CN101888350A - 噪声能量估算方法及其相关装置 - Google Patents

Abstract

一种可应用于正交频分复用系统的信道状态信息估测的噪声能量估算方法。此噪声能量估算方法包含有：计算与一当前符号的一特定子载波对应的一估计噪声能量；比较该估计噪声能量以及一目标临界值以产生一比较结果；以及根据比较结果来调整该估计噪声能量，以据此决定用以估算信道状态信息的一最后噪声能量。

Description

噪声能量估算方法及其相关装置

技术领域

本发明涉及噪声能量估算，尤指一种可用来估算正交频分复用(OFDM)系统的信道状态信息(channel state information)的噪声能量估算方法及噪声能量估算电路。

背景技术

在接收器系统中，噪声能量的估计是不可或缺的。然而，在正交频分复用的通信系统中，传统的噪声能量估算方法仍然无法取得精准的噪声能量。另外，由于传统的噪声能量估算方式在接收到的子载波(subcarrier)为无效(nullified)的子载波时，会大大地低估了与无效子载波对应的噪声能量，这样一来，不正确的噪声能量将严重地影响到整个正交频分复用接收器的性能。

在传统的正交频分复用系统中，信道状态信息(channel stateinformation)电路是一种用来估算接收信号中噪声的能量，并依据噪声能量来算出相对应的信道状态信息的处理电路。举例来说，倘若将存在于第S个符号上的第K个子载波的噪声表示为

则噪声

的变异数

即可用来代表噪声

的能量。如前所述，在通信系统中，噪声能量

的精准度会大大地影响到正交频分复用接收器的整体性能。在实际演算中，噪声

可以下列数学式(1)来求得：

${\hat{N}}_{s,k}=Y_{s,k}-{\hat{H}}_{s,k}\·\mathrm{DEC}\left(\frac{Y_{s,k}}{{\hat{H}}_{s,k}}\right)---\left(1\right)$

其中：

Y_s，k表示第S个符号上的第K个子载波的快速傅立叶变换(Fast FourierTransform，(FFT))的输出；

表示与第S个符号上的第K个子载波对应的估计信道响应；

DEC{.}表示一硬式决策式。在于第1式中求出了估计噪声

后，相对应的噪声能量即可被轻易地求出。

其中一个最常被用来求出噪声能量的数学演算方式即为无限脉冲响应平均(infinite impulse response averaging)法，而使用无限脉冲响应平均法来求得的噪声能量可以下列数学式(2)来加以表示：

$\mathrm{Var}{N}_{s,k}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;{\left|{\hat{N}}_{s,k}\right|}^2+(1-\mathrm{\&alpha;})\&CenterDot;\mathrm{Var}{N}_{s-1,k},0<\mathrm{\&alpha;}\&le;1---\left(2\right)$

取得了噪声能量

之后，即可依据噪声能量

以及信道响应

的平方来求取相对应的信道状态信息：

${\mathrm{CSI}}_{s,k}=\frac{{\left|{\hat{H}}_{s,k}\right|}^2}{\mathrm{Var}{N}_{s,k}}---\left(3\right)$

然而，现在的正交频分复用系统中的接收器仍无法求出精准的信道状态信息，在正交频分复用接收器接收到无效的子载波时尤其严重。

因此，亟需提供一种准确地噪声能量估算方法及其相关方法，以克服现有技术的缺点并提升正交频分复用接收器的整体性质。

发明内容

因此，本发明的目的之一即在于提供一种新颖的噪声能量估算方法以及噪声能量估算电路以解决现有技术的问题并以此改善应用本发明的噪声能量估算电路/方法的正交频分复用系统的整体效能。

根据本发明的一实施例，其揭露一种用以估算正交频分复用系统的一信道状态信息(channel state information)的噪声能量估算方法。本噪声能量估算方法包含有以下步骤：计算与一当前符号的一特定子载波对应的一估计噪声能量；比较一目标临界值与该估计噪声能量以产生一比较结果；以及根据该比较结果来调整该估计噪声能量以决定用于估算该信道状态信息的一最后噪声能量。

根据本发明的另一实施例，其揭露一种用以估算正交频分复用系统的一信道状态信息(channel state information)的噪声能量估算电路。本噪声能量估算电路包含有：一计算电路以及一调整电路。该计算电路用以计算与一当前符号的一特定子载波对应的一估计噪声能量；而该调整电路，用以比较一目标临界值与该估计噪声能量来产生一比较结果，以及用以根据该比较结果来调整该估计噪声能量以决定用于估算该信道状态信息的一最后噪声能量。

藉由本发明所提供的实施例，先前技术所遭遇的问题可顺利解决或避免且可获得技术上的优点或好处。前述是先概略地描述本发明的技术特征与优点以使后续的发明说明更加易于了解，而本发明额外的技术特征与相关细节描述将于后揭露，并隶属于本发明的权利要求所主张的范畴。本领域技术人员应可了解本发明所揭露的概念与特定实施例可轻易地作为实现本发明相同目的的其它架构或流程的修改或设计基础，此外，本领域技术人员亦可了解这些设计变化均未背离本发明精神与后续权利要求所主张的范畴，故皆属本发明的涵盖范围。

附图说明

图1所示为本发明的一正交频分复用接收器的一实施例的方块示意图；

图2所示为图1的信道状态信息估算电路的一实施例的方块示意图；

图3所示为根据本发明的一第一实施例的一简化后的噪声能量估算方法的流程图；

4图所示为根据本发明的一第二实施例，参考噪声能量、预定常数与估计噪声能量的关连的示意图。

【主要组件符号说明】

100    正交频分复用接收器

101    天线

105    模拟数字变换器

110    降频变换器

120    循环前缀移除电路

130    快速傅立叶变换电路

140    均衡器

150    硬式决策电路

160    解映射器

170    信道估算电路

180    信道状态信息估算电路

190    解码器

200    噪声能量估算电路

210    计算电路

220    调整电路

230    信道状态信息产生电路

具体实施方式

在本专利说明书及后续的权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的组件。本领域普通技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个组件。本说明书及后续的权利要求并不以名称的差异以作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异以作为区分的准则。在通篇说明书及后续的权利要求当中所提及的「包含」为一开放式的用语，故应解释成「包含但不限定于」。此外，「耦接」一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表该第一装置可直接电气连接于该第二装置，或通过其它装置或连接手段间接地电气连接至该第二装置。

参见图1，图1所示为本发明的一正交频分复用接收器100的一实施例的方块示意图。如图1所示，正交频分复用接收器100包含有(但不被限定于)：一天线101、一模拟数字变换器105、一降频变换器110(其可为一数字降频器)、一循环前缀(cyclic prefix)移除电路120、一快速傅立叶变换(fast Fourier transform，FFT)电路130、一均衡器(如一频域均衡器)140、一硬式决策(hard decision)电路150、一解映射器160、一信道估算电路170、一信道状态信息(channel state information)估算电路180，以及一解码器190。注意，前述图1的架构仅为说明之用；换句话说，正交频分复用接收器100亦可依据不同的设计需求而包含有更多的电路组件。

在天线101接收了一接收信号后，模拟数字变换器105便将此接收信号由一模拟形式变换至数字形式。而数字形式的接收信号会再经由降频变换器110处理而降至基频。基频信号被循环前缀移除电路120处理，将移除其内载有的循环前缀。快速傅立叶变换电路130耦接于循环前缀移除电路120之后，移除了循环前缀的基频信号在经由快速傅立叶变换电路130执行了一快速傅立叶变换之后，即由时域变换至频域。为了方便说明起见，第S个符号的第K个子载波所载有的数据在经由快速傅立叶变换之后可以被表示Y_s，k。而第S个符号的第K个子载波所载有的数据在经由快速傅立叶变换之后，即被传送至均衡器140(在本实施例中为一频域均衡器)、信道估算电路170，以及信道状态信息估算电路180。信道估算电路170则估计与第S个符号的第K个子载波对应的快速傅立叶变换输出Y_s，k的信道响应(channel response)，而在接下来的叙述中，信道响应可表示为这样一来，均衡器140即可依据所求得的信道响应

来抵销快速傅立叶变换输出Y_s，k中的信道响应，以产生均衡后的信息

在本实施例中，硬式决策电路150耦接于均衡器140，硬式决策电路140依据均衡后的信息

来执行一硬式决策运算并因此产生输出信息信道状态信息估算电路180耦接至快速傅立叶变换电路130、信道估算电路170以及硬式决策电路150；信道状态信息估算电路180依据快速傅立叶变换的输出Y_s，k、由信道估算电路170估计的信道响应以及由硬式决策电路150所产生的硬式决策输出来估算出噪声能量，并依此求出相对应的信道状态信息。

而解映射器160在之后的运算中会使用到经由信道状态信息估算电路180算出的信道状态信息。解映射器160耦接于均衡器140以及信道状态信息估算电路180；解映射器160根据前面求出的信道状态信息来对均衡后信息

进行解映射。至于解码器190，则耦接到解映射器160，以对解映射后的信息进行处理并输出解码后的信息。由于正交频分复用接收器的架构及其相关操作为本领域技术人员所熟知，且本发明的特征着重在信道状态信息估算电路180与其所使用的噪声能量估算方法，为了说明简便起见，在此便不对于正交频分复用接收器的其它电路方块进行赘述。接下来将详细说明信道状态信息估算电路180与信道状态信息估算方法。

参照图1来看图2。图2所示为图1的信道状态信息估算电路180的一实施例的方块示意图。在本实施例中，信道状态信息估算电路180包含有一噪声能量估算电路200以及信道状态信息产生电路230；而噪声能量估算电路200中还包含有一计算电路210与一调整电路220。噪声能量估算电路200利用了计算电路210来得到一个估计(estimated)噪声能量。举例来说，计算电路210可经由前述的公式1来计算出第S个符号的第K个子载波的噪声以求得一估计噪声

倘若在本发明的一实施例中计算电路210采用了前述的无限脉冲响应平均法来计算噪声能量(噪声

的变异数)，来求出对应于噪声

的噪声能量。在这里，经由计算电路210求出的对应于第S个符号的第K个子载波的噪声的变异数即可被视作下述的估计噪声能量。注意，在现有的正交频分复用接收器中，此估计噪声能量

即直接被后续的信道状态信息产生电路230采用以产生一相对应的信道状态信息。换言之，在传统的作法中，并没有使用任何相关于估计噪声能量的调整机制来取得更精确的噪声能量。

然而，在本发明中，调整电路220会将计算电路210求出的估计噪声能量

与一目标临界值互相比较以依据前述运算的比较结果来对估计噪声能量的大小做调整以产生出一最后噪声能量(表示为

)。在本发明的架构之中，随着设计需求的不同，目标临界值可为一预定常数值，或其可动态地经由若干数学运算来求得。之后，信道状态信息产生电路230再基于最后噪声能量来产生对应的信道状态信息。

同时参照图1～图2来参阅图3，图3所示为根据本发明的一第一实施例一简化后的噪声能量估算方法的流程图。在本第一实施例中，在比较运算中所使用到的目标临界值为一固定值(一预定常数)。本流程图包含有以下步骤：

步骤310：计算一接收信号的一估计噪声能量。举例来说，计算出第S个符号的第K个子载波的噪声的变异数

并将其视作为估计噪声能量。

步骤320：将估计噪声能量

与一目标临界值做比较以产生一比较结果。在本实施例中，此目标临界值为依据设计需求而选出的一预定常数。

步骤330：根据此比较结果来调整估计噪声能量

以求出一可用于估算信道状态信息的最后噪声能量

在本实施例中，当比较结果表示估计噪声能量

大于目标临界值时(此时目标临界值为一常数)，则选择估计噪声能量

来当作最后噪声能量

另一方面，当比较结果显示目标临界值大于估计噪声能量

时，则选择目标临界值来做最后噪声能量

而前述流程中求出的最后噪声能量

在后续的信道状态信息产生电路230的操作中会被视作为一重要的参考值以据此估算出相对应的信道状态信息。说的更具体一点，信道状态信息是可表示当前信号的可靠度的一种指标。

在现有的正交频分复用接收器之中，一旦某些子载波(如无效子载波)的噪声能量被低估而无法准确地反映出实际的噪声状况，则接收器后端电路的效能将可能因此而大打折扣。举例来说，解码器190(其可为一前向纠错(forward error correlation，FEC)解码器)在噪声能量被错误估算时可能会产生无法正确解码的情形。然而，在本发明之中，由于噪声能量估算电路200可动态地根据前述目标临界值与估计噪声能量

的比较结果来动态地调整估计噪声能量

并产生最后噪声能量

这样一来，以往由于噪声能量错估(低估)而产生的问题将可被有效地解决。

然而，在本发明的一第二实施例中，调整电路220用来于比较运算中使用的目标临界值可为一可变的数值，而非第一实施例中的一固定值。在本第二实施例中，目标临界值可依据若干数学运算来加以取得，在执行比较运算时再依据此动态改变大小的目标临界值进行比较。举例来说，计算电路210还计算出对应到一特定符号的多个子载波的多个估计噪声能量的一平均值；在算出前述平均值之后，计算电路210更依据此平均值来求出一个参考噪声能量。

举例来说，在本发明的一实施例中，计算电路210将第(S-1)个符号的多个子载波的估计噪声能量加总以求出一个加总结果，再依据此加总结果求出一对应到(S-1)个符号的平均估计噪声能量，依据此平均噪声能量来计算出相对于第S个符号的第K个子载波的信息的目标临界值。在得到第(S-1)个符号的平均噪声能量之后，计算电路210更将此平均噪声能量乘上一个预定参数来设定出相对应的参考噪声能量，而其中此预定参数的数值可随着不同的设计需求而加以调整。这里所说明的数学运算可以下列的数学式来加以表示：

${\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{VarN}}}_{s-1,k}=\frac{1}{\mathrm{FFT}\_\mathrm{Size}}\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{VarN}}_{s-1,k}---\left(4\right)$

其中：

表示第(S-1)个符号的平均估计噪声能量。当正交频分复用接收器100操作于一8K模式时，此时的FFT_Size为8192；若正交频分复用接收器100操作于一2K模式时，FFT_Size的大小则为2048。

一算出参考噪声能量的简单实施例可表示如下：

$\mathrm{LB}\_\mathrm{REL}\_\mathrm{Var}{N}_s=\mathrm{\&beta;}{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{VarN}}}_{s-1}---\left(5\right)$

其中预定参数β为一可根据设计需求而改变的正值常数，

表示第(S-1)个符号的平均估计噪声能量，而参考噪声能量则表示为LB_REL_VarN_s。另外，在本发明的某些实施例中，可将预定参数β设为介于0到1之间，亦即0＜β≤1。

在本实施例中，噪声能量估算电路200更依据另一参数来决定出目标临界值。举例来说，调整电路220更将参考噪声能量LB_REL_VarN_s拿来与一预定常数来比较以据此决定目标临界值。此运算可表示如下：

LB_VarN_s＝min{LB_ABS_VarN，LB_REL_VarN_s}    (6)

VarN′_s，k＝max{LB_VarN_s，VarN_s，k}         (7)

其中：目标临界值表示为LB_VarN_s，预定常数表示为LB_ABS_VarN，而最后噪声能量表示为

详细来说，在数学式(6)与(7)中，调整电路220比较参考噪声能量LB_REL_VarN_s与预定常数LB_ABS_VarN，以选择两者中的最小值来当当作目标临界值LB_VarN_s。

数学式(7)则说明了如何根据比较结果来选择性地调整估计噪声能量(以求出最后噪声能量)。换句话说，由于估计噪声能量VarN_s，k有可能被低估，因此调整电路220将目标临界值设做为一个计算噪声能量时的下界(lower bound)。当调整电路220算出的比较结果指出了目标临界值LB_VarN_s较计算电路210算得的估计噪声能量

来的大，调整电路220将会把估计噪声能量更新为目标临界值LB_VarN_s的数值。(亦即，调整电路将会选择目标临界值LB_VarN_s来当作第S个符号的第K个子载波的最后噪声能量

)

另一方面，当比较结果显示估计噪声能量VarN_s，k大于目标临界值，则调整电路220将采纳估计噪声能量VarN_s，k来当作第S个符号的第K个子载波的最后噪声能量

为了详细了解前述第2实施例中，参考噪声能量LB_REL_VarN_s，预定常数LB_ABS_VarN与估计噪声能量之间关系，则可参阅图4。

总结来说，本发明提供了一种使用了下界(lower bound)概念与比较运算，来更精准地得到对应到正交频分复用接收器的接收信号的信道状态信息的噪声能量估算方法及噪声能量估算电路。藉由本发明的可用以估算信道状态信息的计算的噪声能量估算方法，本发明的接收器因此可拥有更佳的效能。注意，用以计算噪声能量的算法并不被限定于前述的无限脉冲响应平均法。在本发明的实际应用中，亦可根据不同的设计需求来选用不同的数学算法。同样地，目标临界值的求得亦不被局限于前述的数学式。前述的相关设计变化亦遵照本发明的发明精神且隶属于本发明的设计范畴之中。

相较于传统的噪声能量估算方法与噪声能量估算电路，本发明提供了当接收信号对应到无效子载波时仍可求出精确信道状态信息的方法。

此外，本发明的范畴并不受限于上述实施例所揭露的程序、装置、制程、组合、对象、方法或步骤，而本领域技术人员应可了解，本发明所揭露的程序、装置、制程、组合、对象、方法或步骤，无论其是现有的或是正在开发的，如果是可以达到和本发明所述的实施例大致上同样的功能或结果均可为本发明实施例所采用，因此，本发明的保护范围包含了上述所揭露的程序、装置、制程、组合、对象、方法或步骤。

以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求所做的等价变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (14)

1.一种用以估算正交频分复用系统的一信道状态信息(channel stateinformation)的噪声能量估算方法，包含有：

计算与一当前符号的一特定子载波对应的一估计噪声能量；

比较一目标临界值与该估计噪声能量以产生一比较结果；以及

根据该比较结果来调整该估计噪声能量，以决定用于估算该信道状态信息的一最后噪声能量。

2.如权利要求1所述的噪声能量估算方法，其中该目标临界值为一预定常数。

3.如权利要求1所述的噪声能量估算方法，其还包含有：

根据与一先前(preceeding)符号的多个子载波对应的多个估计噪声能量，来计算与该当前符号对应的一参考噪声能量，其中该先前符号位于该当前符号之前；以及

根据该参考噪声能量以及一预定常数的一比较结果来决定该目标临界值。

4.如权利要求3所述的噪声能量估算方法，其中该参考噪声能量依据该先前符号的该多个子载波的该多个估计噪声能量的一平均值来决定。

5.如权利要求3所述的噪声能量估算方法，其中该目标临界值为该参考临界值与该预定常数两者中的最小值。

6.如权利要求1所述的噪声能量估算方法，其中用以估算该信道状态信息的该最后噪声能量为该估计噪声能量与该目标临界值两者中的最大值。

7.如权利要求1所述的噪声能量估算方法，其中与该当前符号的该特定子载波对应的该估计噪声能量依据一无限脉冲响应平均(infinite impulseresponse(IIR)averaging)法来求得。

8.一种用以估算正交频分复用系统的一信道状态信息(channel stateinformation)的噪声能量估算电路，包含有：

一计算电路，用以计算与一当前符号的一特定子载波对应的一估计噪声能量；以及

一调整电路，用以比较一目标临界值与该估计噪声能量来产生一比较结果，以及根据该比较结果来调整该估计噪声能量以决定用于估算该信道状态信息的一最后噪声能量。

9.如权利要求8的噪声能量估算电路，其中该目标临界值为一预定常数。

10.如权利要求8所述的噪声能量估算电路，其中该目标临界值的求得包含有：

根据与一先前符号的多个子载波对应的多个估计噪声能量来计算与该当前符号对应的一参考噪声能量，其中该先前符号位于该当前符号之前；以及

比较该参考噪声能量以及一预定常数。

11.如权利要求10所述的噪声能量估算电路，其中该参考噪声能量依据该先前符号的该多个子载波的该多个估计噪声能量的一平均值来决定。

12.如权利要求10所述的噪声能量估算电路，其中该目标临界值为该参考临界值与该预定常数两者中的最小值。

13.如权利要求8所述的噪声能量估算电路，其中用以估算该信道状态信息的该最后噪声能量为该估计噪声能量与该目标临界值两者中的最大值。

14.如权利要求8所述的噪声能量估算电路，其中与该当前符号的该特定子载波对应的该估计噪声能量依据一无限脉冲响应平均法来求得。

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