片为80C196KC。

本发明还提供了以上所述的动态谐波抑制和无功补偿控制系统采用的控制方法的技术方案：

所述的DSP芯片的中断采用50×54节拍，所述的DSP芯片在一次中断内完成相关的电流环运算过程为：

1、中断进入，关中断；

2、开交流侧全部电流A/D转换；

3、从双向RAM中取β值，β为无功电流分量前移或者后移的一个角度；

4、取上次电网周波所得I_Qref，I_Qref为无功电流；

5、判断A/D转换是否结束，如果是，则进入下一步骤；如果否，则返回本步骤的开始；

6、读取A/D转换值并分存；

7、计算e_J(k)，计算式为：

$e_J\left(k\right)=i_{\mathrm{refj}}\left(k\right)-i_{e_j}\left(k\right);$

式中，

$i_{\mathrm{refj}}\left(k\right)=I_{\mathrm{Qref}}\cos (\frac{2\mathrm{\π}}{N}k+\mathrm{\β}+\frac{2\mathrm{\π}\×j}{3});$

j＝0、1、2分别对应a、b、c三相，下标中c表示容性；将cos(*)预先制表，计算时按括号内的数值查得结果；调节器运算取增量形式，即对应某一相的调节器输出是：

Δy(k)＝k_pΔe(k)+k_ie(k)

式中：e(k)＝e(k)-e(k-1)；

y(k)＝y(kj1)+Δy(k)；

8、三相PI计算；

9、计算三组t₁、t₂，其中：

$t_1=(1+y(k-1))\÷\left(\frac{T}{4-\mathrm{\Δy}}\right)$

$t_2=(3-y(k-1))\÷\left(\frac{T}{4+\mathrm{\Δy}}\right)$

式中：T是采样周期；

Δy＝y(k)-y(k-1)

计算结果送双向RAM，待80C196KC调用；

10、计算

和

其中：

i_Lk为采样时刻kT负载电流值，

N为一个周期内电流采样总数，

^*(AR₀)为上一个循环的计算结果保存；

K为循环次数；

结果存^*(AR₀)；

11、判断是否符合K＝53，如果是，则计算I_Qref，然后进入下一步骤；如果否，直接进入下一步骤；

12、K＝K+1；

13、开中断，中断返回。

本发明采用上述技术方案，利用实时检测到的负载电流进行谐波频谱分析，按给定的控制策略对装置进行实时控制，滤除负载中谐波电流，同时产生的容性无功电流实时、快速、准确地抵消电网中的感性无功电流，从而提高功率因数，稳定负载电压，保证用电质量，提高供电设备的供电能力，并降低电网损耗。

附图说明

下面对本说明书各幅附图所表达的内容及图中的标记作简要说明：

图1为本发明的结构示意图；

图2为本发明的DSP运算流程图；

图3为脉冲调制波形示意图；

图4为系统控制原理图。

图中标记为：

1、DSP芯片，2、通用单片机芯片，3、双向RAM。

具体实施方式

下面对照附图，通过对实施例的描述，对本发明的具体实施方式如所涉及的各构件的形状、构造、各部分之间的相互位置及连接关系、各部分的作用及工作原理、制造工艺及操作使用方法等，作进一步详细的说明，以帮助本领域的技术人员对本发明的发明构思、技术方案有更完整、准确和深入的理解。

如图1所表达的本发明的结构，为一种动态谐波抑制和无功补偿控制系统。包括电流信号传感器，所述的控制系统的中央控制单元采用DSP芯片1和通用单片机芯片2，所述的DSP芯片1与通用单片机芯片2之间的数据交流由双向RAM3传送。

系统硬件设计：考虑到补偿器系统控制工作的复杂性，采用了DPS加通用单片机的双CPU方案，发挥DSP运算能力强和单片机控制功能强的各自优势。系统总体硬件框图如图1。

控制原理：控制系统主要完成谐波及无功电流计算、投入/退出控制，单元管理部分完成智能化复合开关的开通与退出。控制系统单元计算出当时负载的谐波和无功容量，根据各路谐波和补偿的容量，立即通知与当前谐波滤波容量和次数一致的滤波单元的单元管理板，单元管理板立即开通智能化复合开关投入补偿和滤波。退出时原理与投入时动作原理相同。

本发明所述的控制系统包括串联的电抗器，以及由滤波电抗器和电容器串联组成LC振荡回路。

本发明提供的装置，利用串联电抗器消除补偿电容和接网点短路参数固有谐振的可能，滤波电抗器和电容器串联组成LC振荡回路，并通过精确的调整，使谐振频率固定在某个特定的频率上，从而达到抑制电网谐波的目的。能有效地抑制三次以上谐波，保护用电系统、用电设备，延长电容器使用寿命。

本发明采用DSP(数字信号处理)技术加通用单片机的双CPU控制核心方案，发挥DSP运算能力强和单片机控制功能强的各自优势，利用实时检测到的负载电流进行谐波频谱分析，按给定的控制策略对装置进行实时控制。

具体实现方法是：利用新型电流传感器等，通过三相电流信号传感器分别测出变压器负荷中的电流信号，再将变压器负载电流及电容补偿节能装置的馈电电流形成差动信号，送到本发明涉及的双CPU控制核心微机无功补偿中央控制单元，进行信号分析处理，并根据检测到的过零信号，按给定的控制策略。

本发明涉及的双CPU控制控制单元来触发对应的、基于单片机控制的智能化复合开关，控制电容动态可调、平稳的投入电网，实时、快速、准确地抵消电网中的感性无功电流，提高功率因数，稳定电压，降低电网损耗。通过配合电抗器，精确的调整使谐振频率固定在某个特定的频率上，从而达到抑制电网谐波的目的。

本发明所述的DSP芯片1为TMS320C32。

系统中TMS320C32完成无功电流期望值全部运算、电流环中的PI计算、运用双极性SPWM技术求得脉冲跳变点值等工作。TMS320C32是一个简化版的浮点32位DS P器件，单周期指令执行时间仅33ns，十分有利用于控制计算所需。

本发明所述的通用单片机芯片2为80C196KC。

而80C196KC单片机的中断功能丰富，自带A/D转换、HIS、HSO等功能，控制功能很强，用来承担电压环中的输入采样及PI运算、由HSO输出控制IGBT的脉冲信号、系统显示及键盘输入、系统调度与控制等任务。二个CPU间的数据交流由双向RAM(ITD7142)传送，工作节拍由严格依从电网一个周波内54倍频的锁相环电路统一提供，实现双方协调同步工作。

以上所述的动态谐波抑制和无功补偿控制系统采用的控制方法，所述的DSP芯片1的中断采用50×54节拍，所述的DSP芯片1在一次中断内完成相关的电流环运算过程为(图2是DSP运算流程图)：

1、中断进入，关中断；

2、开交流侧全部电流A/D转换；

3、从双向RAM中取β值，β为？；

通常负载不是纯电阻性的，电网除输送有功功率外还要输送无功功率，这就恶化了电网的运行状况，所以要加无功补偿器来供给(或吸收)负载的无功功率，使从电网看功率因素近于1，电网此时仅需传送有功功率运行得到优化。

系统的控制主要由二个控制环组成，一为电流环，用于保证补偿器输出期望的无功电流，另一是电压环，用于保证直流侧电压的恒定。整个控制原理可用图4来表示，图中：I表有效值，i表瞬时值，PI表比例积分调节器。而下标：Q表无功量，P表有功量，ref表期望值，d表直流量。

电流控制环是主要工作环路，以一相为例，它的工作是：负载电流的采样值经A/D快速转换后送至DSP，DSP用傅立叶级数分解程序计算分析得出补偿器无功电流I值(也即是求出无功功率)。又因装置的直流电压直接取自交流网络，没有专门供电的直流电源，要使直流侧自励，故需要将无功电流分量前移(或后移)一个很小的β角，以提供少许有功功率来供电容等的有功损耗并有利维持电容二端的直流电压。这个位移了β角的电流i_ref将作为无功补偿电流的期望值。期望无功电流的瞬时值与补偿器向电网传送电流的实际采样瞬时值相减，差值送电流环PI调节器，调节器输出的正弦波与SPWM技术中运用的三角波相交产生控制IGBT开关的脉冲信号，控制IGBT逆变器工作，在闭环负反馈调节作用下使补偿器输出期望的无功电流，实现软补偿的目的。电压闭环是一个辅助环，由于其内PI调节器的作用，闭环实现稳态无差，电容上直流平均电压等于期望值，为系统稳定工作提供了有利条件。电流环中相移的β角对应于电压闭环中间输出的有功分量期望电流值，或言之由电压对角度的变换得，此β值在本系统中是由电压环计算来提供。

4、取上次电网周波所得I_Qref，I_Qref为无功电流；

负载电流在不计高次谐波时可表示是：

i_l＝i_p+i_q

此中i_p＝I_psinωt是有功分量，i_q＝I_qcosωt是无功分量。

若设N为一个周期内电流采样总数，i_Lk为采样时刻kT负载电流值，由付氏级数分解，基波系数由离散化求和得：

$I_p=\frac{2}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{\mathrm{Lk}}\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\right)$

$I_q=\frac{2}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{\mathrm{Lk}}\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\right)$

表示可通过一个周期内等间隔采样N次负载电流的瞬时值而计算得到其无功分量及有功分量矢量模，由于采样频率固定，计算式中等的值是预先可确定的，因此可制表预存，以简化公式的计算。

5、判断A/D转换是否结束，如果是，则进入下一步骤；如果否，则返回本步骤的开始；

6、读取A/D转换值并分存；

7、计算e_J(k)，计算式为：

$e_J\left(k\right)=i_{\mathrm{refj}}\left(k\right)-i_{e_j}\left(k\right);$

式中，

$i_{\mathrm{refj}}\left(k\right)=I_{\mathrm{Qref}}\cos (\frac{2\mathrm{\π}}{N}k+\mathrm{\β}+\frac{2\mathrm{\π}\×j}{3});$

j＝0、1、2分别对应a、b、c三相，下标中c表示容性；将cos(*)预先制表，计算时按括号内的数值查得结果；调节器运算取增量形式，即对应某一相的调节器输出是：

Δy(k)＝k_pΔe(k)+k_ie(k)

式中：e(k)＝e(k)-e(k-1)；

y(k)＝y(kj1)+Δy(k)；

8、三相PI计算；

9、计算三组t₁、t₂，其中：

$t_1=(1+y(k-1))\÷\left(\frac{T}{4-\mathrm{\Δy}}\right)$

$t_2=(3-y(k-1))\÷\left(\frac{T}{4+\mathrm{\Δy}}\right)$

式中：T是采样周期；

Δy＝y(k)-y(k-1)

计算结果送双向RAM，待80C196KC调用；

10、计算

和

其中：

i_Lk为采样时刻kT负载电流值，

N为一个周期内电流采样总数，

^*(AR₀)为上一个循环的计算结果保存；

K为循环次数；

结果存^*(AR₀)；

11、判断是否符合K＝53，如果是，则计算I_Qref，然后进入下一步骤；如果否，直接进入下一步骤；

12、K＝K+1；

13、开中断，中断返回。

对SPWM、IGBT的说明：

PWM的全称是Pulse Width Modulation(脉冲宽度调制)，它是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压。

所谓SPWM，就是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规率排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。它广泛地用于直流、交流逆变器等，比如高级一些的UPS就是一个例子。三相SPWM是使用SPWM模拟市电的三相输出，在变频器领域被广泛的采用。

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。

谐波抑制和无功补偿装置的精确性取决于对电网信号的测量和计算的准确性。所以对电网信号的测量要求很高。同时由于电网信号的不断变化，要求在短时间内(毫秒级)做出相应的投切动作，所以对测量设备和算法的实时性要求同样很高。数字信号处理方法作为电力系统信号处理的主要方法，由于大量整流器件的应用，使电网中存在非常普遍的谐波问题，有些场合甚至非常严重。在这种条件下，系统的电压信号和电流信号都要通过各次谐波量的叠加来计算。鉴于该特点，对电网信号的处理，可以借鉴数字信号处理中比较成熟的傅立叶(Fourier)分析对采集到的电网信号进行分析。

本发明里电流控制环是主要工作环路，以一相为例，它的工作是：负载电流的采样值经A/D转换芯片MAX120快速转换后送至DSP，DSP用傅立叶级数分解程序计算分析得出补偿器无功电流I值(也即是求出无功功率)。

DSP运算部分的软件设计：

如前所述，为了系统能快速反映，DSP中断采用50×54节拍，并设计其在一次中断内完成相关的电流环运算。

计算任务的算法分析：

一、无功电流I_Qref：

负载电流在不计高次谐波时可表示是：

i_l＝i_p+i_q

式中：i_p＝I_psinωt是有功分量；i_q＝I_qcosωt是无功分量。

若设N为一个周期内电流采样总数，i_Lk为采样时刻kT负载电流值，由付氏级数分解；基波系数由离散化求和得：

$I_p=\frac{2}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{\mathrm{Lk}}\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\right)$

$I_q=\frac{2}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_{\mathrm{Lk}}\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}k\right)$

上式表示可通过一个周期内等间隔采样N次负载电流的瞬时值而计算得到其无功分量及有功分量矢量模，由于采样频率固定，计算式中

等的值是预先可确定的，因此可制表预存，以简化公式的计算。

二、电流环PI调节器的计算：

由于是等间隔采样，KT时刻PI调节器的输入e(k)有：

$e_J\left(k\right)=i_{\mathrm{refj}}\left(k\right)-i_{e_j}\left(k\right)$

式中， $i_{\mathrm{refj}}\left(k\right)=I_{\mathrm{Qref}}\cos (\frac{2\mathrm{\π}}{N}k+\mathrm{\β}+\frac{2\mathrm{\π}\×j}{3})$

j＝0、1、2分别对应a、b、c三相，下标中c意义见图1。而cos(*)也可以预先制表，而计算时按括号内的数值查得结果。调节器运算取增量形式，即对应某一相的调节器输出是：

Δy(k)＝k_pΔe(k)+k_ie(k)

式中Δe(k)＝e(k)-e(k-1)

而：y(k)＝y(k/1)+Δy(k)

三、脉冲时刻的计算：

如图3所示，有关脉冲调制波产生时刻的计算，若近似认为调节器PI的输出在采样间隔内是直线，即用折线为代替曲线，则不难推算是：

$t_1=(1+y(k-1))\÷\left(\frac{T}{4-\mathrm{\Δy}}\right)$

$t_2=(3-y(k-1))\÷\left(\frac{T}{4+\mathrm{\Δy}}\right)$

式中：Δy＝y(k)-y(k-1)

T是采样周期。

因补偿器是三相，所以也应该分别计算得出各相在此区间的t₁、t₂值，送双向RAM，以便由80C96KC调用去产生相应的JGBT控制脉冲，这种近似处理方法，经验证是允许的。

上面结合附图对本发明进行了示例性描述，显然本发明具体实现并不受上述方式的限制，只要采用了本发明的方法构思和技术方案进行的各种非实质性的改进，或未经改进将本发明的构思和技术方案直接应用于其它场合的，均在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种动态谐波抑制和无功补偿控制系统，包括电流信号传感器，其特征在于：所述的控制系统的中央控制单元采用DSP芯片(1)和通用单片机芯片(2)，所述的DSP芯片(1)与通用单片机芯片(2)之间的数据交流由双向RAM(3)传送。

2.按照权利要求1所述的动态谐波抑制和无功补偿控制系统，其特征在于：所述的控制系统包括串联的电抗器，以及由滤波电抗器和电容器串联组成LC振荡回路。

3.按照权利要求1所述的动态谐波抑制和无功补偿控制系统，其特征在于：所述的DSP芯片(1)为TMS320C32。

4.按照权利要求1所述的动态谐波抑制和无功补偿控制系统，其特征在于：所述的通用单片机芯片(2)为80C196KC。

5.按照权利要求1所述的动态谐波抑制和无功补偿控制系统采用的控制方法，其特征在于：所述的DSP芯片(1)的中断采用50×54节拍，所述的DSP芯片(1)在一次中断内完成相关的电流环运算过程为：

1)、中断进入，关中断；

2)、开交流侧全部电流A/D转换；

3)、从双向RAM中取β值，β为无功电流分量前移或者后移的一个角度；

4)、取上次电网周波所得I_Qref，I_Qref为无功电流；

5)、判断A/D转换是否结束，如果是，则进入下一步骤；如果否，则返回本步骤的开始；

6)、读取A/D转换值并分存；

7)、计算e_J(k)，计算式为：

$e_J\left(k\right)=i_{\mathrm{refj}}\left(k\right)-i_{e_j}\left(k\right);$

式中， $i_{\mathrm{refj}}\left(k\right)=I_{\mathrm{Qref}}\cos (\frac{2\mathrm{\π}}{N}k+\mathrm{\β}+\frac{2\mathrm{\π}\×j}{3});$

j＝0、1、2                    分别对应a、b、c三相，下标中c表示容性；将cos(*)预先制表，计算时按括号内的数值查得结果；调节器运算取增量形式，即对应某一相的调节器输出是：

Δy(k)＝k_pΔe(k)+k_ie(k)

式中：e(k)＝e(k)-e(k-1)；

y(k)＝y(kj1)+Δy(k)；

8)、三相PI计算；

9)、计算三组t₁、t₂，其中：

$t_1=(1+y(k-1))\÷\left(\frac{T}{4-\mathrm{\Δy}}\right)$

$t_2=(3-y(k-1))\÷\left(\frac{T}{4+\mathrm{\Δy}}\right)$

式中：T是采样周期；

Δy＝y(k)-y(k-1)

计算结果送双向RAM，待80C196KC调用；

10)、计算

和其中：

i_Lk为采样时刻kT负载电流值；

N为一个周期内电流采样总数；

^*(AR₀)为上一个循环的计算结果保存；

K为循环次数；

结果存^*(AR₀)；

11)、判断是否符合K＝53，如果是，则计算I_Qref，然后进入下一步骤；如果否，直接进入下一步骤；

12)、K＝K+1；

13)、开中断，中断返回。

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