CN101872979A - 基于傅里叶前馈双核无功补偿装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

基于傅里叶前馈双核无功补偿装置及控制方法，属于电力系统无功补偿技术领域，该装置包括变压器、旋转电容器、信号调理电路、锁相倍频电路、数字信号处理器DSP、触发系统和监控系统，本发明在电流检测时采用旋转电容滤波器，能够滤除高次谐波干扰，提高无功补偿的准确性，本发明采用的基于傅里叶前馈的无功补偿控制方法，当扰动一出现，调节器即根据扰动的性质和大小进行控制，以补偿扰动的影响，使被控参数不变或基本保持不变，做到前馈控制及时，达到完全补偿的效果。

Description

基于傅里叶前馈双核无功补偿装置及控制方法

技术领域

本发明属于电力系统无功补偿技术领域，特别涉及一种基于傅里叶前馈双核无功补偿装置及控制方法。

背景技术

电压是衡量电能质量的一个重要指标，电压质量对电网稳定运行，降低线路损耗，保证工农业安全生产，提高产品质量，降低用电损耗等都有直接影响，因此，必须对系统各节点进行监视和控制，使电压水平维持在一个正常范围内。电力系统的各节点无功功率平衡决定了该节点的电压水平，由于当今电力系统的用户中存在着大量无功功率频繁变化的设备，如：轧钢机、电弧炉、电气化铁路等，同时用户中又有大量的对系统电压稳定性有较高要求的精密设备，如：计算机，医用设备等，因此迫切需要对系统的无功功率进行补偿。

现有技术文献中，中国专利号为200810041464.1、名称为《电力无功补偿控制器》的专利中公开了一种新型的无功补偿装置，其不足之处在于运算速度过慢，无功补偿效率不高，无法实现实时监控；专利号为CN02134864.2、名称为《无功补偿控制方法及装置》的专利中，无功补偿装置采用开环控制实现无功补偿，但是这种方法在时延大、扰动大而频繁的场合中，不能做到即时控制，造成调节过程中的动态偏差，且在一次调节之后无法跟踪误差。

发明内容

为克服上述装置及方法无法实时调节动态偏差的缺陷，本发明提供一种基于傅里叶前馈双核无功补偿装置及控制方法，以达到实时监控、在一次调节之后继续跟踪误差进行无功补偿的目的。

本发明的技术方案是这样实现的：该装置包括变压器、旋转电容器、信号调理电路、锁相倍频电路、数字信号处理器DSP、触发系统、监控系统，变压器的第一输出端连接信号调理电路的第一输入端，变压器的第二输出端连接锁相倍频电路的输入端，变压器的第三输出端连接监控系统的第一输入端，旋转电容器的第一输出端连接信号调理电路的第二输入端，旋转电容器的第二输出端连接监控系统的第二输入端，信号调理电路的第一输出端连接数字信号处理器DSP的第一输入端，信号调理电路的第二输出端连接数字信号处理器DSP的第二输入端，锁相倍频电路的输出端连接数字信号处理器DSP的第三输入端，数字信号处理器DSP的输出端连接触发系统的输入端，数字信号处理器DSP的输入输出端连接监控系统的第一输入输出端；

所述的触发系统由阀基电子设备VBE、晶闸管电子板TE、TCR阀组组成，阀基电子设备VBE的输出端连接晶闸管电子板TE的输入端，晶闸管电子板TE的输出端连接TCR阀组的输入端，阀基电子设备VBE的输入端作为触发系统的输入端；

所述的监控系统包括单片机、键盘、液晶屏、工控机，单片机的第一输入端、第二输入端、第一输入输出端作为监控系统的第一输入端、第二输入端、第一输入输出端，单片机的第三输入端连接键盘的输出端，单片机的输出端连接液晶屏的输入端，单片机的第二输入输出端连接工控机的输入输出端；

信号传递如下：负荷的三相电压Ua、Ub、Uc经过变压器后转换成弱电信号，经调理电路后输入数字信号处理器DSP的A/D转换器；线电流Ia、Ib、Ic经过旋转电容器、调理电路后进入数字信号处理器DSP的A/D转换器；三相电压Ua经过锁相环倍频电路，将输入信号进行128倍频输出给数字信号处理器DSP；单片机将无功补偿额定值输入数字信号处理器DSP；数字信号处理器DSP对采集到的三相电压、电流数据进行分析，将分析结果输出给触发系统，触发系统对接收的触发脉冲进行解码，实现无功补偿；检控系统接收触发系统的状态回报信号，有故障发生时会发出报警信号；

基于傅里叶前馈双核无功补偿控制方法，包括以下步骤：

步骤1：采样三相电压u_a、u_b、u_c，三相电流i_a、i_b、i_c，采样时刻分别是u_a、u_b、u_c过零变正的时刻；

步骤2：设计控制器，具体方法如下：控制器由模糊滑块控制器(FSMC)和自适应前馈控制器组成：

$u_i\left(t\right)={\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i+{\hat{u}}_i\left(t\right)$

式中，

是自适应控制器的输出，(FSMC)_i是模糊控制器的输出；

${\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i={(K_S{D}_S+{\mathrm{\γ}}_S)}_i=h(B_{\mathrm{ei}}^{(p-1)}+{\mathrm{\λ}}_{p-1}{B}_{\mathrm{ei}}^{(p-2)}+{\mathrm{\λ}}_2{\stackrel{\·}{B}}_{\mathrm{ei}}+{\mathrm{\λ}}_1{B}_{\mathrm{ei}})$

式中，K_S、γ_S为时变参数；Ds为距离标志，

h是一个非线性函数且满足h(0)＝0，B_ei表示第i次采样计算的补偿电纳误差，

为状态空间中p-1维向量；

第i次采样，有：

$u_i\left(t\right)={\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i+{\hat{u}}_i\left(t\right)$

$={\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i+\frac{{\hat{a}}_{i0}}{2}+\underset{k=1}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{a}}_{\mathrm{ik}}\cos \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)+{\hat{b}}_{\mathrm{ik}}\sin \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right))$

式中： ${\hat{a}}_{\mathrm{ik}}={\hat{a}}_{(i-1)k}+\mathrm{\Δ}{a}_{(i-1)k}+\mathrm{\γ}{p}_{(i-1)k},(k=\mathrm{1,2},...,2N_2+1);$

${\hat{b}}_{\mathrm{ik}}={\hat{b}}_{(i-1)k}+\mathrm{\Δ}{b}_{(i-1)k}+\mathrm{\γ}{q}_{(i-1)k},(k=\mathrm{1,2},...,2N_2+1);$

Δa_(i-1)k＝a_(i-1)k+a_(i-2)k(k＝1，2，...，2N₂+1)；

Δb_(i-1)k＝b_(i-1)k+b_(i-2)k(k＝1，2，...，2N₂+1)；

$p_{\mathrm{ik}}=\frac{\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i\cos \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right);$

$q_{\mathrm{ik}}=\frac{\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i\sin \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right);$

均为控制器系数，可通过递归公式确定，其初始条件是：

a_0k＝0，b_0k＝0；γ是自适应增益且是正常数；ΔT是采样周期，k为常数，k＝0，1，…N₂，N₂对应截断频率；Δω是基本角频率；ΔT和Δω应当满足香农采样定理；

步骤3：建立傅里叶前馈无功补偿模型，计算补偿电纳：

根据傅里叶前馈控制确定补偿电纳为：

$B_r^{\mathrm{ab}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}+i_b{|}_{d{u}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}-i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}]+C(u_i\left(t\right)+d_1\left(t\right))+d_2\left(t\right)$

$B_r^{\mathrm{bc}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}+i_c{|}_{d{u}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}-i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}]+C(u_i\left(t\right)+d_1\left(t\right))+d_2\left(t\right)$

$B_r^{\mathrm{ca}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}+i_a{|}_{d{u}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}-i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}]+C(u_i\left(t\right)+d_1\left(t\right))+d_2\left(t\right)$

式中，d₁(t)、d₂(t)表示扰动误差；C为常函数；U是各相供电电压的有效值，

表示u_a过零变正时刻的A相电流，

表示u_b过零变正时刻的B相电流，

表示u_c过零变正时刻的C相电流；

步骤4：计算晶闸管触发角，投切晶闸管：

晶闸管控制的电抗器补偿电纳为：

$B_r\left(\mathrm{\α}\right)=\frac{\mathrm{\δ}-\sin \mathrm{\δ}}{\mathrm{\π}{X}_L}=\frac{2\mathrm{\π}-2\mathrm{\α}+\sin 2\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}{X}_L}$

式中，X_L为相控电抗器的电抗；a为晶闸管的触发延迟角；δ为晶闸管的导通角；B_r(α)为晶闸管控制的电抗器的补偿电纳；

当计算出系统的补偿电纳时，可根据非线性化环节计算出晶闸管的控制角，从而实现系统的无功补偿；

步骤5：计算补偿电纳误差：

补偿电纳误差可以表示为B_e(t)＝B_r(t)-B_C

式中，B_C为额定补偿电纳；B_r(t)表示根据采样电流，采样电压计算出的系统补偿电纳，即

$B_e\left(t\right)=B_e\left(\mathrm{n\ΔT}\right)$

$=\mathrm{\Δ\ω}\underset{K=0}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}{B}_e\left(\mathrm{k\Δ\ω}\right)\cos \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)+\mathrm{\Δ\ω}\underset{K=0}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}{B}_e\left(\mathrm{k\Δ\ω}\right)\sin \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)$

式中，n为常数，  n＝1，2，……，N₁；

$\mathrm{Re}{B}_e\left(\mathrm{k\Δ\ω}\right)=\frac{\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{B}_e\left(\mathrm{n\ΔT}\right)\cos \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)$

${\mathrm{ImB}}_e\left(\mathrm{k\Δ\ω}\right)\frac{\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{B}_e\left(\mathrm{n\ΔT}\right)\sin \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)$

步骤6：如果补偿电纳误差收敛为0，则结束此次补偿，如果不收敛为0，则重新采样计算补偿电纳，执行步骤1。

本发明优点：本发明在电流检测时采用旋转电容滤波器，能够滤除高次谐波干扰，提高无功补偿的准确性，本发明采用的基于傅里叶前馈的无功补偿控制方法，当扰动一出现，调节器即根据扰动的性质和大小进行控制，以补偿扰动的影响，使被控参数不变或基本保持不变，做到前馈控制及时，达到完全补偿的效果。

附图说明

图1为本发明基于傅里叶前馈双核无功补偿装置结构框图；

图2为本发明基于傅里叶前馈双核无功补偿装置变压器、信号调理电路原理图；

图3为本发明基于傅里叶前馈双核无功补偿装置旋转电容器电路原理图；

图4为本发明基于傅里叶前馈双核无功补偿装置锁相倍频电路原理图；

图5为本发明基于傅里叶前馈双核无功补偿装置触发系统信号传递示意图；

图6为本发明基于傅里叶前馈双核无功补偿装置的控制方法原理图；

图7为本发明基于傅里叶前馈双核无功补偿装置的控制方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。

图1为本发明装置结构框图，该装置包括变压器(1)、旋转电容器(2)、信号调理电路(3)、锁相倍频电路(4)、数字信号处理器DSP(5)、触发系统(6)、监控系统(7)，变压器(1)的第一输出端连接信号调理电路(3)的第一输入端，变压器(1)的第二输出端连接锁相倍频电路(4)的输入端，变压器(1)的第三输出端连接监控系统(7)的第一输入端，旋转电容器(2)的第一输出端连接信号调理电路(3)的第二输入端，旋转电容器(2)的第二输出端连接监控系统(7)的第二输入端，信号调理电路(3)的第一输出端连接数字信号处理器DSP(5)的第一输入端，信号调理电路(3)的第二输出端连接数字信号处理器DSP(5)的第二输入端，锁相倍频电路(4)的输出端连接数字信号处理器DSP(5)的第三输入端，数字信号处理器DSP(5)的输出端连接触发系统(6)的输入端，数字信号处理器DSP(5)的第一输出端连接监控系统(7)的第一输入输出端。

图2～图5为本发明电路原理图。

三相电压经变压器转换成弱电信号，其输出电压信号为-5V～+5V，而集成在DSP内部的16路A/D转换器的输入电压范围为0～3V，故需要经过由三级高性能运算放大器构成的信号调理电路，将双极性的电压信号转变为0～3V内的单极性电压信号；

图2中，变压器(1)的电路由变压器、压敏电阻组成，其中，变压器由第一变压器T1、第二变压器T2、第三变压器T3组成，压敏电阻由第一压敏电阻R1、第二压敏电阻R2、第三压敏电阻R3组成，三相电压Ua相连接第一压敏电阻R1的一端、第一变压器T1的主线圈的一端，第一压敏电阻R1的另一端连接第一变压器T1的主线圈的另一端后连接N相，Ub相电压连接第二压敏电阻R2的一端、第二变压器T2的主线圈的一端，第二压敏电阻R2的另一端连接第二变压器T2的主线圈的另一端后连接N相，Uc相电压连接第三压敏电阻R3的一端、第三变压器T3的主线圈的一端，N相(其中，N相是发电机的中性点)电压连接第三压敏电阻R3的另一端、第三变压器T3的主线圈的另一端，第一变压器T1的副线圈的一端ACVA_IN作为变压器(1)电路的第一输出端，第一变压器T2的副线圈的一端ACVB_IN作为变压器(1)电路的第二输出端，第一变压器T3的副线圈的一端ACVC_IN作为变压器(1)电路的第三输出端；

信号调理电路(3)由运算放大器、二极管、滑动变阻器、电阻、电容组成，其中，运算放大器由第一运算放大器AMP1A、第二运算放大器AMP1B、第三运算放大器AMP1C组成，二极管由第一二极管D4、第二二极管D5组成，滑动变阻器由第一滑动变阻器RA5、第二滑动变阻器RA7组成，电阻由第一电阻RA3、第二电阻RA4、第三电阻RA6、第四电阻RA8、第五电阻RA9、第六电阻RA10、第七电阻RA11、第八电阻RA12组成，电容由第一电容CA1、第二电容CA2、第三电容CA3组成，以Ua相电压为例，变压器(1)的第一输出端ACVA_IN连接第一运算放大器AMP1A的正相输入端3，第一运算放大器AMP1A的反相输入端2与第一运算放大器AMP1A的输出端1相连后连接第一电阻RA3的一端，第一运算放大器AMP1A的4端连接+12V电压，第一运算放大器AMP1A的11端连接-12V电压，第一电阻RA3的另一端连接第一滑动变阻器RA5的一端、第一电容CA1的一端、第二运算放大器AMP1B的反相输入端6，第一滑动变阻器RA5的另一端、第一电容CA1的另一端、第二运算放大器AMP1B的输出端7相连并连接第五电阻RA9的一端、第四电阻RA8的一端、第三电阻RA6的一端、第二滑动变阻器RA7的一端，第三电阻RA6的另一端接-5V电压，第二滑动变阻器RA7的另一端接地，第四电阻RA8的另一端连接第二电容CA2的一端、第七电阻RA11的一端、第五电阻RA9另的一端、第三运算放大器AMP1C的反相输入端9，第三运算放大器AMP1C的正相输入端10连接第六电阻RA10的一端，第六电阻RA10的另一端接地，第七电阻RA11的另一端、第二电容CA2的另一端、第三运算放大器AMP1C的输出端相连后连接第八电阻RA12的一端，第八电阻RA12的另一端连接第三电容CA3的一端、第一二极管D4的正极、第二二极管D5的负极、信号调理电路(3)的第一输出端ACVA，第一二极管D4的负极接电源，第二二极管D5的正极接地；其中，第一运算放大器AMP1A、第二运算放大器AMP1B、第三运算放大器AMP1C的型号均为TL084；

信号调理电路(3)的第一输出端ACVA连接数字信号处理器DSP(5)的ADCB0端，其中，数字信号处理器DSP(5)的型号为TMS320F2812；

Ub相电压、Uc相电压的电压调理电路与Ua相电压调理电路(2)相同，分别通过AVCB_IN端、ACVC_IN端连接Ub相电压调理电路和Uc相电压调理电路，经电压调理电路调理后的电压信号通过ADCB1端、ADCB2端与数字信号处理器DSP(5)相连，在此不再赘述；

旋转电容滤波器(RCF)是一种特定开关电容滤波器，抑制噪声能力很强，它由1个同步开关及1个RC积分电路组成，用以实现被测信号与开关函数相乘和积分功能，图3是利用运算放大器构成的RCF实用电路，电子开关S1和S2在方波信号控制下进行切换：当方波为高电平时，S1和S2连接到如图3所示位置，当方波为低电平时，S1和S2连接到开关的另一端，这样电路就通过电子开关周期性地变换给RC电路充电的方向，达到滤波的目的；

图3中，旋转电容器(2)的电路由运算放大器、开关、电阻、电容组成，其中，开关由第一开关S1、第二开关S2组成，电阻由第一电阻R11、第二电阻R12、第三电阻R10组成，Ia相电流连接第一电阻R11的一端，第一电阻R11的另一端连接运算放大器U11A的反相输入端2、第一开关S1的2端，第二电阻R12的一端连接运算放大器U11A的正相输入端3，第二电阻R12的另一端接地，第一开关S1的3端连接电容C15的一端、第三电阻R10的一端、第二开关S2的1端，电容C15的另一端连接第一开关S1的1端、第三电阻R10的另一端、第二开关S2的3端，第二开关S2的2端连接运算放大器U11A的输出端1，且A运算放大器U11A的输出端1作为旋转电容器(2)的输出端ACVA_IN；

旋转电容器(2)的输出端ACVA_IN连接信号调理电路(3)的输入端，信号调理电路(3)的输出端连接数字信号处理器DSP(5)的ADCA0，其他两相电流与此连接相同，不再赘述；

锁相倍频电路采用CD4046锁相环芯片，再造一个和采样信号严格同步的信号来直接控制信号的采样和转换，保证采样频率和信号基波频率的比值为固定值，实现取样频率和信号基波频率的准确跟踪，锁相环电路使输入的连续周期信号变为周期方波信号，锁相环跟踪方波信号的周期，倍频电路在基波周期内实现128倍频，产生采样窄脉冲触发采样保持电路，实现锁相同步采样，在硬件电路设计中，对于A相，如果采用C相电压作为同步信号，那么C相电压经过RC滤波电路后延迟120°，由于C相电压超前A相电压120°，这时滤波后的C相电压和A相电压相位正好相同，这样产生的电压信号相位即满足要求，高次谐波也被滤除掉了，同样道理，B相使用A相的电压信号，C相使用B相的电压信号，就能获得各相的电压同步信号；

锁相倍频电路如图4所示，包括运算放大器、光电隔离器、锁相环芯片、分频器、滑动变阻器、电阻、电容组成，其中，滑动变阻器由第一滑动变阻器R3、第二滑动变阻器R4组成，电阻由第一电阻R2、第二电阻R6、第三电阻R5、第四电阻R1、第五电阻RPLL1、第六电阻RPLL2、第七电阻RPLL3组成，电容由第一电容C1、第二电容C2、第三电容CPLL1、第四电容CPLL3、第五电容CPLL2组成，第一滑动变阻器R3的一端连接变压器的输出端ACVC_IN端，第一滑动变阻器R3的另一端连接第一电容C1的一端、第二滑动变阻器R4的一端，第二滑动变阻器R4的另一端连接第二电容C2的一端、第一电阻R2的一端，第一电容C1的另一端、第二电容C2的另一端、第二电阻R6的一端相连并接地，第一电阻R2的另一端连接运算放大器U6A的反相输入端2，第二电阻R6的另一端连接运算放大器U6A的正相输入端3，运算放大器U6A的8端接12V电压，运算放大器U6A的4端接-12V电压，运算放大器U6A的输出端1连接第三电阻R5的一端，第三电阻R5的另一端连接光电隔离器U7的输入侧的一端，光电隔离器U7的输入侧的另一端接地，光电隔离器U7的接收侧的一端连接第四电阻R1的一端、锁相环芯片U8的14脚，光电隔离器U7的接收侧的另一端接地，锁相环芯片U8的6脚连接第三电容CPLL1的一端，第三电容CPLL1的另一端连接锁相环芯片U8的7脚，第五电阻RPLL1的一端连接锁相环芯片U8的11脚，第五电阻RPLL1的另一端、锁相环芯片U8的5脚、8脚接地，锁相环芯片U8的16脚接3.3V电源，锁相环芯片U8的13脚连接第六电阻RPLL2的一端，第六电阻RPLL2的另一端连接第七电阻RPLL3的一端、锁相环芯片U8的9脚，第七电阻RPLL3的另一端连接第五电容CPLL2的一端，第五电容CPLL2的另一端接地，锁相环芯片U8的3脚连接分频器U9的4脚，分频器U9的16脚接3.3V电源，分频器U9的8脚、11脚接地，分频器U9的10脚连接第四电容CPLL3的一端、数字信号处理器DSP(5)的PLL端，第四电容CPLL3的一另端接地，其他两相电压与此连接相同；其中，运算放大器的型号为LM358AD，光电隔离器的型号为TLP521，锁相环芯片的型号为74VHC4046MTC，分频器的型号为CD4040BCSJ；

所述的触发系统(6)由阀基电子设备VBE(6-3)、晶闸管电子板TE(6-2)、TCR阀组(6-1)组成，其型号分别为ZD_PCS-9586、CJ_NR1653D、PCS-KGDB-XXX/35；

所述的监控系统包括单片机(7-1)、键盘(7-2)、液晶屏(7-3)、工控机(7-4)，其中，单片机的型号为DSPIC30F6014A，液晶屏的型号为CM24064-3；

图6～图7为本发明基于傅里叶前馈双核无功补偿控制方法的原理图和流程图，内环部分是对补偿对象即电力系统的补偿过程建立的模型，d₁表示无功补偿前，电力系统受到的干扰，主要指谐波干扰，d₂表示对电力系统补偿后，系统受到的不确定扰动，在进行一次无功补偿后，对电力系统采样，再次计算补偿电纳B_r(t)与额定补偿电纳B_c之差，判断补偿误差B_e(t)是否为0，为0则停止，否则重新进行采样(即每个采样周期计算一次补偿误差，然后补偿一次，再采样，再计算补偿误差，直到补偿误差收敛为0为止)，本实施例的控制器是由模糊滑块控制器(FSMC)和自适应前馈控制器的组合，根据补偿误差实现傅里叶前馈控制。

Claims (5)

1.一种基于傅里叶前馈双核无功补偿装置，其特征在于：该装置包括变压器、旋转电容器、信号调理电路、锁相倍频电路、数字信号处理器DSP、触发系统、监控系统，变压器的第一输出端连接信号调理电路的第一输入端，变压器的第二输出端连接锁相倍频电路的输入端，变压器的第三输出端连接监控系统的第一输入端，旋转电容器的第一输出端连接信号调理电路的第二输入端，旋转电容器的第二输出端连接监控系统的第二输入端，信号调理电路的第一输出端连接数字信号处理器DSP的第一输入端，信号调理电路的第二输出端连接数字信号处理器DSP的第二输入端，锁相倍频电路的输出端连接数字信号处理器DSP的第三输入端，数字信号处理器DSP的输出端连接触发系统的输入端，数字信号处理器DSP的输入输出端连接监控系统的第一输入输出端。

2.根据权利要求1所述的基于傅里叶前馈双核无功补偿装置，其特征在于：所述的触发系统由阀基电子设备VBE、晶闸管电子板TE、TCR阀组组成，阀基电子设备VBE的输出端连接晶闸管电子板TE的输入端，晶闸管电子板TE的输出端连接TCR阀组的输入端。

3.根据权利要求1所述的基于傅里叶前馈双核无功补偿系统，其特征在于：所述的监控系统包括单片机、工控机，单片机的第二输入输出端连接工控机的输入输出端。

4.根据权利要求1所述的基于傅里叶前馈双核无功补偿装置，其特征在于：所述的旋转式电容器由运算放大器、开关、电阻、电容组成，其中，开关由第一开关S1、第二开关S2组成，电阻由第一电阻R11、第二电阻R12、第三电阻R10组成，Ia相电流连接第一电阻R11的一端，第一电阻R11的另一端连接运算放大器U11A的反相输入端2、第一开关S1的2端，第二电阻R12的一端连接运算放大器U11A的正相输入端3，第二电阻R12的另一端接地，第一开关S1的3端连接电容C15的一端、第三电阻R10的一端、第二开关S2的1端，电容C15的另一端连接第一开关S1的1端、第三电阻R10的另一端、第二开关S2的3端，第二开关S2的2端连接运算放大器U11A的输出端1。

5.采用权利要求1所述的基于傅里叶前馈双核无功补偿装置的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：采样三相电压u_a、u_b、u_c，三相电流i_a、i_b、i_c，采样时刻分别是u_a、u_b、u_c过零变正的时刻；

步骤2：设计控制器，具体方法如下：控制器由模糊滑块控制器(FSMC)和自适应前馈控制器组成：

$u_i\left(t\right)={\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i+{\hat{u}}_i\left(t\right)$

式中，

是自适应控制器的输出；(FSMC)_i是模糊控制器的输出；

${\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i={(K_S{D}_S+{\mathrm{\γ}}_S)}_i=h(B_{\mathrm{ei}}^{(p-1)}+{\mathrm{\λ}}_{p-1}{B}_{\mathrm{ei}}^{(p-2)}+{\mathrm{\λ}}_2{\stackrel{\·}{B}}_{\mathrm{ei}}+{\mathrm{\λ}}_1{B}_{\mathrm{ei}})$

式中，Ks、γ_S为时变参数；Ds为距离标志，

h是一个非线性函数且满足h(0)＝0；B_ei表示第i次采样计算的补偿电纳误差，为状态空间中p-1维向量；

第i次采样，有：

$u_i\left(t\right)={\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i+{\hat{u}}_i\left(t\right)$

$={\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i+\frac{{\hat{a}}_{i0}}{2}+\underset{k=1}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}({\hat{a}}_{\mathrm{ik}}\cos \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)+{\hat{b}}_{\mathrm{ik}}\sin \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right))$

式中： ${\hat{a}}_{\mathrm{ik}}={\hat{a}}_{(i-1)k}+\mathrm{\Δ}{a}_{(i-1)k}+\mathrm{\γ}{p}_{(i-1)k},(k=\mathrm{1,2},...,2N_2+1);$

${\hat{b}}_{\mathrm{ik}}={\hat{b}}_{(i-1)k}+\mathrm{\Δ}{b}_{(i-1)k}+\mathrm{\γ}{q}_{(i-1)k},(k=\mathrm{1,2},...,2N_2+1);$

Δa_(i-1)k＝a_(i-1)k+a_(i-2)k(k＝1，2，...，2N₂+1)；

Δb_(i-1)k＝b_(i-1)k+b_(i-2)k(k＝1，2，...，2N₂+1)；

$p_{\mathrm{ik}}=\frac{\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i\cos \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right);$

$q_{\mathrm{ik}}=\frac{\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{FSMC}\right)}_i\sin \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right);$

均为控制器系数，可通过递归公式确定，其初始条件是：

a_0k＝0，b_0k＝0；γ是自适应增益且是正常数；ΔT是采样周期；k为常数，k＝0，1，…N₂，N₂对应截断频率；Δω是基本角频率，ΔT和Δω应当满足香农采样定理；n为常数，n＝1，2，……，N₁；

步骤3：建立傅里叶前馈无功补偿模型，计算补偿电纳：

根据傅里叶前馈控制确定补偿电纳为：

$B_r^{\mathrm{ab}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}+i_b{|}_{d{u}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}-i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}]+C(u_i\left(t\right)+d_1\left(t\right))+d_2\left(t\right)$

$B_r^{\mathrm{bc}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}+i_c{|}_{d{u}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}-i_a{|}_{{\mathrm{du}}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}]+C(u_i\left(t\right)+d_1\left(t\right))+d_2\left(t\right)$

$B_r^{\mathrm{ca}}=-\frac{1}{3\sqrt{2}U}\×[i_c{|}_{{\mathrm{du}}_c/\mathrm{dt}>0}^{u_c=0}+i_a{|}_{d{u}_a/\mathrm{dt}>0}^{u_a=0}-i_b{|}_{{\mathrm{du}}_b/\mathrm{dt}>0}^{u_b=0}]+C(u_i\left(t\right)+d_1\left(t\right))+d_2\left(t\right)$

式中，d₁(t)、d₂(t)表示扰动误差，C为常函数，U是各相供电电压的有效值，表示u_a过零变正时刻的A相电流，

表示u_b过零变正时刻的B相电流，

表示u_c过零变正时刻的C相电流；

步骤4：计算晶闸管触发角，投切晶闸管：

晶闸管控制的电抗器补偿电纳为：

$B_r\left(\mathrm{\α}\right)=\frac{\mathrm{\δ}-\sin \mathrm{\δ}}{\mathrm{\π}{X}_L}=\frac{2\mathrm{\π}-2\mathrm{\α}+\sin 2\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}{X}_L}$

式中，X_L为相控电抗器的电抗；a为晶闸管的触发延迟角；δ为晶闸管的导通角；B_r(α)为晶闸管控制的电抗器的补偿电纳；

步骤5：计算补偿电纳误差：

补偿电纳误差可以表示为B_e(t)＝B_r(t)-B_C

式中，B_C为额定补偿电纳；B_r(t)表示根据采样电流，采样电压计算出的系统补偿电纳，即

$B_e\left(t\right)=B_e\left(\mathrm{n\ΔT}\right)$

$=\mathrm{\Δ\ω}\underset{K=0}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}{B}_e\left(\mathrm{k\Δ\ω}\right)\cos \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)+\mathrm{\Δ\ω}\underset{K=0}{\overset{N2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}{B}_e\left(\mathrm{k\Δ\ω}\right)\sin \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)$

$\mathrm{Re}{B}_e\left(\mathrm{k\Δ\ω}\right)=\frac{\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{B}_e\left(\mathrm{n\ΔT}\right)\cos \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)$

${\mathrm{ImB}}_e\left(\mathrm{k\Δ\ω}\right)\frac{\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{B}_e\left(\mathrm{n\ΔT}\right)\sin \left(\mathrm{k\Δ\ωn\ΔT}\right)$

步骤6：如果补偿电纳误差收敛为0，则结束此次补偿，如果不收敛为0，则重新采样计算补偿电纳，执行步骤1。

Images