CN101846723A - 跨导参数的量测方法 - Google Patents

Abstract

一种跨导参数的量测方法，适用于量测振荡电路的跨导，其中振荡电路包括反相器。该跨导参数的量测方法包括：浮接反相器的输入端及输出端，并量测输出端以得到反相器的偏压电压。浮接输入端，并分别提供第一电压以及第二电压至输出端，以便从输出端量测到对应于第一电压的第一电流及对应于第二电压的第二电流。第一电压与偏压电压具有相同的电压位准。根据第一电压、第二电压、第一电流及第二电流，得到反相器的输出电阻值。根据输出电阻值，得到振荡电路的跨导。本发明使用直流量测方式来量测集成电路内反相器振荡电路的跨导参数，有效减少量测时间以及降低测试成本。

Description

跨导参数的量测方法

技术领域

本发明有关于一种跨导参数的量测方法，特别有关于一种量测反相器振荡电路的跨导的方法。

背景技术

在集成电路内，反相器振荡电路是一种常见的振荡电路。参考图1A，图1A显示反相器振荡电路100。反相器振荡电路100包括反馈电阻Rf以及反相器110，其中反馈电阻Rf与反相器110皆耦接于输入端OSCI以及输出端OSCO之间。图1B显示反相器振荡电路100的详细电路，而图1C显示反相器振荡电路100的小信号等效电路。在图1B中，反相器110可被视为由P型金属氧化物半导体(Metal Oxide Semiconductor，MOS)晶体管120以及N型金属氧化物半导体晶体管130所组成，其中PMOS晶体管120耦接于供应电压VCC以及输出端OSCO之间，而NMOS晶体管130耦接于接地端GND以及输出端OSCO之间。在图1C中，电阻rdsP以及电流源gmP×Vgs表示PMOS晶体管120的小信号模型，而电阻rdsN以及电流源gmN×Vgs表示NMOS晶体管130的小信号模型。此外，PMOS晶体管120的跨导(transconductance)为gmP，而NMOS晶体管130的跨导为gmN。

图2显示反相器振荡电路的传统量测电路，用以量测反相器振荡电路210的跨导参数(又称为gm)。对反相器振荡电路而言，跨导参数会影响振荡的效能。如图2所显示，交流电压源220经由电容C1耦接于反相器振荡电路210的输入端OSCI。此外，负载电阻RL经由电容C2耦接于反相器振荡电路210的输出端OSCO。当交流电压源220提供交流输入电压Vi至反相器振荡电路210时，可在负载电阻RL上量测到对应的输出电压Vo。因此，根据下列算式(1)可求得反相器振荡电路210的跨导参数：

$\mathrm{gm}=\frac{\mathrm{Vo}/\mathrm{RL}}{\mathrm{Vi}}---\left(1\right).$

此外，反相器振荡电路210的跨导参数亦为反相器内PMOS晶体管及NMOS晶体管的跨导的总和，即gm＝gmP+gmN。

然而，使用交流量测方式来量测反相器振荡电路的跨导参数将会导致量测时间以及测试成本的增加。因此，需要一种直流量测方式来量测反相器振荡电路的跨导参数。

发明内容

本发明提供一种跨导参数的量测方法，适用于量测一振荡电路的一跨导，其中该振荡电路具有一反相器，该跨导参数的量测方法包括：浮接该反相器的一输入端以及一输出端，并量测该输出端的电压以得到该反相器的一偏压电压；浮接该输入端，并分别提供一第一电压以及一第二电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第一电压的一第一电流以及对应于该第二电压的一第二电流，其中该第一电压与该偏压电压具有相同的电压位准；根据该第一电压、该第二电压、该第一电流以及该第二电流，得到该反相器的一输出电阻值；以及根据该输出电阻值，得到该振荡电路的该跨导。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该输出电阻值是通过将该第一电压与该第二电压的电压差除以该第一电流与该第二电流的电流差而求得。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该振荡电路的该跨导为

其中Rout表示该输出电阻值。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该第二电压是根据该偏压电压以及一电压差而求得，使得该第二电压大体上趋近于该第一电压。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该第一电压、该第二电压为直流电压。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该振荡电路的该跨导为

其中gmN为该振荡电路的N型晶体管的跨导，而gmP为该振荡电路的P型晶体管的跨导。

再者，本发明提供另一种跨导参数的量测方法，适用于量测一振荡电路的一跨导，其中该振荡电路包括一反相器以及一电阻，其中该反相器具有一输入端以及一输出端，以及该电阻耦接于该输入端以及该输出端之间，该跨导参数的量测方法包括：浮接该输入端以及该输出端，并量测该输出端的电压以得到该反相器的一偏压电压；将该输出端接地，并分别提供一第一电压以及一第二电压至该输入端，以便从该输入端量测到对应于该第一电压的一第一电流以及对应于该第二电压的一第二电流；根据该第一电压、该第二电压、该第一电流以及该第二电流，得到该电阻的一电阻值；浮接该输入端，并分别提供一第三电压以及一第四电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第三电压的一第三电流以及对应于该第四电压的一第四电流；根据该第三电压、该第四电压、该第三电流以及该第四电流，得到该反相器的一第一输出电阻值；提供一第五电压至该输入端，并分别提供一第六电压以及一第七电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第六电压的一第六电流以及对应于该第七电压的一第七电流；根据该第六电压、该第七电压、该第六电流以及该第七电流，得到该反相器的一第二输出电阻值；以及根据该电阻值、该第一输出电阻值以及该第二输出电阻值，得到该振荡电路的该跨导。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该电阻值是通过将该第一电压与该第二电压的电压差除以该第一电流与该第二电流的电流差而求得。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该第一输出电阻值是通过将该第三电压与该第四电压的电压差除以该第三电流与该第四电流的电流差而求得。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该第二输出电阻值是通过将该第六电压与该第七电压的电压差除以该第六电流与该第七电流的电流差而求得。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该振荡电路的该跨导为

其中gmN为该振荡电路的N型晶体管的跨导，而gmP为该振荡电路的P型晶体管的跨导，以及Rout1为该第一输出电阻值。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该振荡电路的该跨导为

其中Rf表示该电阻值、Rout1表示该第一输出电阻值，以及Rout2表示该第二输出电阻值。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该第一电压与该偏压电压具有相同的电压位准。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该第三电压与该偏压电压具有相同的电压位准。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该第五电压、该第六电压与该偏压电压具有相同的电压位准。

本发明所述的跨导参数的量测方法，该第一电压、该第二电压为直流电压。

本发明使用直流量测方式来量测集成电路内反相器振荡电路的跨导参数，有效减少量测时间以及降低测试成本。

附图说明

图1A是显示反相器振荡电路；

图1B是显示图1A中反相器振荡电路的详细电路；

图1C是显示图1A中反相器振荡电路的小信号等效电路；

图2是显示反相器振荡电路的传统量测电路，用以量测反相器振荡电路的跨导参数；

图3根据本发明的较佳实施例，是显示量测反相器振荡电路内偏压电压的量测电路；

图4根据本发明的较佳实施例，是显示量测反相器振荡电路内反馈电阻的量测电路；

图5A根据本发明的较佳实施例，是显示量测反相器振荡电路内输出电阻值的量测电路；

图5B根据本发明的较佳实施例，是显示图5A中量测电路的小信号等效电路；

图6A根据本发明的较佳实施例，是显示量测反相器振荡电路内另一输出电阻值的量测电路；

图6B根据本发明的较佳实施例，是显示图6A中量测电路的小信号等效电路；

图7是显示根据本发明的较佳实施例所述的量测反相器振荡电路跨导的方法；

图8是显示根据本发明另一较佳实施例所述的量测反相器振荡电路跨导的方法。

具体实施方式

为让本发明的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举出较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

实施例：

图3至图6B显示根据本发明实施例所述的量测反相器振荡电路的跨导的量测电路。图3显示一种量测电路，用以量测反相器振荡电路内偏压电压的电压值。首先，将输入端OSCI以及输出端OSCO进行浮接(floating)。接着，量测输出端OSCO的电压以得到偏压电压V_bias。在图3中，由于流经反馈电阻Rf的电流I_Rf为零，因此输出端OSCO以及输入端OSCI的电压皆具有相同于偏压电压V_bias的电压值。

图4显示一种量测电路，用以量测反相器振荡电路内反馈电阻Rf的电阻值。在图4中，直流电压源410耦接于输入端OSCI，用以提供直流电压至反相器振荡电路。输出端OSCO耦接于接地端GND。首先，经由直流电压源410可提供电压V_{OSCI_1}至输入端OSCI，以便从输入端OSCI量测到对应于电压V_{OSCI_1}的电流I_{OSCI_1}，其中V_{OSCI_1}＝V_bias。接着，提供电压V_{OSCI_2}至输入端OSCI，以便从输入端OSCI量测到对应于电压V_{OSCI_2}的电流I_{OSCI_2}，其中V_{OSCI_2}＝V_bias+ΔV₁而ΔV₁为小电压(例如ΔV₁＝0.1V)，使得电压V_{OSCI_2}大体上趋近于电压V_{OSCI_1}。因此，根据下列算式(2)可求得反馈电阻Rf的电阻值：

$\mathrm{Rf}=\frac{V_{\mathrm{OSC}1\_2}-V_{\mathrm{OSCI}\_1}}{I_{\mathrm{OSCI}\_2}-I_{\mathrm{OSCI}\_1}}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_1}{I_{\mathrm{OSCI}\_2}-I_{\mathrm{OSCI}\_1}}---\left(2\right).$

图5A显示一种量测电路，用以量测反相器振荡电路的输出电阻值，而图5B显示图5A中量测电路的小信号等效电路。在图5A中，直流电压源510耦接于输出端OSCO，用以提供直流电压至反相器振荡电路。此外，输入端OSCI为浮接。首先，经由直流电压源510可提供电压V_{OSCO_1}至输出端OSCO，以便从输出端OSCO量测到对应于电压V_{OSCO_1}的电流I_{OSCO_1}，其中V_{OSCO_1}＝V_bias。接着，提供电压V_{OSCO_2}至输出端OSCO，以便从输出端OSCO量测到对应于电压V_{OSCO_2}的电流I_{OSCO_2}，其中V_{OSCO_2}＝V_bias+ΔV₂，而ΔV₂为小电压(例如ΔV₂＝0.1V)，使得电压V_{OSCO_2}大体上趋近于电压V_{OSCO_1}。因此，根据下列算式(3)可求得输出电阻Rout1的电阻值：

$\mathrm{Rout}1=\frac{V_{\mathrm{OSCO}\_2}-V_{\mathrm{OSCO}\_1}}{I_{\mathrm{OSCO}\_2}-I_{\mathrm{OSCO}\_1}}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_2}{I_{\mathrm{OSCO}\_2}-I_{\mathrm{OSCO}\_1}}---\left(3\right).$

接着，参考图5B，由于流经反馈电阻Rf的电流I_Rf为零，因此输出端OSCO以及输入端OSCI的电压具有相同的电压值，即栅极G的电压相同于漏极D的电压。因此，在电流源520中，可得到gmN×Vgs＝gmN×Vds＝gmN×Vd的关系式，其表示电流源520具有电阻特性且电阻值为其中，Vgs表示NMOS或PMOS的栅极(gate)与源极(source)的电压差，Vds表示NMOS或PMOS的漏极(drain)与源极(source)的电压差，Vd表示NMOS或PMOS的漏极(drain)与地(ground)的电压差。相似地，在电流源530中，可得到gmP×Vgs＝gmP×Vds＝gmP×Vd的关系式，其表示电流源530具有电阻特性且电阻值为

因此，如图5B所显示，输出电阻Rout1可视为电阻rdsP、电阻rdsN、电流源520以及电流源530的等效并联电阻，如下列算式(4)所表示：

$\mathrm{Rout}1=\frac{1}{\mathrm{gmN}}//\frac{1}{\mathrm{gmP}}//\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP}---\left(4\right).$

图6A显示另一种量测电路，用以量测反相器振荡电路的输出电阻值，而图6B是显示图6A中量测电路的小信号等效电路。在图6A中，直流电压源610及直流电压源620分别耦接于输入端OSCI以及输出端OSCO，并且分别提供直流电压至反相器振荡电路。首先，经由直流电压源610可提供电压V_{OSCI_3}至输入端OSCI，以及经由直流电压源620可提供电压V_{OSCO_3}至输出端OSCO，以便从输出端OSCO量测到对应于电压V_{OSCI_3}及电压V_{OSCO_3}的电流I_{OSCO_3}，其中V_{OSCI_3}＝V_{OSCO_3}＝V_bias。接着，经由直流电压源610可提供电压V_{OSCI_3}至输入端OSCI，以及经由直流电压源620可提供电压V_{OSCO_4}至输出端OSCO，以便从输出端OSCO量测到对应于电压V_{OSCI_3}及电压V_{OSCO_4}的电流I_{OSCO_4}，其中V_{OSCO_4}＝V_{OSCO_3}+ΔV₃而ΔV₃为小电压(例如ΔV₃＝0.1V)，使得电压V_{OSCO_4}大体上趋近于电压V_{OSCO_3}。再者，由于电压V_{OSCO_3}与V_{OSCO_4}的电压是来自同一电压源620的相对值，因此由电压源610及电压源620之间的电压基准误差所产生的量测误差可以被消除。因此，根据下列算式(5)可求得输出电阻Rout2的电阻值：

$\mathrm{Rout}2=\frac{V_{\mathrm{OSCO}\_4}-V_{\mathrm{OSCO}\_3}}{I_{\mathrm{OSCO}\_4}-I_{\mathrm{OSCO}\_3}}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_3}{I_{\mathrm{OSCO}\_4}-I_{\mathrm{OSCO}\_3}}---\left(5\right).$

参考图6B，由于栅极G的电压维持在固定的偏压电压V_bias，所以在小信号模型下，栅极G为接地。当栅极G以及源极S皆为接地时，电流源630以及电流源640分别为断路。因此，如图6B所显示，输出电阻Rout2可视为电阻rdsP、电阻rdsN以及反馈电阻Rf的等效并联电阻，如下列算式(6)所表示：

Rout2＝rdsN//rdsP//Rf          (6)。

如先前所描述，经由不同的量测电路可分别得到偏压电压V_bias、反馈电阻Rf、输出电阻Rout1以及输出电阻Rout2的实际值。此外，利用电阻的并联算式可推得下列算式(7)

$a//b=\frac{a\×b}{a+b}$

$==>a\×b=a(a//b)+b(a//b)$

$==>a[b-(a//b)]=b(a//b)$ (7)，

$==>a=\frac{b(a//b)}{[b-(a//b)]}$

其中a表示第一电阻，而b表示第二电阻。因此，当第一电阻a与第二电阻b并联时(即a//b)，则第一电阻a为

假设第一电阻a为电阻rdsN以及电阻rdsP的等效并联电阻(即a＝rdsN//rdsP)，而第二电阻b为反馈电阻Rf，则可根据算式(6)以及下列算式(8)而求得电阻rdsN及电阻rdsP的等效并联电阻的电阻值：

$\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP}$

$=\frac{\mathrm{Rf}\×(\mathrm{rdsN}//\mathrm{rsdP}//\mathrm{Rf})}{\mathrm{Rf}-(\mathrm{rdsN}//\mathrm{rsdP}//\mathrm{Rf})}---\left(8\right).$

$=\frac{\mathrm{Rf}\×\mathrm{Rout}2}{\mathrm{Rf}-\mathrm{Rout}2}$

接着，假设第一电阻a为电阻

以及电阻

的等效并联电阻(即

)而第二电阻b为电阻rdsN以及电阻rdsP的等效并联电阻(即b＝rdsN//rdsP)，则可根据算式(4)以及下列算式(9)而求得电阻

及电阻的等效并联电阻的电阻值：

$\frac{1}{\mathrm{gmN}}//\frac{1}{\mathrm{gmP}}$

$=\frac{(\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP})\×(\frac{1}{\mathrm{gmN}}//\frac{1}{\mathrm{gmP}}//\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP})}{(\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP})-(\frac{1}{\mathrm{gmN}}//\frac{1}{\mathrm{gmP}}//\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP})}---\left(9\right).$

$=\frac{(\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP})\×\mathrm{Rout}1}{\left(\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP}\right)-\mathrm{Rout}1}$

接着，根据算式(8)及算式(9)可推得反相器振荡电路的跨导参数gm，如下列算式(10)所表示：

$\mathrm{gm}=\mathrm{gmN}+\mathrm{gmP}$

$=\frac{1}{\frac{1}{\mathrm{gmN}}//\frac{1}{\mathrm{gmP}}}$

$=\frac{(\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP})-\mathrm{Rout}1}{(\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP})\×\mathrm{Rout}1}---\left(10\right).$

$=\frac{\frac{\mathrm{Rf}\×\mathrm{Rout}2}{\mathrm{Rf}-\mathrm{Rout}2}-\mathrm{Rout}1}{\frac{\mathrm{Rf}\×\mathrm{Rout}2}{\mathrm{Rf}-\mathrm{Rout}2}\×\mathrm{Rout}1}$

因此，将反馈电阻Rf、输出电阻Rout1、输出电阻Rout2的量测值代入上述算式(10)内，则可求得反相器振荡电路的跨导参数。

再者，重新参考图5B，当电流源520的电阻值

远小于电阻rdsN并且电流源530的电阻值

远小于电阻rdsP时，算式(4)中的输出电阻Rout1可被改写成下列算式(11)：

$\mathrm{Rout}1=\frac{1}{\mathrm{gmN}}//\frac{1}{\mathrm{gmP}}//\mathrm{rdsN}//\mathrm{rdsP}\≅\frac{1}{\mathrm{gmN}}//\frac{1}{\mathrm{gmP}}---\left(11\right).$

根据算式(11)，算式(10)可被改写成下列算式(12)：

$\mathrm{gm}=\mathrm{gmN}+\mathrm{gmP}$

$=\frac{1}{\frac{1}{\mathrm{gmN}}//\frac{1}{\mathrm{gmP}}}=\frac{1}{\mathrm{Rout}1}---\left(12\right).$

因此，在晶体管的小信号模型内，当电流源的电阻值远小于电阻的电阻值时，可将输出电阻Rout1的量测值代入上述算式(12)内，即可求得反相器振荡电路的跨导参数。由于不需要量测反馈电阻Rf以及输出电阻Rout2，因此可加快量测的速度。

图7显示根据本发明一实施例所述的量测反相器振荡电路跨导的方法。首先，在步骤S702，将反相器振荡电路的输入端OSCI以及输出端OSCO进行浮接，并量测输出端OSCO以得到反相器振荡电路内反相器的偏压电压V_bias。接着，在步骤S704，将输入端OSCI进行浮接，并分别提供电压V_{OSCO_1}以及电压V_{OSCO_2}至输出端OSCO，以便从输出端OSCO量测到对应于电压V_{OSCO_1}的电流I_{OSCO_1}以及对应于电压V_{OSCO_2}的电流I_{OSCO_2}，如图5A所显示。此外，电压V_{OSCO_1}与偏压电压V_bias具有相同的电压位准。接着，在步骤S706，可根据电压V_{OSCO_1}与电压V_{OSCO_2}的电压差以及电流I_{OSCO_1}与电流I_{OSCO_2}的电流差而得到反相器的输出电阻值。接着，在步骤S708，可根据输出电阻值而得到反相器振荡电路的跨导，如算式(12)所显示。

图8是显示根据本发明另一实施例所述的量测反相器振荡电路跨导的方法。首先，在步骤S802，将反相器振荡电路的输入端OSCI以及输出端OSCO进行浮接，并量测输出端OSCO以得到反相器振荡电路内反相器的偏压电压V_bias。接着，在步骤S804，将输出端OSCO进行接地，并分别提供电压V_{OSCI_1}以及电压V_{OSCI_2}至输入端OSCI，以便从输入端OSCI量测到对应于电压V_{OSCI_1}的电流I_{OSCI_1}以及对应于电压V_{OSCI_2}的电流I_{OSCI_2}，如图4所显示。此外，电压V_{OSCI_1}与偏压电压V_bias具有相同的电压位准。接着，在步骤S806，可根据电压V_{OSCI_1}与电压V_{OSCI_2}的电压差以及电流I_{OSCI_1}与电流I_{OSCI_2}的电流差而得到反相器振荡电路内反馈电阻Rf的电阻值。接着，在步骤S808，将输入端OSCI进行浮接，并分别提供电压V_{OSCO_1}以及电压V_{OSCO_2}至输出端OSCO，以便从输出端OSCO量测到对应于电压V_{OSCO_1}的电流I_{OSCO_1}以及对应于电压V_{OSCO_2}的电流I_{OSCO_2}，如图5A所显示。此外，电压V_{OSCO_1}与偏压电压V_bias具有相同的电压位准。接着，在步骤S810，可根据电压V_{OSCO_1}与电压V_{OSCO_2}的电压差以及电流I_{OSCO_1}与电流I_{OSCO_2}的电流差而得到反相器的第一输出电阻值。接着，在步骤S812，提供电压V_{OSCI_3}至输入端OSCI，并分别提供电压V_{OSCO_3}以及电压V_{OSCO_4}至输出端OSCO，以便从输出端OSCO量测到对应于电压V_{OSCO_3}的电流I_{OSCO_3}以及对应于电压V_{OSCO_4}的电流I_{OSCO_4}，如图6A所显示。此外，电压V_{OSCI_3}以及电压V_{OSCO_3}与偏压电压V_bias具有相同的电压位准。接着，在步骤S814，可根据电压V_{OSCO_3}与电压V_{OSCO_4}的电压差以及电流I_{OSCO_3}与电流I_{OSCO_4}的电流差而得到反相器的第二输出电阻值。接着，在步骤S816，可根据反馈电阻Rf的电阻值、第一输出电阻值以及第二输出电阻值而得到反相器振荡电路的跨导，如算式(10)所显示。

本发明使用直流量测方式来量测集成电路内反相器振荡电路的跨导参数，有效减少量测时间以及降低测试成本。

以上所述仅为本发明较佳实施例，然其并非用以限定本发明的范围，任何熟悉本项技术的人员，在不脱离本发明的精神和范围内，可在此基础上做进一步的改进和变化，因此本发明的保护范围当以本申请的权利要求书所界定的范围为准。

附图中符号的简单说明如下：

100、210：反相器振荡电路

110：反相器

120：PMO S

130：NMO S

220：交流电压源

410、510、610、620：直流电压源

520、530、630、640：电流源

C1、C2：电容

GND：接地端

I_Rf、I_{OSCI_1}～I_{OSCI_3}、I_{OSCO_1}～I_{OSCO_4}：电流

OSCI：输入端

OSCO：输出端

Rf：反馈电阻

RL：负载电阻

Rout1、Rout2：输出电阻值

VCC：供应电压

Vi：输入电压

Vo：输出电压

V_{OSCI_1}～V_{OSCI_3}、V_{OSCO_1}～V_{OSCO_4}：电压。

Claims (16)

1.一种跨导参数的量测方法，适用于量测一振荡电路的一跨导，该振荡电路具有一反相器，其特征在于，该跨导参数的量测方法包括：

浮接该反相器的一输入端以及一输出端，并量测该输出端的电压以得到该反相器的一偏压电压；

浮接该输入端，并分别提供一第一电压以及一第二电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第一电压的一第一电流以及对应于该第二电压的一第二电流，其中该第一电压与该偏压电压具有相同的电压位准；

根据该第一电压、该第二电压、该第一电流以及该第二电流，得到上述反相器的一输出电阻值；以及

根据该输出电阻值，得到该振荡电路的该跨导。

2.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该输出电阻值是通过将该第一电压与该第二电压的电压差除以该第一电流与该第二电流的电流差而求得。

3.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该振荡电路的该跨导为

其中Rout表示该输出电阻值。

4.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第二电压是根据该偏压电压以及一电压差而求得，使得该第二电压趋近于该第一电压。

5.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第一电压、该第二电压为直流电压。

6.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该振荡电路的该跨导为其中gmN为该振荡电路的N型晶体管的跨导，而gmP为该振荡电路的P型晶体管的跨导。

7.一种跨导参数的量测方法，适用于量测一振荡电路的一跨导，该振荡电路包括一反相器以及一电阻，其中该反相器具有一输入端以及一输出端，以及该电阻耦接于该输入端以及该输出端之间，其特征在于，该跨导参数的量测方法包括：

浮接该输入端以及该输出端，并量测该输出端的电压以得到该反相器的一偏压电压；

将该输出端接地，并分别提供一第一电压以及一第二电压至该输入端，以便从该输入端量测到对应于该第一电压的一第一电流以及对应于该第二电压的一第二电流；

根据该第一电压、该第二电压、该第一电流以及该第二电流，得到该电阻的电阻值；

浮接该输入端，并分别提供一第三电压以及一第四电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第三电压的一第三电流以及对应于该第四电压的一第四电流；

根据该第三电压、该第四电压、该第三电流以及该第四电流，得到该反相器的一第一输出电阻值；

提供一第五电压至该输入端，并分别提供一第六电压以及一第七电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第六电压的一第六电流以及对应于该第七电压的一第七电流；

根据该第六电压、该第七电压、该第六电流以及该第七电流，得到该反相器的一第二输出电阻值；以及

根据该电阻值、该第一输出电阻值以及该第二输出电阻值，得到该振荡电路的该跨导。

8.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该电阻值是通过将该第一电压与该第二电压的电压差除以该第一电流与该第二电流的电流差而求得。

9.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第一输出电阻值是通过将该第三电压与该第四电压的电压差除以该第三电流与该第四电流的电流差而求得。

10.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第二输出电阻值是通过将该第六电压与该第七电压的电压差除以该第六电流与该第七电流的电流差而求得。

11.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该振荡电路的该跨导为

其中gmN为该振荡电路的N型晶体管的跨导，而gmP为该振荡电路的P型晶体管的跨导，以及Rout1为该第一输出电阻值。

12.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该振荡电路的该跨导为

其中Rf表示该电阻值、Rout1表示该第一输出电阻值，以及Rout2表示该第二输出电阻值。

13.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第一电压与该偏压电压具有相同的电压位准。

14.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第三电压与该偏压电压具有相同的电压位准。

15.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第五电压、该第六电压与该偏压电压具有相同的电压位准。

16.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第一电压、该第二电压为直流电压。

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