CN101764636A - 块空时分组编码的dft-s-ofdm传输方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM传输方法，在发送端，将第k及第k+1时刻的DFT预处理信号矢量{_Zk，Z_k+1}同时送入块空时分组编码器以矢量形式进行空时二维分组编码处理，并在k时刻输出两个码字矢量{Z_k，Z_k+1}，在k+1时刻输出另两个码字矢量{-Z_k+1 ^*Z_k ^*}；将k时刻得到的码字矢量Z_k和k+1时刻得到的码字矢量-Z_k+1 ^*通过第一发射通路进行子信道映射、IFFT运算、插入循环前缀和发射处理；将k时刻得到的码字矢量Z_k+1和k+1时刻得到的码字矢量Z_k ^*通过第二发射通路进行子信道映射、IFFT运算、插入循环前缀和发射处理。本发明还公开了基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM的发射机和接收机。利用本发明，能够在充分利用多天线系统提供的发射分集增益的同时，保证DFT-S-OFDM系统的低峰均比特性。

Description

块空时分组编码的DFT-S-OFDM传输方法和装置

技术领域

本发明涉及单载波FDMA传输技术，特别涉及一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM的传输方法和装置。

背景技术

在LTE宽带移动通信系统中，3GPP确定上行链路采用基于DFT-S-OFDM的单载波FDMA传输方案，与OFDM传输方案相比，DFT-S-OFDM传输方案具有低峰均比及在频域保持用户正交的特性。但最近研究表明：基于单天线的DFT-S-OFDM传输方案不能利用多天线提供空间发射分集增益来提高链路传输的可靠性，也不能利用多天线提供空间复用增益来提高链路的传输容量。因此在3GPP最近启动LTE-Adv研究计划中，众多公司希望在LTE-adv系统上行链路采用多天线发射技术。

目前，存在两种基于多天线的DFT-S-OFDM传输方案。一种是基于空频分组编码(SFBC)的DFT-S-OFDM传输方案，另一种是基于空时分组编码(STBC)的DFT-S-OFDM传输方案。下面简单介绍这两种多天线DFT-S-OFDM传输方案。

图1为基于两发射天线的SFBC-DFT-S-OFDM系统发射机及接收机框图。在发射机中，调制器输出复符号序列以长度L为单位进行分组，分组长度L与系统分配给用户的子信道(子载波)数目相同，第k个调制符号分组记为x_k＝[x_k，1，x_k，2，x_k，3，x_k，4，...，x_k，L]^T，第k个调制符号分组通过L点DFT预处理后表示为X_k＝[X_k，1，X_k，2，X_k，3，X_k，4，...，X_k，L]^T，X_k送入空频分组编码器(SFBC)进行空频二维编码，空频分组编码器输出码字矢量记为

及

将码字矢量X_k ⁽¹⁾映射到第1发射通路的L个连续子信道传输，将码字矢量X_k ⁽²⁾映射到第2发射通路的L个连续子信道传输，且两个通道使用的L个子信道相同。

在接收机中，来自天线的射频信号经射频及中频单元处理，经采样后形成数字基带信号，数字基带信号首先移除循环前缀，然后进行W点FFT变换处理，随后接收机在系统分配的L个子信道接收信号，并在频域进行合并与均衡处理，最后通过L点IDFT运算将信号转换为时域，并通过逐符号最大似然检测获得发射复符号序列的估计值。

与单天线DFT-S-OFDM系统相比，基于SFBC编码的DFT-S-OFDM系统优点为，接收机线以线性运算复杂度获得满发射分集增益，而基于SFBC编码的DFT-S-OFDM系统存在问题是，在发射机进行空频分组编码时，依据X_k构造的两个空频码字矢量X_k ⁽¹⁾及X_k ⁽²⁾中，码字矢量X_k ⁽²⁾与输入矢量X_k存在显著差异，破坏了原信号X_k的低峰均比特性。

图2为基于两发射天线的STBC-DFT-S-OFDM系统发射机及接收机框图。在发射机中，调制器输出复符号序列以长度L为单位进行分组，分组长度N与系统分配给用户子信道(子载波)数目相同，第k个调制符号分组表示为x_k＝[x_k，1，x_k，2，x_k，3，x_k，4，...，x_k，L]^T，第k个调制符号分组通过L点DFT预处理后表示为X_k＝[X_k，1，X_k，2，X_k，3，X_k，4，...，X_k，L]^T，DFT预处理后信号X_k送入空时分组编码器(STBC)进行空时二维分组编码。在空时分组编码器中，编码以两个连续的符号{X_k，i，X_k，i+1}为单位进行，具体地，两个连续符号X_k，1和X_k，2按照以下方式进行，在时刻k输出编码符号X_k，1和X_k，2，在时刻k+1输出编码符号-X_k，2 ^*和X_k，1 ^*，并将X_k，1和-X_k，2 ^*输出到一条发射通路，将X_k，2和X_k，1 ^*输出到另一条发射通路上。其他符号组也采用类似方法进行空时分组编码。所有编码输出进一步构成空时分组编码的码字矢量，如图2所示，在第k时刻第1及第2个发射通路输出码字矢量分别记为

及

在第k+1时刻第1及第2发射天线输出码字矢量记为

及

最后将第k及第k+1时刻输出码字矢量映射到系统分配的L个连续子信道传输。

在接收机中，STBC-DFT-S-OFDM接收机工作原理与SFBC-DFT-S-OFDM接收机基本相同，差异仅在于合并处理方式的不同。因此不再赘述。

与单天线DFT-S-OFDM系统相比，基于空时分组编码的DFT-S-OFDM系统也可以以线性运算复杂度获得满发射分集增益，但是，根据X_k＝[X_k，1，X_k，2，X_k，3，X_k，4，...，X_k，L]^T构造得到的空时码字矢量

及

破坏原X_k信号的频域特性，因此也将改变信号时域峰均比特性。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM传输方法和装置，该传输方案能够在充分利用多天线系统提供发射分集增益的同时，保持传输方案具有DFT-S-OFDM系统的低峰均比特性。

为实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：

一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM的发送方法，包括：

将离散傅立叶变换DFT在两个相邻时刻k及k+1输出的信号矢量{Z_k，Z_k+1}同时送入块空时分组编码，且以信号矢量为单位进行块空时分组编码，在所述相邻两个时刻的前一时刻k输出两个码字矢量{Z_k，Z_k+1}，在所述相邻两个时刻的后一时刻k+1输出另两个码字矢量{-Z_k+1 ^*，Z_k ^*}；

将块空时分组编码输出的码字矢量Z_k和-Z_k+1 ^*送入第一发射通路并进行子信道映射、逆快速傅立叶变换IFFT、插入循环前缀、中频及射频发射处理；将块空时分编码输出的码字矢量Z_k+1和Z_k ^*送入第二发射通路并进行子信道映射、逆快速傅立叶变换IFFT、插入循环前缀、中频与射频发射处理。

一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM发射机，包括：调制器、DFT预处理器、块空时分组编码器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT处理器、第二IFFT处理器、第一循环前缀插入器、第二循环前缀插入器、第一中频与射频处理器、第二中频与射频处理器、第一发射天线和第二发射天线，

所述DFT预处理器，用于将在两个相邻时刻k及k+1产生的信号矢量{Z_k，Z_k+1}同时送入所述块空时分组编码器；

所述块空时分组编码器，用于接收所述DFT预处理器的信号矢量{Z_k，Z_k+1}，且以信号矢量为单位进行块空时分组编码，在所述相邻两个时刻的前一时刻k输出两个码字矢量{Z_k，Z_k+1}，在所述相邻两个时刻的后一时刻k+1输出另两个码字矢量{-Z_k+1 ^*，Z_k ^*}；其中，将码字矢量Z_k和-Z_k+1 ^*输出给所述第一映射器，将码字矢量Z_k+1和Z_k ^*输出给所述第二映射器。

一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM接收方法，包括：

来自每根接收天线的射频信号经射频、中频处理、采样、循环前缀移除、快速傅立叶变换FFT和解映射，得到两个接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和Y_k+1 ⁽ⁿ⁾，n＝1，2，...，N，N为接收天线总数；对每根接收天线，将k时刻接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和k+1时刻接收信号矢量Y_k+1 ⁽ⁿ⁾的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号

将所有接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号 $\left[\begin{array}{c}{Y^{\′}}_1\\ \·\·\·\\ {Y^{\′}}_n\\ \·\·\·\\ {Y^{\′}}_N\end{array}\right];$

根据每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应构造等效信道矩阵

其中，

H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))，H_m，n(j)代表第m个发射天线到第n个接收天线的第l个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内的信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内码字矢量的第j个分量，j＝1，...，L，L为发射信号DFT变换的点数；

计算所述等效信道矩阵的共轭转置与所述总的修正接收信号之积，将乘积结果作为等效接收信号

利用

计算发射端信号矢量Z_k和Z_k+1的估计值，其中，α(j)＝(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²+...+|H_1，n(j)|²+|H_2，n(j)|²+...+|H_1，N(j)|²+|H_2，N(j)|²)，

及

分别为及

的第j个分量，

和

分别为的前N个分量和后N个分量所构成的信号矢量；

对所述发射端信号矢量Z_k和Z_k+1的估计值进行逆傅立叶变换IDFT，再进行检测得到发射符号的估计值。

较佳地，当接收天线为1根时，

总的修正接收信号为

等效矩阵为

计算发射端信号矢量估计值的方式为：利用j＝1，...，L计算发射端信号矢量的估计值。

较佳地，当接收天线为2根时，

总的修正接收信号为等效矩阵为

计算发射端信号矢量估计值的方式为：利用

j＝1，...，L计算发射端信号矢量的估计值，其中，α(j)＝(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²+|H_1，2(j)|²+|H_2，2(j)|²)。

一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM接收机，包括：与N根接收天线一一对应的N个接收器、N个循环前缀移除器、N个FFT处理器、N个解映射器、合并处理器、均衡器、IDFT处理器和解调器；

任一接收器，用于接收发送端发送的信号，并进行射频、中频以及采样处理后输出给与其相连的循环前缀移除器；

任一循环前缀移除器，用于从接收的信号中移除循环前缀，并输出给与其相连的FFT处理器；

任一FFT处理器，用于对接收的信号进行FFT处理，并输出给与其相连的解映射器；

任一解映射器，用于对接收的信号按照与发送端相应的方式进行解映射，得到两个接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和Y_k+1 ⁽ⁿ⁾，n为本解映射器对应的接收天线编号；

所述合并处理器，针对每根接收天线，将k时刻的接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和k+1时刻对接收信号矢量Y_k+1 ⁽ⁿ⁾的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号

将所有接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号

根据每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应构造等效信道矩阵

并输出给与其相连的均衡器，其中，

H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))，H_m，n(j)代表第m个发射天线到第n个接收天线的第l个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内编码输出码字的子信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内编码输出码字的第j个分量，j＝1，...，L，L为发射信号时DFT变换的点数；计算所述等效信道矩阵的共轭转置与所述总的修正接收信号之积，将乘积结果作为等效接收信号并输出给与其相连的均衡器；

所述均衡器，接收等效接收信号和等效信道矩阵H，利用

计算发射端信号矢量的估计值，并输出给与其相连的IDFT处理器，其中，

α(j)＝(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²+...+|H_1，n(j)|²+|H_2，n(j)|²+...+|H_1，N(j)|²+|H_2，N(j)|²)，

及

分别为

及的第j个分量，

和

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

所述IDFT处理器，用于对接收的信号进行逆离散傅立叶变换IDFT，并将变换结果输出给与其相连的解调器；

所述解调器，用于对接收信号进行解调得到发射符号的估计值。

由上述技术方案可见，本发明中，在发送端，将经过DFT预处理得到的第k和k+1时刻的信号矢量{Z_k，Z_k+1}同时送入块空时分组编码器进行空时二维编码，具体而言，在时刻k得到两个码字矢量{Z_k，Z_k+1}，在时刻k+1得到另两个码字矢量{-Z_k+1 ^*，Z_k ^*}，将时刻k得到的码字矢量Z_k和时刻k+1得到的码字矢量-Z_k+1 ^*送入第一发射通路，并经子信道映射、IFFT运算、插入循环前缀和发射处理；将时刻k得到的码字矢量Z_k+1和时刻k+1得到的码字矢量Z_k ^*送入第二发射通路，并经过子信道映射、IFFT运算、插入循环前缀和发射处理。以此方式，一个方面通过块空时分组编码使得信号在两个发射通路上进行传输，从而获得空间发射分集增益；另一方面，块空时分组编码以矢量形式进行空时二维编码，避免编码码字矢量频域特性的改变，从而保证块空时分组编码的DFT-S-OFDM系统具有低峰均比特性。

在接收端，接收机在每个传输通路的k及k+1时刻接收信号并进行信道估计，并按照发送端空时分组编码的方式，利用接收信号与各个子信道的信道估计构造总的修正接收信号和系统等效信道矩阵，再利用该总的修正接收信号和系统等效信道矩阵计算等效接收信号，并计算预处理信号的估计值，对该估计值进行IDFT处理后得到发射符号的估计值，完成信号检测。

附图说明

图1为基于两发射天线的SFBC-DFT-S-OFDM系统的发射机及接收机框图。

图2为基于两发射天线的STBC-DFT-S-OFDM系统发射机及接收机框图。

图3为本发明提供的BST-DFT-S-OFDM发射机具体结构示意图。

图4为本发明提供的BST-DFT-S-OFDM接收机具体结构示意图。

图5为QPSK调制方式下单天线DFT-S-OFDM、单天线OFDM、STBC-DFT-S-OFDM、SFBC-DFT-S-OFDM及本发明BST-DFT-S-OFDM系统的峰均比性能比较示意图。

图6为16QAM调制方式下单天线DFT-S-OFDM、单天线OFDM、STBCDFT-S-OFDM、SFBC DFT-S-OFDM及本发明BST-DFT-S-OFDM系统的峰均比性能比较示意图。

图7为两发射天线单接收天线SFBC-DFT-S-OFDM、STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系统在低速TU信道环境下的比特差错性能比较示意图。

图8为两发射天线两接收天线SFBC-DFT-S-OFDM、STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系统低速TU信道环境下的比特差错性能比较示意图。

图9为两发射天线四接收天线SFBC-DFT-S-OFDM、STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系统低速TU信道环境下的比特差错性能比较示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术手段和优点更加清楚明白，以下结合附图对本发明做进一步详细说明。

本发明的基本思想是：在发送端对DFT预处理后信号进行块空时分组编码时，不同于传统空时分组编码，本发明以矢量形式对DFT预处理后信号矢量在空时二维进行编码，并保持编码后码字矢量的低峰均比特性，以下将上述分组编码方式称为块空时分组编码(BST)，本发明提供的系统称为BST-DFT-S-OFDM。

图3为本发明中BST-DFT-S-OFDM发射机的具体结构图。如图3所示，该发射机包括：调制器、DFT预处理器、块空时分组编码器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT处理器、第二IFFT处理器、第一循环前缀插入器、第二循环前缀插入器、第一中频与射频处理器、第二中频与射频处理器、第一发射天线和第二发射天线。本发明的两发射天线的DFT-S-OFDM发送方法可以在图3所示的发射机中实施。下面就具体介绍利用该发射机的发送具体流程。

首先，信源输出的比特信息送入信道编码器进行信道编码，信道编码输出送入调制器进行符号调制，调制器输出的复符号以长度L为单位进行分组，分组长度L与系统分配给用户子信道(子载波)数目相同，第k个调制符号分组记为z_k≡[z_k，1，z_k，2，...，z_k，i，...，z_k，L]^T，其中，z_k，i代表第k个调制符号分组中第i个调制符号，z_k经L点DFT预处理后输出信号矢量记为Z_k≡[Z_k，1，Z_k，2，...，Z_k，j，...，Z_k，L]^T，Z_k与z_k为离散傅里叶变换关系：

$Z_{k,j}=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k,i}\·e^{-j2\mathrm{\π}\·\frac{(i-1)\·(j-1)}{L}},j=1,...,L---\left(1\right)$

第k及k+1时刻DFT预处理后的信号矢量{Z_k，Z_k+1}同时进入块空时分组编码器进行空时二维的编码处理。

不同于基于STBC-DFT-S-OFDM所采用的空时分组编码，本发明在块空时分组编码时以信号矢量为单位进行。具体地，将两个信号矢量Z_k和Z_k+1作为一组进行编码，在k时刻得到两个码字矢量Z_k和Z_k+1，在k+1时刻得到另两个码字矢量-Z_k+1 ^*和Z_k ^*。在第k时刻，将码字矢量{Z_k，Z_k+1}中的第一码字矢量Z_k送入第1个发射通路传输，将第二码字矢量Z_k+1送入第2个发射通路传输；在第k+1时刻，将码字矢量{-Z_k+1 ^*，Z_k ^*}中的第一码字矢量-Z_k+1 ^*送入第1个发射通路传输，将第二码字矢量Z_k ^*送入第2个发射通路传输，以上过程参见图3所示。

在频率域内，对信号的共轭运算可等效为相应时域信号在时域的循环移位运算，因此对频域信号进行共轭运算不改变信号的时域峰均比特性；此外，在频率域内，对频域信号进行取负号运算也不会改变时域信号的峰均比特性，可见，依照本发明中块分组编码方式，输出码字矢量{Z_k，Z_k+1，-Z_k+1 ^*，Z_k ^*}与编码输入信号矢量{Z_k，Z_k+1}在时间域具有相同峰均比特性。

将块空时分组编码后的码字矢量送入发射通路后按照以下方式处理：

块空时编码后的码字矢量通过信道映射器映射到系统分配的L个连续子信道传输，映射器输入与输出关系表示为：

X_k，l＝Z_k，j，l＝f(j)，j＝1，...，L    (2)

其中，f(·)代表映射函数，(2)表明信号Z_k，j映射到第{l|l＝f(j)，j＝1，...，L}个子信道传输。将第1发射通路第k及k+1时刻映射后信号X_k及-X_k+1 ^*、第2发射通路第k及k+1时刻映射后信号X_k+1及X_k ^*依次送入IFFT处理器、循环前缀插入器及中频与射频处理器，最后分别送入两个天线发射。

上述即为本发明中BST-DFT-S-OFDM发射机的具体构成以及具体的信号发送方式。

接下来，对本发明提供的针对上述发送信号进行的接收检测过程以及接收机进行详细描述。

图4为本发明提供的BST-DFT-S-OFDM接收机的具体结构示意图。如图4所示，该接收机包括：N个接收器、N个循环前缀移除器、FFT处理器、N个解映射器、合并处理器、均衡器、IDFT处理器和解调器。其中，N代表接收天线数目。本发明的两发射天线的DFT-S-OFDM接收方法可以在图4所示的接收机中实施。下面就具体介绍利用该接收机进行信号接收检测的具体流程。

由图4可见，接收机中合并处理器前存在N个接收通路，每个接收通路对应一根接收天线。在进行信号接收处理时，每个接收通路的处理方式相同，这里以其中一个接收通路为例进行介绍。

具体地，接收器在第k及k+1时刻接收来自天线的射频信号，并经射频、中频处理后进行采样得到数字基带信号，再利用循环前缀移除器对数字基带信号移除循环前缀，然后通过FFT处理器进行W点的FFT变换处理，最后由解映射器提取L个子信道的接收信号，其中，解映射方式与发射端的映射方式相对应。设第n个接收通路第k及第k+1时刻解映射器输出信号矢量表示为[Y_k ⁽ⁿ⁾，Y_k+1 ⁽ⁿ⁾]^T，其中，

Y_k，j ⁽ⁿ⁾代表第n个接收通路第k时刻第l个子信道接收到的信号。

如上即得到各个接收通路的传输信号，将这些传输信号送入合并处理器中。接下来，利用合并处理器和均衡器对各个子信道传输信号进行合并处理和均衡，得到预处理信号矢量Z_k和Z_k+1的估计值，然后在IDFT处理器中对所述估计值进行L点的IDFT运算得到

和

最后，在解调器中分别对矢量

和矢量

的每分量进行最大似然检测可得到发射符号z_k和z_k+1的估计

和

如果发射机在调制器前使用信道编码器，则在接收端依据和可获得发射符号的软判决信息，软判决信息进一步送入信道译码器后可得到发射比特序列的估计值。

下面推导合并处理器和均衡器的工作原理。

考虑单个接收天线情况，此时n取值为1，则Y_k，j ⁽¹⁾及Y_k+1，j ⁽¹⁾表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{Y}_{k,j}^{\left(1\right)}=H_{\mathrm{1,1}}\left(j\right)Z_{k,j}+H_{\mathrm{2,1}}\left(j\right)Z_{k+1,j}+N_{k,j}^{\left(1\right)}\\ Y_{k+1,j}^{\left(1\right)}=H_{\mathrm{2,1}}\left(j\right)Z_{k,j}^{*}-H_{\mathrm{1,1}}\left(j\right)Z_{k+1,j}^{*}+N_{k+1,j}^{\left(1\right)}\end{array},,j=1,...,N---\left(3\right)\right.$

其中，H_m，n(j)代表第m个发射天线到第n个接收天线第{l＝f(j)，j＝1，...，N}个子信道的频率响应。将所有子信道接收信号表示为矢量形式：

$Y_k^{\left(1\right)}=H_{\mathrm{1,1}}{Z}_k+H_{\mathrm{2,1}}+Z_{k+1}+N_k^{\left(1\right)}---\left(4\right)$

$Y_{k+1}^{\left(1\right)}=H_{\mathrm{2,1}}{Z}_k^{*}-H_{\mathrm{1,1}}{Z}_{k+1}^{*}+N_{k+1}^{\left(1\right)}$

其中，H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))，

(4)进一步整理得到：

$Y_k^{\left(1\right)}=H_{\mathrm{1,1}}{Z}_k+H_{\mathrm{2,1}}{Z}_{k+1}+N_k^{\left(1\right)}---\left(5\right)$

$Y_{k+1}^{\left(1\right)*}=H_{\mathrm{2,1}}^{*}{Z}_k-H_{\mathrm{1,1}}^{*}{Z}_{k+1}+N_{k+1}^{\left(1\right)*}$

(5)合并为矩阵形式：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_k^{\left(1\right)}\\ Y_{k+1}^{\left(1\right)*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{2,1}}\\ H_{\mathrm{2,1}}^{*}& -H_{\mathrm{1,1}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Z}_k\\ Z_{k+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_k^{\left(1\right)}\\ N_{k+1}^{\left(1\right)*}\end{array}\right]---\left(6\right)$

(6)式进一步表示为：

Y＝HZ+N    (7)

其中，

进一步由Y构造信号

$\tilde{Y}=H^{H}Y$

$=H^H\mathrm{HZ}+H^{H}N---\left(8\right)$

${=H}^H\mathrm{HZ}+\tilde{N}$

利用H^HH矩阵运算结果，(8)进一步表示为：

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{Y}}_1\\ {\tilde{Y}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,1}}+H_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,1}}& 0\\ 0& H_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,1}}+H_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Z}_k\\ Z_{k+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\tilde{N}}_1\\ {\tilde{N}}_2\end{array}\right]---\left(9\right)$

(9)进一步化简为：

${\tilde{Y}}_1=(H_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,1}}+H_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,1}})Z_k+{\tilde{N}}_1---\left(10\right)$

${\tilde{Y}}_2=(H_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,1}}+H_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,1}})Z_{k+1}+{\tilde{N}}_2$

考虑到H_1，1 ^*H_1，1+H_2，1 ^*H_2，1为对角矩阵，且其第j个对角元素为(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²)。

则(10)进一步化简为标量形式：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{Y}}_{1,j}=({\left|H_{\mathrm{1,1}}\left(j\right)\right|}^2+{\left|H_{\mathrm{2,1}}\left(j\right)\right|}^2)Z_{k,j}+{\tilde{Z}}_{1,j}\\ {\tilde{Y}}_{2,j}=({\left|H_{\mathrm{1,1}}\left(j\right)\right|}^2+{\left|H_{\mathrm{2,1}}\left(j\right)\right|}^2)Z_{k+1,j}+{\tilde{Z}}_{2,j}\end{array},j=1,...,N---\left(11\right)\right.$

其中，及

分别为

及

的第j个分量。对(11)进行标量均衡后得到信号Z_k，j及Z_k+1，j的估计值：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{Z}}_{k,j}=\frac{1}{({\left|H_{\mathrm{1,1}}\left(j\right)\right|}^2+{\left(\right|H_{\mathrm{2,1}}\left(j\right)\left|\right)}^2)+{\mathrm{\σ}}^2}\·{\tilde{Y}}_{1,j}\\ {\tilde{Z}}_{k+1,j}=\frac{1}{({\left|H_{\mathrm{1,1}}\left(j\right)\right|}^2+{\left|H_{\mathrm{2,1}}\right|}^2)+{\mathrm{\σ}}^2}\·{\tilde{Y}}_{2,j}\end{array}\right.,j=1,...,L---\left(12\right)$

其中，σ²为及

的噪声方差。如前所述，进一步对

进行L点的IDFT运算可以得到

最后分别对

矢量每个分量进行最大似然检测可得到发射符号z_k的估计

如果发射机在调制器前使用信道编码器，则在接收端依据可获得发射符号的软判决信息，软判决信息进一步送入信道译码器后可得到发射比特数据的估计值。

由上述推导过程可见，可按照公式(8)利用信号Y_k ⁽¹⁾、Y_k+1 ⁽¹⁾和信道信息H_1，1、H_2，1进行合并处理，得到修正信号

和

再按照公式(12)对修正信号和

进行均衡，从而获取Z_k，j及Z_k+1，j的估计值。

具体接收机中通过合并处理和均衡算法得到Z_k，j及Z_k+1，j估计值的方式可以总结为：

确定第k时刻第1接收通路L个子信道接收信号Y_k ⁽¹⁾；确定第k+1时刻第1接收通路L个子信道接收信号Y_k+1 ⁽¹⁾及共轭信号

并将接收信号Y_k ⁽¹⁾和共轭信号按列排列形成修正接收信号Y的形式，即

根据每根发射天线与接收天线间各个子信道的频率响应构造等效信道矩阵

计算等效信道矩阵的共轭转置与修正接收信号之积，将乘积结果作为等效接收信号

利用公式(12)计算发射端信号矢量Z_k和Z_k+1的估计值。

上述即为单接收天线情况下接收端对基带信号进行处理和检测的具体方式。单接收天线的上述接收原理可以推广到2/4/8个接收天线的情况。下面以两根接收天线为例进行说明。

其中，合并处理器和均衡器之前及之后的处理如前所述，针对每根接收天线对应的接收通路进行相同的处理。下面具体推导两根接收天线下合并处理器和均衡器中的具体合并处理及均衡方式。

接收机在第1个接收天线在第k及第k+1时刻的基带接收信号表示为：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_k^{\left(1\right)}\\ Y_{k+1}^{\left(1\right)*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{2,1}}\\ H_{\mathrm{2,1}}^{*}& -H_{\mathrm{1,1}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Z}_k\\ Z_{k+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_k^{\left(1\right)}\\ N_{k+1}^{\left(1\right)*}\end{array}\right]---\left(13\right)$

同理可得到，接收机在第2个接收天线在第k及第k+1时刻的基带接收信号表示为：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_k^{\left(2\right)}\\ Y_{k+1}^{\left(2\right)*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,2}}& H_{2,2}\\ H_{\mathrm{2,2}}^{*}& -H_{\mathrm{1,2}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Z}_k\\ Z_{k+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_k^{\left(2\right)}\\ N_{k+1}^{\left(2\right)*}\end{array}\right]---\left(14\right)$

(13)及(14)进一步表示为矩阵形式：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_k^{\left(1\right)}\\ Y_{k+1}^{\left(1\right)*}\\ Y_k^{\left(2\right)}\\ Y_{k+1}^{\left(2\right)*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{2,1}}\\ H_{\mathrm{2,1}}^{*}& {-H}_{\mathrm{1,1}}^{*}\\ H_{\mathrm{1,2}}& H_{\mathrm{2,2}}\\ H_{\mathrm{2,2}}^{*}& -H_{,12}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Z}_k\\ Z_{k+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_k^{\left(1\right)}\\ N_{k+1}^{\left(1\right)*}\\ N_k^{\left(2\right)}\\ N_{k+1}^{\left(2\right)*}\end{array}\right]---\left(15\right)$

(15)式简化形式为

Y＝HX+N    (16)

其中

$H=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{2,1}}\\ H_{\mathrm{2,1}}^{*}& {-H}_{\mathrm{1,1}}^{*}\\ H_{\mathrm{1,2}}& H_{\mathrm{2,2}}\\ H_{\mathrm{2,2}}^{*}& -H_{\mathrm{1,2}}^{*}\end{array}\right]---\left(17\right)$

利用H矩阵特性，构造以下接收信号矢量：

$\tilde{Y}=H^{H}Y$

$=H^H\mathrm{HX}+H^{H}N---\left(18\right)$

$=H^H\mathrm{HX}+\tilde{N}$

利用H^HH特性(18)表示为：

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{Y}}_1\\ {\tilde{Y}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& A\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Z}_k\\ Z_{k+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\tilde{N}}_1\\ {\tilde{N}}_2\end{array}\right]---\left(19\right)$

其中，

式进一步化简为：

${\tilde{Y}}_1={\mathrm{AX}}_k+{\tilde{N}}_1---\left(20\right)$

${\tilde{Y}}_2={\mathrm{AX}}_{k+1}+{\tilde{N}}_2$

考虑到A为L×L对角阵，且其第j个对角元素为α(j)＝(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²+|H_1，2(j)|²+|H_2，2(j)|²)。(20)显示给出矢量表达式可进一步化简为标量形式：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{Y}}_{1,j}=\mathrm{\α}\left(j\right)Z_{k,j}+{\tilde{N}}_{k,j}\\ {\tilde{Y}}_{2,j}=\mathrm{\α}\left(j\right)Z_{k+1,j}+{\tilde{N}}_{k+1,j}\end{array},j=1,...,L,---\left(21\right)\right.$

其中，

及

分别为

及

的第j个分量。对(21)分别进行标量均衡处理：

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{Z}}_{k,j}=\frac{1}{\mathrm{\α}\left(j\right)+{\mathrm{\σ}}^2}\·{\tilde{Y}}_{1,j}\\ {\tilde{Z}}_{k+1,j}=\frac{1}{\mathrm{\α}\left(j\right)+{\mathrm{\σ}}^2}\·{\tilde{Y}}_{2,j}\end{array}\right.,j=1,...,L---\left(22\right)$

进一步对预处理信号矢量的估计值

进行L点的IDFT运算得到

最后分别对

的每个分量进行最大似然检测可得到发射符号z_k的估计如果发射机在调制器前使用信道编码器，则在接收端依据可获得发射符号的软判决信息，软判决信息进一步送入信道译码器后可得到发射比特数据的估计值。

由以上推导过程可见，可以按照公式(18)利用信号Y_k ⁽¹⁾、Y_k+1 ⁽¹⁾、Y_k ⁽²⁾、Y_k+1 ⁽²⁾和信道信息H_1，1、H_2，1、H_1，2、H_2，2进行合并处理，得到修正信号

再按照公式(22)对修正信号

和进行均衡，从而获取Z_k，j及Z_k+1，j的估计值。后续IDFT处理器和解调器的处理可以采用与现有相同的方式进行。具体在合并处理器和均衡器中的合并及均衡处理可以总结为：

确定第k时刻第1接收通路L个子信道接收信号Y_k ⁽¹⁾和第2接收通路L个子信道接收信号Y_k ⁽²⁾；确定k+1时刻第1接收通路L个子信道接收信号Y_k+1 ⁽¹⁾及共轭信号第2接收通路L个子信道接收信号和Y_k+1 ⁽²⁾的共轭信号

将第1个接收通路k时刻的接收信号Y_k ⁽¹⁾和共轭信号按列排列形成该接收通路的修正接收信号Y′₁，即

将第2个接收通路k时刻的接收信号Y_k ⁽²⁾和确定的共轭信号

按列排列形成该接收通路的修正接收信号Y′₂，即

将两个接收通路的修正接收信号Y′₁和Y′₂按列排列形成总的修正接收信号Y，即

按照发射端进行块空时分组编码以及输出编码码字矢量的方式，根据每根发射天线与接收天线间各个子信道的频率响应构造等效信道矩阵 $H=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{2,1}}\\ H_{\mathrm{2,1}}^{*}& {-H}_{\mathrm{1,1}}^{*}\\ H_{\mathrm{1,2}}& H_{\mathrm{2,2}}\\ H_{\mathrm{2,2}}^{*}& {-H}_{\mathrm{1,2}}^{*}\end{array}\right];$

计算等效信道矩阵的共轭转置与总的修正接收信号之积，将乘积结果作为等效接收信号

利用公式(22)计算预处理信号矢量Z_k和Z_k+1的估计值。

上述即为两根接收天线下接收端对各个子信道接收信号进行处理和检测的具体方式。由前述的单接收天线的处理以及上述两根接收天线的处理可见，对于N根接收天线的情况，接收及检测处理可以如下进行：

每根接收天线在相邻两个时刻k和k+1进行信号接收、射频及中频处理、循环前缀移除、快速傅立叶变换FFT和解映射，得到两个接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和Y_k+1 ⁽ⁿ⁾，n＝1，2，...，N；

对每根接收天线，将k时刻的接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和k+1时刻接收信号矢量的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号Y′_n，即

将所有接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号Y，即 $Y=\left[\begin{array}{c}{Y^{\′}}_1\\ \·\·\·\\ {Y^{\′}}_n\\ \·\·\·\\ {Y^{\′}}_N\end{array}\right];$

根据每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应构造等效信道矩阵

其中，

H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))，H_m，n(j)代表第m个发射天线到第n个接收天线的第l个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内分组编码输出码字矢量的子信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内分组编码输出码字矢量的第j个分量，j＝1，...，L，L为发射信号时DFT变换的点数；

计算所述等效信道矩阵的共轭转置与所述总的修正接收信号之积，将乘积结果作为等效接收信号

利用

计算信号矢量的估计值，其中，α(j)＝(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²+...+|H_1，n(j)|²+|H_2，n(j)|²+...+|H_1，N(j)|²+|H_2，N(j)|²)，

及

分别为

及

的第j个分量，

和

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

对得到的信号矢量估计值进行逆傅立叶变换IDFT，再进行检测得到发射符号的估计值。

这样，即可以完成BST-DFT-S-OFDM的信号接收。在具体系统中，可以根据实际需要选择进行接收的天线数，通常为单根天线或偶数根天线进行接收。接收天线的数目越多，可以获得更大的分集增益，例如利用4根天线进行信号接收和检测，可以获得8重分集增益。

本发明对利用上述发送和接收方法构成的信号传输进行了仿真，以验证本发明的BST-DFT-S-OFDM系统的传输性能。接下来分别从峰均比及系统差错性能两个方面来对比现有的传输方式与本发明中提供的传输方式。

图5为QPSK调制方式下单天线DFT-S-OFDM、单天线OFDM、STBC-DFT-S-OFDM、SFBC-DFT-S-OFDM及本发明BST-DFT-S-OFDM系统的峰均比性能比较示意图。仿真参数为：L＝120，W＝2048。曲线501为本发明BST-DFT-S-OFDM系统的累积分布函数(CDF)与峰均比(PAPR)关系图，曲线502为单天线OFDM系统的CDF与PAPR关系图，曲线503为单天线DFT-S-OFDM的CDF与PAPR关系图，曲线504为SFBC DFT-S-OFDM系统的CDF与PAPR关系图，曲线505为STBC DFT-S-OFDM系统的CDF与PAPR关系图。由上述五条曲线的比较可见：本发明的BST-DFT-S-OFDM系统与单天线DFT-S-OFDM系统具有相同的峰均比，而SFBC及STBC编码的DFT-S-OFDM破坏单天线DFT-S-OFDM系统低峰均比性能。

图6为16QAM调制方式下单天线DFT-S-OFDM、单天线OFDM、STBCDFT-S-OFDM、SFBC DFT-S-OFDM及本发明BST-DFT-S-OFDM系统的峰均比性能比较示意图。仿真参数为：L＝120，W＝2048。其中，曲线601为单天线DFT-S-OFDM的CDF与PAPR关系图，曲线602为单天线OFDM系统的CDF与PAPR关系图，曲线603为本发明BST-DFT-S-OFDM系统的CDF与PAPR关系图，曲线604为SFBC DFT-S-OFDM系统的CDF与PAPR关系图，曲线605为STBC DFT-S-OFDM系统的CDF与PAPR关系图。观测得到的结果与图5完全一致，即本发明的BST-DFT-S-OFDM系统与单天线DFT-S-OFDM系统具有相同的峰均比，而SFBC及STBC编码的DFT-S-OFDM破坏单天线DFT-S-OFDM系统低峰均比性能。

图7为两发射天线单接收天线SFBC-DFT-S-OFDM、STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系统在低速TU信道环境下的比特差错性能比较示意图。具体仿真参数为TU信道、终端运动速度为3km/h、无信道编码。其中，曲线701为SFBC-DFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线，曲线702为STBC-DFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线，曲线703为BST-DFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线。由图7中三条曲线的比较可见，在相同的信噪比下，BST-DFT-S-OFDM的误码率低于优SFBC及STBC编码的DFT-S-OFDM系统。

图8为两发射天线两接收天线SFBC-DFT-S-OFDM、STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系统低速TU信道环境下的比特差错性能比较示意图。具体仿真参数与图7相同。其中，曲线801为BST-DFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线，曲线802为SFBCDFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线，曲线803为STBCDFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线。曲线观测结果与图7完全一致，即BST-DFT-S-OFDM的差错性能优于SFBC及STBC编码的DFT-S-OFDM系统。

图9为两发射天线四接收天线SFBC-DFT-S-OFDM、STBC-DFT-S-OFDM及BST-DFT-S-OFDM系统低速TU信道环境下的比特差错性能比较示意图。具体仿真参数与图7相同。其中，曲线901为STBC-DFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线，曲线902为SFBC-DFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线，曲线903为BST-DFT-S-OFDM系统中信噪比与误码率的关系曲线。曲线观测结果与图7及8一致，即BST-DFT-S-OFDM的差错性能优于SFBC及STBC编码的DFT-S-OFDM系统。

由上述本发明的具体实现以及仿真结果可见，本发明中的两发射天线DFT-S-OFDM传输方式下，能够在在提供空间分集增益的同时，保持单天线DFT-S-OFDM的低峰均比特性，比背景技术中描述的SFBC及STBC编码的DFT-S-OFDM系统具有更好的传输性能。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM的发送方法，其特征在于，该方法包括：

将离散傅立叶变换DFT在两个相邻时刻k及k+1输出的信号矢量{Z_k，Z_k+1}同时送入块空时分组编码，且以信号矢量为单位进行块空时分组编码，在所述相邻两个时刻的前一时刻k输出两个码字矢量{Z_k，Z_k+1}，在所述相邻两个时刻的后一时刻k+1输出另两个码字矢量{-Z_k+1 ^*，Z_k ^*}；

将块空时分组编码输出的码字矢量Z_k和-Z_k+1 ^*送入第一发射通路并进行子信道映射、逆快速傅立叶变换IFFT、插入循环前缀、中频及射频发射处理；将块空时分编码输出的码字矢量Z_k+1和Z_k ^*送入第二发射通路并进行子信道映射、逆快速傅立叶变换IFFT、插入循环前缀、中频与射频发射处理。

2.一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM发射机，包括：调制器、DFT预处理器、块空时分组编码器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT处理器、第二IFFT处理器、第一循环前缀插入器、第二循环前缀插入器、第一中频与射频处理器、第二中频与射频处理器、第一发射天线和第二发射天线，其特征在于，

所述DFT预处理器，用于将在两个相邻时刻k及k+1产生的信号矢量{Z_k，Z_k+1}同时送入所述块空时分组编码器；

所述块空时分组编码器，用于接收所述DFT预处理器的信号矢量{Z_k，Z_k+1}，且以信号矢量为单位进行块空时分组编码，在所述相邻两个时刻的前一时刻k输出两个码字矢量{Z_k，Z_k+1}，在所述相邻两个时刻的后一时刻k+1输出另两个码字矢量{-Z_k+1 ^*，Z_k ^*}；其中，将码字矢量Z_k和-Z_k+1 ^*输出给所述第一映射器，将码字矢量Z_k+1和Z_k ^*输出给所述第二映射器。

3.一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM接收方法，其特征在于，该方法包括：

来自每根接收天线的射频信号经射频、中频处理、采样、循环前缀移除、快速傅立叶变换FFT和解映射，得到两个接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和Y_k+1 ⁽ⁿ⁾，n＝1，2，...，N，N为接收天线总数；对每根接收天线，将k时刻接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和k+1时刻接收信号矢量Y_k+1 ⁽ⁿ⁾的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号

将所有接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号 $Y=\left[\begin{array}{c}{Y^{\′}}_1\\ ...\\ {Y^{\′}}_n\\ ...\\ {Y^{\′}}_N\end{array}\right];$

根据每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应构造等效信道矩阵

其中，H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))，HH_m，n(j)代表第m个发射天线到第n个接收天线的第l个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内的信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内码字矢量的第j个分量，j＝1，...，L，L为发射信号DFT变换的点数；

计算所述等效信道矩阵的共轭转置与所述总的修正接收信号之积，将乘积结果作为等效接收信号

利用

计算发射端信号矢量Z_k和Z_k+1的估计值，其中，α(j)＝(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²+...+|H_1，n(j)|²+|H_2，n(j)|²+...+|H_1，N(j)|²+|H_2，N(j)|²)，及

分别为及的第j个分量，

和分别为的前N个分量和后N个分量所构成的信号矢量；

对所述发射端信号矢量Z_k和Z_k+1的估计值进行逆傅立叶变换IDFT，再进行检测得到发射符号的估计值。

4.根据权利要求3所述的接收方法，其特征在于，当接收天线为1根时，总的修正接收信号为

等效矩阵为

计算发射端信号矢量估计值的方式为：利用

j＝1，...，L计算发射端信号矢量的估计值。

5.根据权利要求3所述的接收方法，其特征在于，当接收天线为2根时，总的修正接收信号为

等效矩阵为

计算发射端信号矢量估计值的方式为：利用j＝1，...，L计算发射端信号矢量的估计值，其中，α(j)＝(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²+|H_1，2(j)|²+|H_2，2(j)|²)。

6.一种基于块空时分组编码的DFT-S-OFDM接收机，其特征在于，该接收机包括：与N根接收天线一一对应的N个接收器、N个循环前缀移除器、N个FFT处理器、N个解映射器、合并处理器、均衡器、IDFT处理器和解调器；

任一接收器，用于接收发送端发送的信号，并进行射频、中频以及采样处理后输出给与其相连的循环前缀移除器；

任一循环前缀移除器，用于从接收的信号中移除循环前缀，并输出给与其相连的FFT处理器；

任一FFT处理器，用于对接收的信号进行FFT处理，并输出给与其相连的解映射器；

任一解映射器，用于对接收的信号按照与发送端相应的方式进行解映射，得到两个接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和Y_k+1 ⁽ⁿ⁾，n为本解映射器对应的接收天线编号；

所述合并处理器，针对每根接收天线，将k时刻的接收信号矢量Y_k ⁽ⁿ⁾和k+1时刻对接收信号矢量Y_k+1 ⁽ⁿ⁾的共轭

按列排列形成每根接收天线的修正接收信号

将所有接收天线的修正接收信号按列排列形成总的修正接收信号

根据每根发射天线与每根接收天线间各个子信道的频率响应构造等效信道矩阵

并输出给与其相连的均衡器，其中，

H_m，n＝diag(H_m，n(1)，H_m，n(2)，...，H_m，n(j)，...H_m，n(N))，H_m，n(j)代表第m个发射天线到第n个接收天线的第l个子信道的频率响应，m＝1或2，l＝f(j)为发射信号时在任一发射通路内编码输出码字的子信道映射关系，l为映射到的子信道编号，j为所述任一发射通路内编码输出码字的第j个分量，j＝1，...，L，L为发射信号时DFT变换的点数；计算所述等效信道矩阵的共轭转置与所述总的修正接收信号之积，将乘积结果作为等效接收信号

并输出给与其相连的均衡器；

所述均衡器，接收等效接收信号

和等效信道矩阵H，利用

计算发射端信号矢量的估计值，并输出给与其相连的IDFT处理器，其中，

α(j)＝(|H_1，1(j)|²+|H_2，1(j)|²+...+|H_1，n(j)|²+|H_2，n(j)|²+...+|H_1，N(j)|²+|H_2，N(j)|²)，

及

分别为

及

的第j个分量，

和

分别为

的前N个分量和后N个分量所构成的矢量；

所述IDFT处理器，用于对接收的信号进行逆离散傅立叶变换IDFT，并将变换结果输出给与其相连的解调器；

所述解调器，用于对接收信号进行解调得到发射符号的估计值。

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