CN101872014A - 基于改进的cosgo-cfar的目标信号检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在采用连续波体制雷达工作中提出的平均顺序统计选大-恒虚警的检测方法，在平均顺序统计选大-恒虚警检测中，首先对目标检测单元左参考窗和右参考窗中的各n个参考单元按照功率进行从小到大的排序；左参考窗和右参考窗各选取前n-k阶单元功率为杂波平均功率，分别得到左参考窗和右参考窗的两个杂波平均功率；将得到的两个杂波平均功率中选其中较大作为杂波功率；然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和目标检测单元的功率进行比较得出比较结果。本发明提出的在采用连续波体制雷达工作中提出的平均顺序统计选大-恒虚警的检测方法通过距离IFFT脉压和方位FFT脉压实现二维相干积累，提高目标信噪比增益，降低了多目标检测下的杂波漏检。

Description

基于改进的COSGO-CFAR的目标信号检测方法

技术领域

本发明涉及通讯技术领域，尤其涉及一种在采用连续波体制雷达工作中提出的平均顺序统计选大-恒虚警的新的检测技术，以提高对目标的检测概率。

背景技术

目前采用的平均顺序统计-恒虚警检测中，首先对目标左右参考窗中的2n个参考单元进行从小到大排序，选取前2n-2k阶单元功率为杂波平均功率，然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和检测单元进行比较。平均顺序统计-恒虚警检测处理流程如图11所示。其缺陷在于：基于上述选取杂波功率的方法，容易忽略一些与检测目标接近的杂波功率，导致杂波边缘的检测性能不足，在多目标检测中，特别当目标间距较小时，存在目标漏检的现象。

发明内容

本发明的主要目的为提出一种在采用连续波体制雷达工作中提出的平均顺序统计选大-恒虚警的检测方法，通过距离IFFT脉压和方位FFT脉压实现二维相干积累，提高目标信噪比增益，降低了多目标检测下的杂波漏检。

本发明提出一种在采用连续波体制雷达工作中提出的平均顺序统计选大-恒虚警的检测方法，

在平均顺序统计选大-恒虚警检测中，首先对目标检测单元左参考窗和右参考窗中的各n个参考单元按照功率进行从小到大的排序；

左参考窗和右参考窗各选取前n-k阶单元功率为杂波平均功率，分别得到左参考窗和右参考窗的两个杂波平均功率；

将得到的两个杂波平均功率中选其中较大作为杂波功率；

然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和目标检测单元的功率进行比较得出比较结果。

优选地，k＜n。

优选地，在目标检测单元的左右侧各输入一个保护单元。

本发明还提出一种便携式单兵雷达的目标检测信号处理方法，接收通道回波信号，形成距离脉压，从距离脉压中截取2048点数据；

上述截取的2048点数据中形成方位脉压；

方位脉压中选取第k个多普勒单元，用上述多普勒单元数据进行如权利要求1所述的COSGO-CFAR门限计算得到门限值；

用该门限值与上述多普勒单元数据进行比较判决得到最后的检测结果。

本发明提出的在采用连续波体制雷达工作中提出的平均顺序统计选大-恒虚警的检测方法，通过距离IFFT脉压和方位FFT脉压实现二维相干积累，提高目标信噪比增益，降低了多目标检测下的杂波漏检。

附图说明

图1是解线频调脉压示意图；

图2是二维相干积累实现高信噪比示意图；

图3是三脉冲横向滤波器原理框图；

图4是恒虚警处理流程框图；

图5是CA-CFAR检测器示意图；

图6是CA-CFAR检测器性能分析；

其中a是纯噪声CA-CFAR检测，b是纯杂波CA-CFAR检测，c是单目标CA-CFAR检测，d是双目标CA-CFAR检测；

图7是CAGO-CFAR检测器示意图；

图8是CAGO-CFAR检测器性能分析；

A是纯噪声CAGO-CFAR检测，b是纯杂波CAGO-CFAR检测，c是单目标CAGO-CFAR检，d是双目标CAGO-CFAR检测；

图9是OS-CFAR检测器示意图；

图10是OS-CFAR检测器性能分析；

A是纯噪声OS-CFAR检，b是纯杂波OS-CFAR检测，c是单目标OS-CFAR检测，d是双目标OS-CFAR检测；

图11是COS-CFAR检测器示意图；

图12是COS-CFAR检测器性能分析；

a是纯噪声COS-CFAR检测，b是纯杂波COS-CFAR检测，c是单目标COS-CFAR检测，d是双目标COS-CFAR检测；

图13是COS-CFAR检测器示意图；

图14COSGO-CFAR检测器性能分析；

a是纯噪声COSGO-CFAR检测，b是纯杂波COSGO-CFAR检测，c是单目标COSGO-CFAR检测，d是双目标COSGO-CFAR检测；

图15是便携式单兵雷达的目标检测信号处理流程图。

为了使本发明的技术方案更加清楚、明了，下面将结合附图作进一步详述。

具体实施方式

便携式单兵雷达发射线性调频连续波信号，一个重复周期内发射信号表示为：

$s(\hat{t},t_m)=\mathrm{rect}\left(\frac{\hat{t}}{T_p}\right)e^{j2\mathrm{\π}(f_{c}t+\frac{1}{2}\mathrm{\γ}{\hat{t}}^2)}---(1-1)$

其中

f_c为中心频率，T_p为脉宽，γ为调频率，

为快时间，m为整数，T脉冲重复周期，t_m＝mT为慢时间。

接收过程通过解线频调方式有效降低信号采样。解线频调是用一时间固定、而频率和调频率相同的LFM信号作为参考信号，通常通过对发射信号做时间延迟得到参考信号，用它和回波作差频处理。设参考距离为R_ref，则参考信号为

$s_{\mathrm{ref}}\left(\hat{t}{,t}_m\right)=\mathrm{rect}\left(\frac{\hat{t}-2R_{\mathrm{ref}}/c}{T_p}\right)e^{j2\mathrm{\π}(f_c(t-\frac{2R_{\mathrm{ref}}}{c})+\frac{1}{2}\mathrm{\γ}{(\hat{t}-\frac{{2R}_{\mathrm{ref}}}{c})}^2)}---(1-2)$

式中T_p为参考信号的脉宽。

某点目标到雷达的距离为R_t，雷达接收到的该目标信号

为

$s_r(\hat{t},t_m)=A\·\mathrm{rect}\left(\frac{\hat{t}-2R_t/c}{T_p}\right)e^{j2\mathrm{\π}(f_c(t-\frac{{2R}_i}{c})+\frac{1}{2}\mathrm{\γ}{(\hat{t}-\frac{{2R}_i}{c})}^2)}---(1-3)$

解线频调的示意图如图1，若R_Δ＝R_t-R_ref，则其差频输出 $s_{\mathrm{if}}(\hat{t},t_m)=s_r(\hat{t},t_m)\·s_{\mathrm{ref}}^{*}(\hat{t},t_m)$ 即

$s_{\mathrm{if}}(\hat{t},t_m)=A\·\mathrm{rect}\left(\frac{\hat{t}-2R_t/c}{T_p}\right)e^{-j\frac{4\mathrm{\π}}{c}\mathrm{\γ}(\hat{t}-\frac{2R_{\mathrm{ref}}}{c})R_{\mathrm{\Δ}}}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\π}}{c}{f}_c{R}_{\mathrm{\Δ}}}{e}^{j\frac{4\mathrm{\π\γ}}{c^2}{R}_{\mathrm{\Δ}}^2}---(1-4)$

若暂将讨论限制在一个周期里(即R_Δ为常数)，则上式为频率与R_Δ成正比的单频脉冲。如果所需观测的范围为[R_ref-Δr/2，R_ref+Δr/2]，图1中画出了范围两侧边缘处的回波。为保证线性调频连续波信号的不模糊，需要对接收信号两端进行时间截取，这将使得回波信号时间带宽有所降低，其产生的影响将在下文作继续讨论。

这里再结合图1对解线频调的差频处理作一些说明，图中纵坐标均为频率，图1(a)中除参考信号外，有远、近的两个回波。参考信号与回波作其共轭相乘，即作差频处理，回波变成单频信号，且其频率与回波和参考信号的距离差成正比，因而也叫解线频调处理。由图1(b)可知

因此，在对解线频调后信号作时间截取，然后对解线频调后的信号作傅立叶变换，便可在频域得到对应的各回波的sinc状的窄脉冲，而脉冲位置与R_Δ成正比

如图1(b)的左侧所示。

由于时间带宽降低为T′_p，对应频率带宽B′＝T′_p·λ，变换到频域窄脉冲信号的分辨率为1/T′_p，利用

可得相应的距离分辨率为

线性连续波调频信号相应的时间分辨率将小于1/B′。且接收功率也存在相应的损失。

由于用解线频调作脉冲压缩的结果表现在频域里，有些书籍里又把这种方法叫“时频变换脉冲压缩”。从频率域变换到距离(相对于参考点的)，应乘以系数

应当指出，如Δr一定，则解线调频后的频率范围为

即信号最大频宽为

其中R_p为T′_p所对应的距离。因此可见，比值

越小，则信号最大频宽比原调频带宽也小得越多，可针对雷达观测场景距离测绘带宽确定采样频率和参考距离，对后续设备(特别是中放和A/D变换)可简化很多。

以上只是结合图1作定性说明，回过来看看(1-4)式，它还是比较复杂的，特别是它有三个相位项。为简化分析，由于目标一般移动相对缓慢，可设其距离(相对于参考点)R_Δ的快时间

(限于一个周期)是固定，而对慢时间t_m(跨多个周期)是移动的。上面的定性说明只是讨论一个周期里的脉压，即R_Δ为定值，因此(1-4)式中的后两个相位项在所讨论的时间里为常数，所须要注意的只是第一个相位项。该项表明变换后得到的脉冲是单频的，其值为

这与上面的定性讨论相一致，通常将这一相位项称为距离项。

R_Δ对于慢时间t_m是变化的，R_Δ的变化会使对应的距离项中的频率[即(1-4)式中的第一相位项所对应的f_i发生改变，同时也使(1-4)式中其它两个相位项的相位不再是固定的，而会发生变化。下面我们将会看到，第二相位项的相位变化使回波产生多普勒，这是正常的，而第三相位项是解线频调所独有的，称为视频残余相位(RVP)，它会使多普勒有少许改变。

将(1-4)式后两个相位项的相位单独写出：

${\mathrm{\Φ}}_d=-\frac{4\mathrm{\π}}{c}{f}_c{R}_{\mathrm{\Δ}}+\frac{4\mathrm{\π\γ}}{c^2}{R}_{\mathrm{\Δ}}^2---(1-5)$

在短的时间里，设R_Δ的变化近似是线性的(高次项可以忽略)，即R_Δ＝R_Δ0+V_rt_m，而将R_Δ和

代入(1-5)式，得

${\mathrm{\Φ}}_d=-\frac{4\mathrm{\π}}{c}{f}_c(R_{\mathrm{\Δ}0}+V_r{t}_m)+\frac{4\mathrm{\π\γ}}{c^2}(R_{\mathrm{\Δ}0}^2+2R_{\mathrm{\Δ}0}{V}_r{t}_m)---(1-6)$

由此可得多普勒

$f_d=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\Φ}}_d=\frac{{2V}_r}{c}{f}_c-\frac{4\mathrm{\γ}}{c^2}{R}_{\mathrm{\Δ}0}{V}_r=\frac{{2V}_r}{c}(f_c-B_{\mathrm{\Δ}0})---(1-7)$

式中B_Δ0＝γT_Δ0(而)，即目标相对于参考点的距离为R_Δ0时，解线调频后信号的频率。

其实，上述结果可对(1-4)式的时域信号对快时间(以参考点的时间为基准)作傅立叶变换得到：

$S_{\mathrm{if}}(f_i,t_m)=A{T}_p\sin c\left[T_p(f_i+2\frac{\mathrm{\γ}}{c}{R}_{\mathrm{\Δ}})\right]e^{-j\frac{4\mathrm{\π}}{c}{f}_c{R}_{\mathrm{\Δ}}}{e}^{j\frac{4\mathrm{\π\γ}}{c^2}{R}_{\mathrm{\Δ}}^2}---(1-8)$

因为对线性调频信号进行了Stretch处理后，回波信号的调频项就被去除了，直接进行傅里叶变换就能实现信号的脉冲压缩，压缩峰值的位置表现在距离频域值上。考虑到Stretch可认为是一个时频变换处理，回波经过距离IFFT变换之后的频域信号

表示为：

$s_{\mathrm{rM}}(\hat{t},t_m)=A^{\′}\sin c\left(\mathrm{\Δ}{f}_r(\hat{t}-\frac{2R_t}{c})\right)\exp (-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_c}{c}{R}_t)---(1-9)$

其中，Δf_r＝B′为线性调频信号的频宽，

而

仅考虑目标径向速度分量，忽略目标的加速度，那么点目标到达雷达的距离R_t可以表示为

R_t≈R₀+vt_m    (1-10)

同时考虑到目标在较短时间内没有越距离单元走动现象，将式(1-5)带入式(1-3)，可以得到

$s_{\mathrm{rM}}(\hat{t},t_m)=A\·\sin c\left({\mathrm{\Δf}}_r(\hat{t}-\frac{2R_0}{c})\right)\exp [-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_c}{c}(R_0+{\mathrm{vt}}_m)]$

$=A\·\sin c\left({\mathrm{\Δf}}_r(\hat{t}-\frac{{2R}_0}{c})\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_d{t}_m\right)\exp (-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_c}{c}{R}_0)---(1-11)$

其中，多普勒为

然后在方位维作相干积累得到方位脉冲压缩表示为：

$s_{\mathrm{rM}}(\hat{t},f)=A\·\sin c\left(\mathrm{\Δ}{f}_r(\hat{t}-\frac{2R_0}{c})\right)\sin c\left(T(f-f_d)\right)\exp (-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_c}{c}{R}_0)---(1-12)$

一般而言，通过距离脉冲压缩和方位压缩处理，信噪比增益可达到几十分贝以上，大大提高了目标检测概率和降低目标的虚警概率。二维相干积累实现目标信噪比增益提高示意如图2所示。

前面提到Stretch处理下线性调频连续波将存在一定的时间谱损失以及最终影响信号的距离脉压分辨率和处理增益损失，本节对此进行论证。

线性调频连续波雷达信号在频率域完成距离压缩。回波信号与发射信号的延迟信号混频，区别于脉冲线性调频信号，由于连续波体制的特殊性，除了参考距离的回波信号被完全去斜外，近、远距离目标回波的混频结果均分为两部分，一部分是当前回波与当前参考信号混频的低频频率，另一部是当前回波与前一周期或后一周期与参考信号混频得到的高频信号；高频信号部分通常处于接收机接收带宽之外，这相当于发射信号没有被充分利用，因此，可认为发射信号有效时宽减小为T′_p：

T′_p＝T_p-|τ-τ_ref|(1-13)

其中，τ为目标信号回波延迟，τ_ref为参考信号延迟。相应的，去调频信号的频率分辨率为：

$f_{\mathrm{res}}=\frac{1}{T_p-|\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{ref}}|}---(1-14)$

有效的发射信号带宽为B′为：

$B^{\′}=B-\frac{B}{T_p}|\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{ref}}|---(1-15)$

为保证远近距的目标回波都不模糊，需要对信号两端信号进行截断，截断距离宽度对应回波场景宽度，假设

对应场景延迟范围则

$B^{\′}=B-\frac{B}{T_p}\mathrm{\Δ\τ}---(1-16)$

连续波雷达100％的占空比意味着发射能量遍布扫频周期持续时间T_p和整个带宽B，然而调频能量集中在

的带宽内，如果认为总能量是归一化的，那么在压缩前后频域信号幅度之比为：

G_r＝B·(T_p-Δτ)(1-17)

上式即距离维处理增益，它近似等于线性调频信号的时间带宽积，大时宽带宽积意味着高处理增益，潜在的高处理增益意味可有效降低对发射信号功率的要求和检测更远的目标。由以上分析可得出结论：线性调频连续波雷达Stretch处理过程损失距离分辨率和距离压缩信噪比增益。对于线性调频连续波，距离向处理损失除了与发射信号带宽有关，还和场景延迟范围与参考信号延迟差的绝对值有关。如果发射信号带宽为B，脉冲宽度为T_p，假设测绘带宽为2Δτ·c，为保证无信号模糊，对回波两端进行时间截取，则目标信号带宽降为

可见，距离向分辨率损失随场景距离范围增大而增大。

在带宽一定的条件下，处理增益随着调频周期T_p的增加而增加。虽然回波延迟对距离分辨率的影响不可避免，但可以采取一定的措施来减弱回波延迟对距离分辨率的影响，可通过增加信号脉冲时宽减弱时间延迟的影响，但考虑到动目标检测速度不模糊，T_p得增加受系统工作要求的限制。

运动目标检测时可以使用三脉冲对消自适应调整零点的处理技术，三脉冲对消横向滤波器的原理框图见图3所示。

由于在杂波对消过程中，林木在风吹情况下的速度调制、云雨杂波的缓慢移动都会对信杂比的改善因子造成影响，根据雷达工作空域的不同有不同需求，MTI在进行自适应处理时难度较大，因此采用手动控制的方法，通过输入滤波器凹口风动补偿代码，调整滤波器凹口位置，使MTI对消器可以适应不同的情况。风动补偿代码对应的速度范围为0m/s～50m/s。由于宽窄带信号采用相同的发射机制，而宽带信号处理过程中需要相干信号，窄带信号也可以保证相干，可以简化系统复杂度。三脉冲杂波相消后，选取适当的检测窗和保护窗，进入滑窗检测器进行在距离-多普勒域进行距离向滑窗恒虚警检测，恒虚警检测流程如如图4所示。

单元平均-恒虚警(CA-CFAR)检测中，剩余杂波功率水平由参考窗中的2n个参考单元的算术平均得到，然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后进行比较。在检测单元两侧各输入一个保护单元，防止目标能量泄漏影响CA-CFAR的检测性能。其CA-CFAR检测处理流程如图5所示。

CA-CFAR检测器在杂波和噪声均匀分布假设条件下具有最优检测性能，同时具备较小的CFAR损失。但其在多目标检测中性能下降明显，特别当目标间距较小时，通常存在目标漏检，且在杂波和噪声边缘性能较差。图6为用CA-CFAR不同条件下的检测仿真结果，杂波样本单元取为24，虚警概率定位10e-6，保护单元数取为1。可见，在多目标低信噪比条件下，CA-CFAR不能满足较好的性能要求。

单元平均选大-恒虚警(CAGO-CFAR)检测中，剩余杂波功率水平分别由目标左右参考窗中的n个参考单元的算术平均得到，然后选取较大的值与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和检测单元进行比较。在检测单元两侧各输入一个保护单元，防止目标能量泄漏影响CAGO-CFAR的检测性能。其CA-CFAR检测处理流程如图7所示。

CAGO-CFAR检测器适用于杂波和噪声非均匀分布条件等复杂环境，同时具备较小的CFAR损失，在杂波和噪声边缘性能较CA-CFAR有较好的改善，在单目标检测中性能较优。但其在多目标检测中性能急剧下降，特别当目标间距较小时，通常存在目标漏检。图8为用CAGO-CFAR不同条件下的检测仿真结果，杂波样本单元取为24，虚警概率定位10e-6，保护单元数取为1。可见，在多目标低信噪比条件下，CAGO-CFAR不能满足较好的性能要求。

顺序统计-恒虚警(OS-CFAR)检测中，首先对目标左右参考窗中的2n个参考单元进行排序，选取第k阶单元功率水平为杂波平均功率水平，然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和检测单元进行比较。在检测单元两侧各输入一个保护单元，防止目标能量泄漏影响OS-CFAR的检测性能。OS-CFAR检测处理流程如图9所示。

相比单元平均类检测器，OS-CFAR检测器没有多目标相互遮掩情况，可以实现较好的实现多目标条件下的检测。OS-CFAR适用于杂波和噪声均匀分布条件，同时具备较小的CFAR损失。应用OS-CFAR过程中通常需要较大的杂波样本窗以实现优化门限估计。图10为用OS-CFAR检测仿真结果，杂波样本单元取为48，阶数K定为36，虚警概率定为10e-6，保护单元数取为1。可见，在多目标低信噪比条件下，OS-CFAR也能保持较好的检测性能。

平均顺序统计-恒虚警(COS-CFAR)检测中，首先对目标左右参考窗中的2n个参考单元进行从小到大排序，选取前2n-2k阶单元功率为杂波平均功率，然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和检测单元进行比较。在检测单元两侧各输入一个保护单元，防止目标能量泄漏影响COS-CFAR的检测性能。COS-CFAR检测处理流程如图11所示。

相比单元平均类检测器和顺序统计监测器，COS-CFAR检测器兼具CA-CFAR和OS-CFAR的优势，没有多目标相互遮掩情况，可以实现较好的实现多目标条件下的检测。COS-CFAR适用于杂波和噪声均匀分布条件，同时具备较小的CFAR损失和多目标检测的能力。应用COS-CFAR过程中通常需要较大的杂波样本窗以实现优化门限估计。图12为用COS-CFAR检测仿真结果，杂波样本单元取为24，阶数K定为16，虚警概率定为10e-6，保护单元数取为1。可见，在多目标低信噪比条件下，COS-CFAR也能保持较好的检测性能。

为进一步改进COS-CFAR检测器的性能，加入均值选大的过程进一步提升COS-CFAR在复杂杂波条件下的处理性能，特别是杂波边缘的检测性能。平均顺序统计选大-恒虚警(COSGO-CFAR)检测中，首先对目标左右参考窗中的分别2n个参考单元进行从小到大排序，选取前2n-2k阶单元功率为杂波平均功率，并选其中较大作为杂波功率，然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和检测单元进行比较。在检测单元两侧各输入一个保护单元。COSGO-CFAR检测处理流程如图13所示。

相比单元平均类检测器和顺序统计监测器，COSGO-CFAR检测器兼具适应复杂剩余杂波和多目标检测的优势，具有各类恒虚警检测器的各类优势。COSGO-CFAR适用于杂波和噪声非均匀分布等复杂环境，同时具备较小的CFAR损失和多目标检测的能力。图14为用COSGO-CFAR检测仿真结果，杂波样本单元取为24，阶数K定为8，虚警概率定为10e-6，保护单元数取为1。可见，在多目标低信噪比条件下，COSGO-CFAR也能保持较好的检测性能。

基于以上对各类CFAR检测器的性能分析和便携式单兵雷达的实际应用场合，项目中拟采用结合单元平均和顺序统计CFAR检测器的COSGO-CFAR检测器，以实现复杂剩余杂波环境下的多目标恒虚警检测。便携式单兵雷达一般发射低功率信号，且由于天线尺寸有限，接收回波信号通常有较低的信噪比，为此拟采用通过二维相干积累实现高信噪比增益，在距离-多普勒域进行恒虚警目标检测。相比传统目标检测系统而言，本系统有如下两个技术特点：

(1)通过距离IFFT脉压和方位FFT脉压实现二维相干积累，提高目标信噪比增益；

(2)使用COSGO-CFAR检测器，以满足单兵雷达多目标检测的功能，和适应复杂剩余杂波环境下工作需求，COSGO-CFAR检测器是本系统中针对目标检测的一个关键技术。

以及本发明还包括根据上述COSGO-CFAR检测方法实现的便携式单兵雷达的目标检测信号处理方法，具体流程图15所示。

该便携式单兵雷达的目标检测信号处理方法的步骤为：接收通道回波信号，形成距离脉压，从距离脉压中截取2048点数据。

上述截取的2048点数据中形成方位脉压。

方位脉压中选取第k个多普勒单元，用上述多普勒单元数据进行COSGO-CFAR门限计算，并用该门限值与上述多普勒单元数据进行比较判决得到最后的检测结果。

图13是根据本发明COSGO-CFAR检测器示意图。

平均顺序统计选大-恒虚警(COSGO-CFAR)检测中，首先对目标检测单元左参考窗和右参考窗中的各n个参考单元按照功率进行从小到大的排序，左参考窗和右参考窗各选取前n-k阶单元功率为杂波平均功率，分别得到左参考窗和右参考窗的两个杂波平均功率，并将得到的两个杂波平均功率中选其中较大作为杂波功率，然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和目标检测单元的功率进行比较得出比较结果。

其中关于k的选取，k＜n。

为了防止目标能量泄露影响COSGO-CFAR检测器的检测性能，在目标检测单元的左右侧各输入一个保护单元。

图15是根据本发明便携式单兵雷达的目标检测信号处理流程图。

该便携式单兵雷达的目标检测信号处理方法的步骤为：接收通道回波信号，形成距离脉压，从距离脉压中截取2048点数据。

上述截取的2048点数据中形成方位脉压。

方位脉压中选取第k个多普勒单元，用上述多普勒单元数据进行如实施例1所述的COSGO-CFAR门限计算，并用该门限值与上述多普勒单元数据进行比较判决得到最后的检测结果。

本发明提出的在采用连续波体制雷达工作中提出的平均顺序统计选大-恒虚警的检测方法通过距离IFFT脉压和方位FFT脉压实现二维相干积累，提高目标信噪比增益，降低了多目标检测下的杂波漏检。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接应用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (4)

1.一种在采用连续波体制雷达工作中提出的平均顺序统计选大-恒虚警的检测方法，其特征在于，

在平均顺序统计选大-恒虚警检测中，首先对目标检测单元左参考窗和右参考窗中的各n个参考单元按照功率进行从小到大的排序；

左参考窗和右参考窗各选取前n-k阶单元功率为杂波平均功率，分别得到左参考窗和右参考窗的两个杂波平均功率；

将得到的两个杂波平均功率中选其中较大作为杂波功率；

然后与归一化门限相乘后得到真实检测门限后和目标检测单元的功率进行比较得出比较结果。

2.根据权利要求1所述的检测方法，其特征在于，k＜n。

3.根据权利要求1所述的检测方法，其特征在于，在目标检测单元的左右侧各输入一个保护单元。

4.一种便携式单兵雷达的目标检测信号处理方法，其特征在于：接收通道回波信号，形成距离脉压，从距离脉压中截取2048点数据；

上述截取的2048点数据中形成方位脉压；

方位脉压中选取第k个多普勒单元，用上述多普勒单元数据进行如权利要求1所述的COSGO-CFAR门限计算得到门限值；

用该门限值与上述多普勒单元数据进行比较判决得到最后的检测结果。

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