CN101843000B

CN101843000B - 用于提高串扰估算的效率的插值方法和装置

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Publication number: CN101843000B
Application number: CN200880114250.0A
Authority: CN
Inventors: A·阿施克敏; A·J·德林德范维杰恩加尔登; G·G·T·克拉默; P·A·怀汀; M·泽维科维克
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2007-11-02
Filing date: 2008-10-29
Publication date: 2014-10-29
Anticipated expiration: 2028-10-29
Also published as: WO2009058306A1; IL205424A0; KR101099389B1; ES2686100T3; EP2215739A1; JP5504327B2; CN101843000A; US8300726B2; AU2008319316A1; JP2013102450A; KR20100061853A; AU2008319316B2; IL205424A; PL2215739T3; MX2010004538A; US20090116582A1; JP2011503967A; EP2215739B1; RU2459355C2; RU2010122046A

Abstract

公开高效地获取DSL系统以及其他可包括非同步信道的通信系统中的信道串扰估算的技术。例如，一种方法包括获取针对从一个发射机向多个接收机传输数据信号所通过的多条通信信道中的第一部分的第一组串扰估算度量，以及基于第一组串扰估算度量而插补针对该多条通信信道中的第二部分的第二组串扰估算度量。该多条通信信道中的第一部分可以为该多条通信信道中的一个子集，而该多条通信信道的第二部分为该多条通信信道中的剩余部分。每个串扰估算度量可涉及与该多条通信信道中的至少一条相关联的至少一个频段。

Description

用于提高串扰估算的效率的插值方法和装置

相关申请的交叉引用

本发明涉及相应地由序列号11/848,684(代理案号De Lind VanWijingaarden 21-10-18-7，标题为“Method and Apparatus forSelf-Tuning Precoder”)、11/897,877(Kramer 9-16-6，标题为“Determining a Channel Matrix by Measuring Interference”)以及11/897,809(Guenach 1-12-1-1-1-1-1-20-1-9，标题为“DeterminingChannel Matrices by Correlated Transmissions to Different Channels”)所标识的美国专利申请，其全部提交于2007年8月31日，其公开内容通过援引并入本文。本申请还涉及由序列号60/974,262(代理案号Ashikhmin 18-23-13-2-15-4，标题为“Methods for Optimizing PrecoderSettings Using Average SINR Reports for Groups of Tones”)所标识的美国临时专利申请，其提交于2007年9月21日，其公开内容通过援引并入本文。

技术领域

本发明总地涉及通信系统，并且更加具体地，涉及用于插补与这样的系统中的通信信道相关联的串扰估算的技术。

背景技术

众所周知，通信系统可利用多通信信道在系统的发射机和接收机之间传递信号。例如，多信道可被使用以将不同的传输数据信号彼此分开。

在多信道通信系统中可能出现的一个问题涉及各个信道之间的串扰，也被称为信道间串扰。例如，在典型的数字用户线路(DSL)系统中，每条信道可包含在物理通信链路(诸如铜双绞线)上传输的正交频分复用(OFDM)频段或离散多频(DMT)调制频段。一条用户线路上的传输可能引起其他用户线路上的干扰，其可造成系统的性能下降。更普遍地，给定的“受害者”信道可能受到来自多个“干扰者”信道的串扰，再一次导致不期望的干扰。当然，应该理解，干扰可以是相互的，即，受害者信道可以是干扰者信道，而干扰者信道可以是受害者信道。

DSL预编码器是矩阵数字滤波器，其作用于被同时传输的信号之上，以便降低或消除它们之间的串扰干扰。为了理想地施行此功能，预编码器必须采用给定线路之间的相对串扰系数的精确值。

然而，快速地提供精确的串扰估算是困难的，既是因为所需的精确度也是因为这些系数由于温度变化和其他外界因素的原因而随时间推移而改变。由于在上游和下游二者中可能有数百个需要被测量的频段，所以获取这些估算的过程在数字上可能会很密集。

存在针对高效地获取DSL系统中的信道串扰估算以及其他形式的干扰的技术的需求，所述其他形式的干扰诸如是来自共处在一起的具有与受害者线路不同步的DMT信号的线路的外界串扰。

发明内容

本发明的原理提供高效地获取DSL系统以及可包含不同步信道的其他通信系统中的信道串扰估算的技术。

例如，在本发明的一个方面，一种方法包括获取针对从一个发射机向多个接收机传输数据信号所通过的多条通信信道中的第一部分的第一组串扰估算度量，以及基于第一组串扰估算度量而插补针对该多条通信信道中的第二部分的第二组串扰估算度量。

该多条通信信道的第一部分可以是该多条通信信道的一个子集，而该多条通信信道的第二部分可以是该多条通信信道的剩余部分。

该方法可进一步包括基于该第一组串扰估算度量和第二组串扰估算度量中的至少一部分调整一组数据信号。该第一组串扰估算度量可根据接收自多个接收机的至少一部分的信号与干扰加噪声比(SINR)测量来产生。

在第一实施方式中，插补步骤可进一步包括产生插补的相位和幅度值，该插补的相位和幅度值包括第二组串扰估算度量。这些插补的相位和幅度值可根据测量的相位和幅度值产生，该测量的相位和幅度值包括第一组串扰估算度量。插补的相位值可通过曲线拟合操作产生。插补的幅度值可通过选择最接近的测量的幅度值产生。

在第二实施方式中，插补步骤可进一步包括提供有限响应滤波器、使用有限响应滤波器计算第一组串扰估算度量的值的卷积，以及基于计算出的卷积获取第二组串扰估算度量的值。

从应当联系随附的附图阅读的以下说明性实施方式的详细描述中，本发明的这些以及其他目的、特征和优点将变得明显。。

附图说明

图1说明依照本发明的一个说明性实施方式的通信系统。

图2说明依照本发明的一个说明性实施方式的用以估算串扰的插值架构。

图3说明依照本发明的一个说明性实施方式的串扰估算插值方法。

图4说明依照本发明的另一说明性实施方式的串扰估算插值方法。

具体实施方式

本发明将在下文中结合范例性通信系统以及用于补偿这样的系统中的通信信道间的串扰的相关技术进行说明。然而，应该理解，本发明不局限于与任何特定类型的通信系统或者信道串扰测量应用一起使用。所公开的技术适合与各种各样的其他通信系统以及众多替代的串扰测量应用一起使用。例如，虽然下文在基于DMT的DSL系统的环境内进行说明，但是所公开的技术能够以直截了当的方式适配于其他类型的有线或无线通信系统，包括蜂窝系统、多入多出(MIMO)系统，Wi-Fi或者WiMax系统，等。

如在此处所使用的，“信道”应当理解为通信信号通过其在发射机和接收机间发送的物理媒介。在许多情况中可以有数条这样的信道彼此紧密相邻，而这可能引起如上所述的干扰或串扰。“线路”或有线线路是通过使用缆线(诸如铜线)或者在用户之间引导信号的任何其他等效装置而构建的信道的范例。在DSL中，多个线路捆绑在一起，这导致了串扰。此外，在有线线路接入和无线接入中都用的一种发信号形式是将信道的频谱划分为被称为“频段(tone)”的窄频带。例如，在无线信道中，OFDM中的符号经由它们相应的频段发送。在DSL中经常做出类似的划分。

图1示出通信系统100，其包括发射机102，发射机102在相应的通信信道106上与多个接收机104通信。通信信道106可包括有线信道或无线信道。如图1中所示，发射机102包括处理器110T，其与存储器112T以及接口电路114T耦合。类似地，接收机104中的给定的一个包括处理器110R，其与存储器112R以及接口电路114R耦合。其他接收机104被假设为以类似的方式配置。

虽然在说明性系统100中示出单个发射机与多个接收机通信，但是众多其他配置是可能的。例如，多个发射机可以与多个接收机通信，或者单个发射机可以与单个接收机通信。在此使用的词语“发射机”和“接收机”拟被一般性地诠释，使得包括单个相应的发射机与接收机单元以及多个相应的发射机和接收机单元的组合。而且，发射机102可包括多个分立的发射单元，例如，在DSL系统中的中心局或者在蜂窝系统中的基站的情况中，可以是这样。

另外，图中所示类型的给定通信设备可具有接收机和发射机的功能二者。因而，尽管为了说明的目的，系统100的单元102和104表征为相应的发射单元和接收单元，但是其可以各自包括收发器电路并且可操作为既工作为接收机又工作为发射机。可以因此针对从单元104到单元102的传输而采用在此公开的串扰插值技术。单元102和104可包括或者被包含进通信系统的相应处理设备，诸如调制解调器、计算机或者其他通信设备。众多这样的设备是本领域技术人员所熟知的，从而在此处不进一步描述。

用于系统100中的串扰以及相关的发射机和接收机信号处理操作的性能的估算、插值以及补偿的软件程序可被存储于存储器112中并被处理器110执行。发射机102和接收机104均可以以任意组合、使用众所周知的常规排布，各自包括多个集成电路、数字信号处理器或其他类型的处理设备，以及相关的支持电路。当然，任意组合的硬件、软件或固件的众多替代排布可被用在实施发射机102和接收机104中或者其中的特定部分中。

如图中所示的系统100可被看作是代表多种不同类型的通信系统中的任意系统。例如，系统100可包括DSL系统，在DSL系统中数据使用DMT频段传输。这样的系统的常规方面是众所周知的并因此在此处不详细描述。使用DMT的DSL系统内的信道间串扰可包括，例如，远端串扰(far-end crosstalk，简称FEXT)，虽然所公开的技术更普遍地适用于各式各样的其他类型的串扰。因为DMT频段对于使用的总频谱来说通常较窄，在特定频率的影响可被建模为单个复数系数h，其表示从给定“干扰者”用户线路进入给定“受害者”用户线路的在给定频段索引处的串扰。该系数的幅度代表相应的DMT载波的大小变化，而该系数的相位代表此载波的相位上的变化。

在系统100中发射机102与接收机104通信所在的多条通信信道106之间的串扰可使用被称为预编码(也被称为预补偿)的方法进行补偿。在一种预补偿方法中，使用由接收机确定并传递到发射机的串扰度量来确定信道矩阵的系数。有效的预编码通常要求准确的信道增益和相位信息。例如，使用线性串扰模型以表征N信道，可产生N×N信道矩阵，其中矩阵的非对角线元素代表上文提到的表征信道间串扰的复数系数。预编码可通过使用线形迫零数字滤波器(或预编码器)而应用在发射机中，所述线形迫零数字滤波器(或预编码器)接收待传输的数据信号向量和上文提到的信道矩阵作为它的输入，并且从中产生经补偿的数据信号向量。

其中可以使用信道间串扰的测量的另一应用是管理系统的各个信道。例如，这样的测量可被用以确定信道之间的功率或其他资源的最佳分配或者用以提供信道比特率的稳定性。在DSL环境中，这可能涉及利用度量以改善动态频谱管理(dynamic spectrum management，简称DSM)层2功率分配或者稳定性算法，从而促进对给定线路的已声明的比特率的保持。这些以及其他资源分配应用通常要求较低准确度的估算，故而可能不需要信道相位信息。

有利地，图1中的系统100的发射机102和接收机104被配置成使得信道间串扰的估算或其他度量可以以准确和高效的方式产生。这样的串扰度量可从接收机104返回至发射机102，以用于诸如上述类型的预编码或资源分配的应用之中。该度量可包括，例如，表征串扰的脉冲响应系数。替代地，由接收机产生的度量可被返回至发射机，并在那里被进一步处理以获取脉冲响应系数。

依据说明性的实施方式，用于获取串扰估算的技术将于现在进行描述。例如，这样的串扰估算技术可被实施于图1的通信系统的发射机102中。

本发明的原理认识到，通过仅测量所有频段中的一小部分并在剩余的频段上插补串扰估算从而获取在全部频段上的串扰估算，是有利的。有利地，这能够大大缩短获取估算所需要的时间。另外，可以准备在少量频段中使用较强的测量信号，或者甚至进行完全中断频段上的信号的测量。此外，即便插补的值不足够精确，它们也可以被传给诸如自调谐预编码器之类的设备，其可以迅速改善估算。这样的自调谐预编码器的范例在以上引用的序列号为11/848,684(律师代理号De Lind Van Wijingaarden 21-10-18-7，标题为“Method and Apparatusfor Self-Tuning Precoder”)中进行了描述。最后，这样的设备可被用于确定插值所提供的串扰系数估算的准确度或效力。

即使当准确的串扰估算可用并正被使用时，插值方法也能够提高跟踪串扰系数的变化的能力。例如，在许多情况中，测量的线路具有非常近似线性地取决于频率的相位。如果是这种情况，在数个频段上的相位估算可被用于准确地推断在给定频段上的相位，使得获取相位或它的等效量所需的估算工作量能够大幅降低。然而，为了解决相位模糊(模2π)以及微小振动，具有两个以上的点可能是优选的。通过进一步举例，可以使用插值以恢复对于跟踪被丢失并且预编码性能发生劣化的频段的串扰估算。

本发明的原理可在时间以及频率上进行插补。因此，如果在一个时刻，知道具有足够准确度的某些或全部串扰系数，那么经过一段时间，串扰系数将会发生一定程度的差异。此外，在物理基础上，可以设想根据温度、湿度等的变化发生的改变是具有一定规律性或模式的。

给定以上情况，可以通过首先在频段的小的子集上准确地确定串扰系数，然后通过估算物理因子的变化而推断其余的串扰系数，并且随后作为结果确定剩余部分的变化，继而在我们最初曾具有预编码器测量的大多数频段上估算串扰系数。

本发明的插值技术还可以结合DSM层2算法使用，DSM层2算法设法基于串扰幅度来确定功率频谱。在DSM层2中，用户间的干扰由频段上的功率分配所控制，从而控制串扰程度。通常为了确定用户传输频谱，只需要知道串扰幅度。插值通过允许系统在最小程度地使用实际测量的情况下确定一对线路间的串扰幅度，从而增强了这种减轻串扰的方法。插补器提供了针对缺少的串扰幅度的估算以及误差估算，而这两者可随后被用以确定功率频谱分配。由此，系统约束条件可以被规避。另外，需要的计算复杂度要少得多。

总而言之，本发明的插值方法具有至少两个重要的特征。第一，它们具有在给定一个频段子集上的估算的情况下，估算或预料在中间的未测量频段上的串扰值的能力。第二，它们为插补值提供误差估算。这些误差估算可被用以判断是否需要额外频段上的测量。它们还可以随同插补值一起传到诸如自调谐预编码器之类的设备，以便这些设备能够继而判断应当处理哪条线路以降低串扰。这在估算的插值阶段的末尾完成。

图2说明依照本发明的一个实施方式的插值架构。如图所示，架构200包括串扰估算器202、插补器204、调整控制206、发射机208-v(“v”表示发射机关联于受害者通信信道或线路)、发射机208-d(“d”表示发射机关联于干扰者通信信道或线路)、用户端设备(CPE)210-v(“v”表示CPE关联于受害者通信信道或线路)以及用户端设备(CPE)210-d(“d”表示CPE关联于干扰者通信信道或线路)。每个CPE可包括调制解调器、计算机或其他通信设备。应该理解，尽管串扰估算器202、插补器204以及调整控制206在图中被示为与发射机208-v分离，但是这些功能部件优选地是发射机系统的一部分。实际上，发射机系统可被认为包括串扰估算器202、插补器204、调整控制206、发射机208-v以及发射机208-d。因而，为便于参考，功能部件在图中被分别示出。此外，通过举例的方式，应当理解，串扰估算器202、插补器204、调整控制206以及发射机208-v可被实施于图1的通信系统的发射机102中。CPE将对应于图1中所示的接收机(104)。然而，本发明的原理不局限于这种特定的架构，即，替代地，一个或多个串扰估算器、插补器以及调整控制实际上可与发射机分开实施。

一般地，发射机208经由相应的通信线路同时向CPE 210传输数据信号。在图2中所示的说明性场景中，来自多条线路之一(干扰者线路d)的串扰出现在该多条线路中的另一条(受害者线路v)上。然而，虽然只有一条干扰者线路被示出，但是在实践中，一条以上的线路可能造成出现在受害者线路上的串扰。串扰估算数据从CPE210-v反馈至串扰估算器202。在不采用依照本发明的插值的支持串扰补偿的传输系统中，对每一条在受害者线路上造成串扰的线路(频段)的串扰估算都进行测量。这些估算接下来被用以调整将由系统的发射机传输的随后的数据信号。此过程可在随后通过获取新的估算并进行新的调整而重复。在理论上，如果估算是精确的，那么对数据信号的调整将消除出现在受害者线路上的串扰。然而，应该理解，估算越良好，串扰的降低就越良好。

可被使用在图2的架构200中用于补偿串扰的机构的一种范例性实施方式被描述于上面提到的序列号11/848,684(代理案号De LindVan Wijingaarden 21-10-18-7，标题为“Method and Apparatus forSelf-Tuning Precoder”)之中。在其中，描述了自调谐预编码器架构，其使用基于微扰的估算以抵消在受害者线路上的来自干扰者线路的串扰。如在其中所解释的，在预编码器中的矩阵(即，预编码器矩阵)的当前状态是由用以获取矩阵滤波器的相对串扰估算的矩阵所确定的。信号与干扰加噪声比(SINR)估算是由受害者CPE在对特定干扰者线路进行微扰之前和进行微扰之后提供的。此反馈被提供给预编码器，预编码器还发出针对预编码器矩阵中的微扰的指令。这样的指令是在不仅顾及在所关注的线路v上的影响，还考虑了在其他线路上的影响下作出的。另外，可根据误差估算向预编码器发送指令以改变至新的预编码器工作点(更新预编码器矩阵)。自调谐预编码器位于发射机处，发射机在某些情况下可以在用户的中心局(CO)，而在另一些情况下在远程终端节点。应该理解，为清楚起见，预编码器未在图2中明白地示出，但是可被假设是在发射机208中。还有，可在发射机中采用其他技术(即，除更新预编码器以外的技术)，以基于获取的串扰估算来补偿串扰。

然而，如上所述并且无关于用以降低或消除串扰的补偿技术，为全部频段(线路)计算串扰估算可能是相当艰难的。有利地，本发明的原理通过仅测量该频段的一小部分并在剩余的频段上插补串扰估算从而提供在全部频段上对串扰估算的获取。这经由插补器204完成。

插补器204使用给定频段子集的串扰幅度和相位的点估算以及误差估算作为输入。这些频段中的大多数将是均匀间隔的，但是，可以提供在额外频段处的测量。这样做的一个原因是因为在频带的某些部分上的插值可能不是很有效率。第二原因是为了提供可被用以评估插值准确度的额外的准确估算的源。

如在图2中概括示出的，串扰估算的子集由串扰估算器202计算。这个估算的子集被提供给插补器204。如将在以下详细解释的(在图3和4中的实施方式的情境中)，插补器204根据它接收到的估算的子集来产生插补估算。插补的串扰估算在随后被测试。接下来，全套估算(例如，接收自估算器202的估算子集以及由插补器所插补的剩余估算)被调整控制206用以调谐与发射机关联的预编码器(例如，更新预编码器矩阵)。由于本发明的原理关注于插补的串扰估算的产生，不在此处具体讨论如何测量实际的估算的子集或者如何使用全套集合以调整数据信号。这种详情，仅作为举例的方式，可在上面提到的相应地由序列号11/848,684(代理案号De Lind Van Wijingaarden21-10-18-7，标题为“Method and Apparatus for Self-Tuning Precoder”)、11/897,877(Kramer 9-16-6，标题为“Determining a Channel Matrix byMeasuring Interference”)以及11/897,809(Guenach1-12-1-1-1-1-1-20-1-9，标题为“Determining Channel Matrices byCorrelated Transmissions to Different Channels”)所标识的美国专利申请中找到。

并且，如图2中所示，控制块206能够向插补器204提供反馈控制。例如，控制块206能够指导插补器应当使用哪种插值技术。并且，控制块206可对插补的串扰估算执行测试，据此确定质量度量(例如，以下所述的误差估算)并将其用以判断是否应该执行进一步的插值。应该理解，在图2中只描绘了各个实体间的某些通信线路，并且因此，在不改变本发明的性质的情况下可以存在额外的或替换的通信线路。

在此，我们在下文描述两种可被插补器204采用的用于插补串扰估算的说明性实施方式。

在第一实施方式中，使用可分别在相位和幅度上执行的插值方法。对于相位，可以例如在某些情况中通过使用直线，在另一些情况中通过拟合分段线性曲线或者仅使用少量参数的某种其它合适的近似，进行插补。对于串扰幅度的情况，插补的值是最接近的测量值。这些技术都对于插值具有特定的有用结果。

在执行过插值之后，确定插补的值对于将被初始化的调谐而言是否足够准确。这可以通过考察误差或者通过使用预编码以察看估算是否使得SINR提高来完成。如果发现估算不够准确，则插补器发生针对额外频段要被测量的请求。

图3解释插补器204在为整个下行频带构建串扰估算中所采用的方法300。如图所示：

步骤302：请求针对指定频段的相位与幅度的估算。

步骤304：获取剩余频段的插补值。

步骤306：如果估算足够准确，那么前进到步骤308，否则转到步骤302。

步骤308：使用估算以调整预编码器。

如果系数被用于层2频谱管理，那么采用一组类似的步骤。

在第二说明性实施方式中，使用一种包括将测量到的串扰系数的向量与平滑滤波器相卷积的方法。更具体地，提供用于估算未知串扰值的滤波方法。

设h＝(h₁，...，h_L)为在频率域中线路v(受害者)与线路d(干扰者)之间的串扰系数向量。假设系数h_l对应于频率f＝f₀+l·Δ，其中f₀和Δ为常量。让我们假设允许仅测量h的L/r个系数。参数“L”指的是频率的数量，而“r”指的是测量的系数的部分，例如，如果r＝10，则我们在十个系数中知道一个。我们的任务是重建(插补)h的缺少的系数。

依据对不同类型和长度的缆线所进行的众多测量结果，重建h的第一组系数是困难的。由于这个原因，h的第一组m个系数h₁，h₂，...，h_m通过某些合适的例如SINR反馈来准确地测量，如在上面提到的相应地由序列号11/848,684(代理案号De Lind Van Wijingaarden21-10-18-7，标题为“Method and Apparatus for Self-Tuning Precoder”)、11/897,877(Kramer 9-16-6，标题为“Determining a Channel Matrix byMeasuring Interference”)以及11/897,809(Guenach1-12-1-1-1-1-1-20-1-9，标题为“Determining Channel Matrices byCorrelated Transmissions to Different Channels”)所标识的美国专利申请中所公开的。仿真结果指出，当m的数值为20到30时，能够获取可接受的插值结果。从h_m起往后，我们假设h的每个第r个系数(其仅是子采样向量的系数)已被测量。所有其它系数将基于h进行插补。

我们建议以下方法以在给定时重建向量h。这样的方法400在图4中解释。首先，我们设计具有过渡区域[1-1/r，1]的s-抽头有限响应滤波器b＝(b₀，b₁，...，b_s)，其中归一化的频率被使用于该过渡区域(transition region)。这对应于步骤402。接下来，我们计算与b的卷积，记为这对应于步骤404。最后，我们形成向量：

\hat{h} = h_{1}, . . ., h_{m}, z_{1}, . . ., z_{r - 1}, h_{m + r}, z_{r}, . . ., z_{2 r - 2}, h_{m + 2 r}, . . .),

我们使用其作为h的近似。这对应于步骤406。

应当指出，插值的质量通常可以通过增加抽头s的数目得到改善，但是这也增加了插值过程的计算复杂性。如同图3中的方法那样，依据图4的方法所获取的插补估算可被测试并且与测量的估算一起用以调整数据信号以降低或消除串扰效应。

现在示出如何评估重建的向量的准确度。设是在足够大规模(在我们的试验中我们使用大小为2¹⁵的DFT)的离散傅立叶变换(DFT)的协助下自中获取的。向量通常在滤波器过渡区域[1-1/r，1]中具有一个或数个大峰，而它的其它值|H_j|通常具有对比于峰值而言较小的值。让我们以S表示形成峰的分量|H_i|的索引。让我们计算两个功率：

P_{1} = \underset{i &Element; S}{Σ} {| H_{i} |}^{2}

以及

P_{2} = \underset{j &Element; L - S}{Σ} {| H_{j} |}^{2} .

换句话说，P₁为的峰的总功率而P₂为的全部其他分量的功率。如果比率P₁/P₂很大，那么这是为h的可接受近似的强指示。

应该理解，本发明的插补器还可以提供误差度作为对于每个插补的串扰估算(以及对于测量的串扰估算)的质量度量。这种质量度量可以接着用作预编码中的分配功率的手段以及用于DSM层2算法(例如，还可以用于辨认不可靠区域，在不可靠区域中可以抑制预编码直到较佳的估算变得可用)。存在许多用于评估在执行插值中所犯的误差程度的众所周知的方法。仅作为示例说明，我们提及一种方法。此为，在进行插补时进行少量的额外测量，并且将这些测量的结果与插值算法所预计的值进行比较，并从而可以对其他频段的误差进行估算和推测。另一个说明性范例联系上述的滤波器方法来作出。

如本领域技术人员所熟知的，在诸如预编码和用于功率频谱分配的层2算法之类的应用中，获取足够准确的串扰估算所需的时间是一个重要的考虑因素。获取的串扰估算的准确度是另一个重要的考虑因素。

插值通过避免测量每个频段的任务并且将其降低至仅需要进行少量的测量从而减少了确定串扰系数所需的时间。插值算法继而迅速地针对剩余部分获取估算。此过程可通过交替测量过程和插值直到获取足够的准确度为止而得到进一步提高。

在插值中性能通过利用在DSL中所熟知的这样的物理关系，例如，串扰相位作为频率的线性函数，而被进一步提高。再一次，如果插值是在时间上，那么可以在基于经由存储器和/或数据库提供的较早的估算来推算当前的串扰时同样利用已知的规律性形式。

统计技术可以被采用以便获取对插值过程中的误差的最高效的估算。这些技术能够被用在待测量频段的选择(设计)中以及在用在分析结果的方法(推理)中。

此外，为了针对特定的DSL系统高效地使用预编码器，估算的相位完全在真实相位的0.1弧度之内并且估算的幅度在真实串扰幅度的1dB之内是优选的。

进一步地，本领域技术人员熟知，串扰测量关于例如哪些频段可被同时测量以及执行这些测量所需的时间方面经常是受到限制的。这样的限制通过例如在启动时延迟用户的调制解调器的初始化，妨害了算法的反应性。

其次，诸如预编码器的设备，被限定在可同时运行的线路和频段。这些可以是对线路数量的限制，或者是对可被解决的线路集合本身的的限制。

因此，具有关于可通过在一方面选择一组线路相对于另一组线路，或者在另一方面选择一组频段相对于另一组频段等等，可以获取的增益的先验知识是有利的。根据本发明，插值通过快速提供在全部频段上的串扰估算来提供此信息，使得在能够在较早阶段做出最佳选择，从而规避不必要的测量以及节约时间。对于利用串扰估算以及具有类似这样的限制的其他应用来说也是同样如此。

有利地，如在此处所描述的，本发明的原理提供了提高串扰估算效率的插值技术。如所解释的，本方法使用频段的一个小子集，在该子集上执行测量。这些被使用以获取针对DSL系统的全部频段和线路对的额外估算。本方法可以被用以在只有有限数目的满足条件的估算可用时跟踪串扰系数的变化。本方法可被用作针对预编码的策略的一部分，其使用相对少数量的初始串扰系数测量，这些初始串扰系数测量随后被用以获取整个频谱上的起始串扰系数估算。这些起始值可以接着使用自调谐预编码器或其他类似设备进行改善。

应该理解，可经由预编码器基于早期的测量和随后的早期插值的结果来进行额外的测量。因而，随后的插值操作可基于来自一个或多个以前的插值操作的结果来执行。亦即，本发明的原理提供累进的基于迭代的插值方法。

更进一步地，能够仅基于插补的估算而相对于那些被忽略的频段作出对哪些频段预编码的判断。这考虑到由预编码器的能力所施加的限制，所述能力例如是在最多不多于100个频段上预编码的能力，等等。

并且，应该理解，本发明的原理可被应用于识别哪些频段应当被选择用于更加准确的估算及预编码的任务，这不是预编码本身，而是确定哪些频段应当被预编码(假设我们了解限制条件和预编码器的能力以及粗略估算本身)。

应该进一步理解，本发明的插值技术可与由序号60/974,262(代理案号Ashikhmin 18-23-13-2-15-4，标题为“Methods for OptimizingPrecoder Settings Using Average SINR Reports for Groups of Tones”)所标识的美国临时专利申请的频段分组技术一起适用，该临时申请提交于2007年9月21日，其公开内容通过援引并入此处。

尽管在此参考随附的附图描述了本发明的说明性实施方式，但是应当理解，本发明不限定于那些确切的实施方式，并且在不背离本发明的范围或精髓的情况下本领域的技术人员可以做出各种其他变化和改进。

Claims

1.一种用于插补串扰估算的方法，包括：

获取针对从发射机向多个接收机传输数据信号所通过的多条通信信道中的第一部分的第一组串扰估算度量；以及

基于所述第一组串扰估算度量来插补针对所述多条通信信道中的第二部分的第二组串扰估算度量，

其中针对所述多条通信信道中的给定一条的串扰估算度量用于度量由所述多条通信信道中的所述给定一条对所述多条通信信道中的至少另一条所造成的串扰；

其中所述方法进一步包括：基于所述第一组串扰估算度量和第二组串扰估算度量中的至少一部分，调整一组数据信号；并且

其中所述插补步骤进一步包括：根据测量的相位和幅度值产生插补的相位和幅度值，所述插补的相位和幅度值包括所述第二组串扰估算度量，所述测量的相位和幅度值包括所述第一组串扰估算度量。

2.根据权利要求1所述的方法，其中每个串扰估算度量涉及与所述多条通信信道中的至少一条相关联的至少一个频段。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述插补步骤进一步包括：

提供有限响应滤波器；

使用所述有限响应滤波器计算所述第一组串扰估算度量的值的卷积；以及

基于计算出的卷积，获取所述第二组串扰估算度量的值。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述插补步骤考虑一个或多个物理因素随时间推移的变化。

5.根据权利要求1所述的方法，进一步包括步骤：经由预编码器基于一个或多个早期的测量以及一个或多个随后的早期插值的结果来获取一个或多个额外测量。

6.根据权利要求1所述的方法，进一步包括步骤：基于插补的第二组串扰估算度量来判断预编码哪些频段。

7.根据权利要求1所述的方法，进一步包括步骤：

确定与插补的第二组串扰估算度量相关联的质量度量；以及

使用所述质量度量来判断是否获取额外的串扰估算度量。

8.一种用于插补串扰估算的装置，包括：

发射机系统，其被配置为：获取针对从所述发射机系统向多个接收机传输数据信号所通过的多条通信信道中的第一部分的第一组串扰估算度量；以及基于所述第一组串扰估算度量来插补针对所述多条通信信道中的第二部分的第二组串扰估算度量，

其中所述发射机系统进一步配置为：基于所述第一组串扰估算度量和第二组串扰估算度量中的至少一部分，调整一组数据信号，以及根据测量的相位和幅度值产生插补的相位和幅度值，所述插补的相位和幅度值包括所述第二组串扰估算度量，所述测量的相位和幅度值包括所述第一组串扰估算度量。