CN104660533A - 双边带调制系统及其信号接收端以及频域均衡装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置，该装置包括傅里叶变换模块、合并模块、均衡模块和傅里叶逆变换模块，傅里叶变换模块用于将去除循环前缀之后的接收信号变换至频域以生成频域信号；合并模块用于对频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号；均衡模块用于对合并信号进行均衡计算；傅里叶逆变换模块用于将均衡模块的输出信号变换回时域以获得接收信号对应发送信号的估计值。本发明的频域均衡装置，可以最大化地收集系统中的频率分集增益。本发明还公开一种具有该频域均衡装置的信号接收端和具有该信号接收端的双边带调制系统，以及一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法。

Description

双边带调制系统及其信号接收端以及频域均衡装置和方法

技术领域

本发明属于宽带数字通信技术领域，尤其涉及一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置和频域均衡方法，以及具有该频域均衡装置的双边带调制系统的信号接收端和具有该信号接收端的双边带调制系统。

背景技术

在通信系统中，不同系统应用特定划分的频率资源，因而需要对调制信号进行频谱搬移，即载波调制技术。经过载波调制后，基带信号被搬移到载波处，频带对称的分布在中心频率两边，这样的信号称为双边带调制信号。

目前，主要有以下两种载波调制方式：

1、基带信号是实数信号。例如，为M-PAM(M-ary Pulse Amplitude Modulation:M进制脉冲幅度调制)信号时，直接乘以余弦cos(2πf_ct)或正弦sin(2πf_ct)载波，其中f_c是载波频率，得到频谱搬移后的射频信号。这种调制技术为非IQ调制技术，即只有I路或Q路信号。

2、基带信号为复数信号。例如，为M-PSK(M-ary Phase Shift Keying:M进制相移键控)信号或M-QAM(M-ary Quadrature Amplitude Modulation:M进制正交幅度调制)信号时，采用正交IQ调制技术，用两路正交的载波信号cos(2πf_ct)和sin(2πf_ct)分别对复数信号的实部和虚部进行调制，实部信号乘以cos(2πf_ct)得到I路信号，虚部信号乘以sin(2πf_ct)得到Q路信号。由于cos(2πf_ct)和sin(2πf_ct)互为正交信号，因此同时发射不会引起相互间的干扰，接收端可分离出I路和Q路信号。

对于宽带数字通信系统，无论是有线通信、光通信还是无线通信，当存在多径传播时会引起衰落与干扰，即频率选择性衰落和ISI(Inter-symbol Interfere:符号间干扰)。对抗频率选择性衰落最有效的方式就是频率分集，通过收集频率分集增益来提高系统抗衰落性能。目前对付多径传播最有效的技术是OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing:正交频分复用)技术及其演进技术，例如，SC-FDE(Single CarrierFrequency Domain Equalization，单载波频域均衡)技术。结合频率分集技术和OFDM技术或SC-FDE技术，是通信系统提升抗衰落性能的重要手段。

其中，OFDM技术是多载波技术，将频带划分为多个独立的子带，降低均衡的复杂度。而单载波技术应用于宽带系统时，由于多径造成的频率选择性衰落，导致时域均衡非常复杂，而采用频域均衡技术，即SC-FDE技术，均衡简单，且具有与OFDM相同的抗多径性能。OFDM技术及其演进技术是LTE(Long Time Evolution:长期演进)技术的核心技术，LTE系统中下行链路采用OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access:正交频分复用多址)技术，上行链路采用SC-FDMA(Single Carrier Frequency Divide MultiplexAddress，单载波频分复用多址)技术，SC-FDMA技术本质是SC-FDE技术与多址技术相结合。

图1为相关技术中SC-FDE系统基带发送和接收的示意图，具体地，如图1所示，在发送端，信息首先经信道编码后，进行星座调制，将信息bit映射成实数/复数符号，再分组并对每组符号添加CP(Cyclic Prefix:循环前辍)，最后进行数模转换，由于是基带图，所以未示出载波调制与解调和信号发射与接收部分。信号经历有线、光或无线信道后，会遭受衰落和加性高斯白噪声。在接收端，对接收信号进行采样量化(模数转换)，然后分组并去除CP后，进入频域均衡装置进行均衡，即首先通过DFT(Discrete Fourier Transform:离散傅里叶变换)变换至频域，在频域进行均衡后再通过IDFT(Inverse Discrete FourierTransform:离散傅里叶逆变换)变换回时域，最后进行解符号、判决(硬判决或软判决)和信道解码，恢复出发送信息。

在SC-FDE系统中，发送的每个调制符号都占据了全部带宽，所以对频率选择性信道而言，在如图1所示的频域均衡之后可以收集一定的频率分集，但并不能最大化地收集频率分集。

发明内容

本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。为此，本发明的一个目的在于提出一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置，该频域均衡装置可以最大化地收集双边带调制系统中的频率分集增益。

本发明另一个目的在于提出一种具有该频域均衡装置的双边带调制系统的信号接收端以及具有该信号接收端的双边带调制系统。

本发明的再一个目的在于提出一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法。

为达到上述目的，本发明的一方面实施例提出一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置，该频域均衡装置包括：傅里叶变换模块，用于将去除循环前缀之后的接收信号变换至频域以生成频域信号；合并模块，用于对所述频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号；均衡模块，用于对所述合并信号进行均衡计算；和傅里叶逆变换模块，用于将所述均衡模块的输出信号变换回时域以获得所述接收信号对应发送信号的估计值。

根据本发明实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置，不管对于双边带非IQ调制系统还是双边带正交IQ调制系统，通过合并模块对频域信号进行最大比合并，可以很大程度地降低深衰落的概率，达到最大化的频率分集增益，进而通过均衡模块对频域信号进行均衡计算，并由傅里叶逆变换模块将均衡之后的频域信号变换至时域，从而获得接收信号对应发送信号的估计值，提高性能。

具体地，所述双边带调制系统为双边带非IQ调制系统，所述合并模块包括最大比合并器，所述最大比合并器将所述频域信号中的共轭对称项进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号。

具体地，所述双边带调制系统为双边带正交IQ调制系统，所述合并模块包括：均衡单元和傅里叶逆变换单元，所述均衡单元对所述频域信号进行均衡计算，所述傅里叶逆变换单元将所述均衡单元的输出信号变换至时域以获得接收信号对应发送信号的初次估计值；符号硬判决单元，用于对所述接收信号对应发送信号的初次估计值进行符号硬判决以获得调制信号的估计值；傅里叶变换单元，用于将所述调制信号的估计值变换至频域以生成频域估计值；干扰消除器，用于根据所述频域估计值对所述频域信号进行干扰消除；最大比合并器，用于对干扰消除之后的频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益。

进一步地，所述调制信号的估计值为复数，所述傅里叶变换单元包括：第一傅里叶变换子单元，用于将所述调制信号的估计值的实部变换至频域以生成实部频域估计值，所述干扰消除器根据所述实部频域估计值对所述频域信号中的共轭对称项进行干扰消除；以及第二傅里叶变换子单元，用于将所述调制信号的估计值的虚部变换至频域以生成虚部频域估计值，所述干扰消除器根据所述虚部频域估计值对所述频域信号中的共轭反对称项进行干扰消除。

为达到上述目的，本发明另一方面实施例提出一种双边带调制系统的信号接收端，该信号接收端包括上述方面实施例的频域均衡装置。

根据本发明实施例的双边带调制系统的信号接收端，通过在频域均衡装置内首先对频域信号进行最大比合并，进而再在频域内进行均衡计算，可以获得最大化的频率分集增益，性能提高。

为达到上述目的，本发明的再一方面实施例提出一种双边带调制系统，该系统包括上述方面实施例的信号接收端。

根据本发明实施例的双边带调制系统，在信号接收端，通过在频域均衡装置内首先对频域信号进行最大比合并，进而再在频域内进行均衡计算，可以获得最大化的频率分集增益，性能提高。

为达到上述目的，本发明的又一方面实施例提出一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法，该方法包括以下步骤：将去除循环前缀之后的接收信号傅里叶变换至频域以生成频域信号；对所述频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号；对所述合并信号进行均衡计算；以及将进行均衡计算之后的信号傅里叶逆变换回时域以获得所述接收信号对应发送信号的估计值。

根据本发明实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法，不管对于双边带非IQ调制系统还是双边带正交IQ调制系统，通过对频域信号进行最大比合并，可以很大程度地降低深衰落的概率，达到最大化的频率分集增益，进而通过对频域信号进行均衡计算，并将均衡之后的频域信号变换至时域，从而获得接收信号对应发送信号的估计值，提高系统性能。

其中，所述双边带调制系统为双边带非IQ调制系统，对所述频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号，具体包括：将所述频域信号中的共轭对称项进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号。

其中，所述双边带调制系统为双边带正交IQ调制系统，对所述频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号，具体包括：对所述频域信号进行均衡计算，并将均衡计算之后的信号傅里叶逆变换至时域以获得接收信号对应发送信号的初次估计值；对所述接收信号对应发送信号的初次估计值进行符号硬判断以获得调制信号的估计值；将所述调制信号的估计值傅里叶变换至频域以生成频域估计值，并根据所述频域估计值对所述频域信号进行干扰消除；以及对干扰消除之后的频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益。

具体地，所述调制信号的估计值为复数，将所述调制信号的估计值傅里叶变换至频域以生成频域估计值，并根据所述频域估计值对所述频域信号进行干扰消除，进一步包括：将所述调制信号的估计值的实部傅里叶变换至频域以生成实部频域估计值，并根据所述实部频域估计值对所述频域信号中的共轭对称项进行干扰消除；以及将所述调制信号的估计值的虚部傅里叶变换至频域以生成虚部频域估计值，并根据所述虚部频域估计值对所述频域信号中的共轭反对称项进行干扰消除。

附图说明

图1是现有技术的SC-FDE系统基带发送和接收过程示意图；

图2是现有技术中基带实数信号频谱示意图；

图3中(1)和(2)是基带复数信号经载波正交调制之后的I路信号和Q路信号的频谱示意图；

图4是根据本发明的一个实施例的频域均衡装置的功能框图；

图5是根据本发明的一个具体实施例的频域均衡装置的功能框图；

图6是根据本发明的另一个具体实施例的频域均衡装置的功能框图；

图7是根据本发明的一个实施例的双边带调制系统中信号接收端的框图；

图8是根据本发明的一个实施例的双边带调制系统的框图；

图9是根据本发明的一个实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法的流程图；以及

图10是根据本发明的另一个实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法的流程图。

附图标记：

频域均衡装置100，

傅里叶变换模块10、合并模块20、均衡模块30和傅里叶逆变换模块40，

第一傅里叶变换子单元241和第二傅里叶变换子单元242，

双边带调制系统1000，

信号发送端300和信号接收端200。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

考虑到一个宽带有线通信、光通信或无线通信系统，为对抗多径衰落，采用SC-FDE技术(例如点对点通信系统)，或者采用SC-FDMA技术(例如多点对一点通信系统)。由于SC-FDMA技术的本质与SC-FDE技术完全一致，只是增加了多址功能，所以本发明中仅以SC-FDE技术为例进行阐述。首先，对SC-FDE系统中的信息发送与接收过程进行分析说明。

参照图1所示，由于添加足够长的CP之后可以完全消除ISI，因此这里不考虑ISI。设图1中经星座调制后第k组发射符号为：

s(kN+m)＝s_I(kN+m)+j·s_Q(kN+m),m＝0,1,…,N-1；k＝0,1,2,…  (1)

其中，s_I(kN+m)和s_Q(kN+m)分别为M-PAM、M-PSK或者M-QAM调制星座点的实数和虚数坐标，均为实数，N为SC-FDE符号分组长度，且为偶数。通常M-PAM调制用于非IQ调制系统。

实数信号和的数字频谱可分别表示为：

$\begin{array}{c}\{S_I(\mathrm{kN}+K){\}}_{K=-N/2}^{N/2-1}=\mathrm{DFT}\left(\right\{s_I(\mathrm{kN}+m){\}}_{m=0}^{N-1}),k=\mathrm{0,1,2}...\\ \{S_Q(\mathrm{kN}+K){\}}_{K=-N/2}^{N/2-1}=\mathrm{DFT}\left(\right\{s_Q(\mathrm{kN}+m){\}}_{m=0}^{N-1}),k=\mathrm{0,1,2}...\end{array}---\left(2\right)$

其中，DFT(*)表示离散傅里叶变换。序列的离散傅里叶变换表达式如下：

$Y\left(K\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{N-1}x\left(m\right)e^{-2\mathrm{\πj}(K+\frac{N}{2})m/N},K=-N/2,-N/2+1,...,N/2-1---\left(3\right)$

不失一般性，令k＝0，星座调制为M-QAM，如图2所示，为一组随机4-QAM调制符号的实部的数字频谱S_I(K)，其中，实线表示S_I(K)的实部，虚线表示S_I(K)的虚部。可见，基带实数信号的频谱关于Y轴成共轭对称。

显然，信号的频谱可表示为：

$\begin{array}{c}S\left(K\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{N-1}[s_I\left(m\right)+j\·s_Q\left(m\right)]e^{-2\mathrm{\πj}(K+\frac{N}{2})m/N}\\ =S_I\left(K\right)+j\·S_Q\left(K\right),K=-N/2,-N/2+1,...,N/2-1\end{array}---\left(4\right)$

由于是实数信号的频谱，关于Y轴成共轭对称，故关于Y轴成共轭反对称。所以基带复数信号的频谱由两部分组成，一部分为关于Y轴的共轭对称项，另一部分为关于Y轴的共轭反对称项，它们分别对应时域信号的实数和虚数成份。

基带数字信号经过数模转换后，采用正交IQ调制技术调制到载波频率f_c上，频谱图如图3所示，其中，只示出正频率部分频谱图，负频率部分频谱与正频率部分成共轭对称。实线表示频谱值的实部，虚线表示频谱值的虚部。图3(1)为I路信号的频谱图，图3(2)为Q路信号的频谱图，左右两图的频谱是叠加在一起的。可见，I路信号的频谱关于Y轴共轭对称，而正频率部分又关于f_c共轭对称；而Q路信号的频谱关于Y轴共轭对称，而正频率部分又关于f_c共轭反对称。对于非IQ调制，则只存在I路或Q路信号，是一个双边带频谱，因为频率f_c的左右两边信息完全一致，故可以滤除f_c的右半部分(上边带)或左半部分(下边带)，得到单边带调制信号，消除冗余。

假定信道为频率选择性信道，那么频率搬移后的射频信号经发射端发送后被接收端接收，信号会经历频率选择性衰落和加性高斯白噪声。显然，图3中频率f_c的两边具有不同的衰落。接收信号在经过载波解调后，消除载波，并经过模数转换及去除CP过程之后，得到经受频率选择性衰落的基带数字信号即

r(kN+m)＝s′(kN+m)+n(kN+m),m＝0,1,…,N-1；k＝0,1,2,…   (5)

其中，

$\{s^{\′}(\mathrm{kN}+m){\}}_{m=0}^{N-1}=\mathrm{IDFT}[\{H(\mathrm{kN}+K)\·S(\mathrm{kN}+K){\}}_{K=-N/2}^{N/2-1}]$

其中，为第k组符号传输时所经历的信道频域响应，表示第k组符号传输时所叠加的高斯白噪声。IDFT(*)表示离散傅里叶逆变换。序列的离散傅里叶逆变换表达式如下：

$x\left(m\right)={\mathrm{\Σ}}_{K=-N/2}^{N/2-1}Y\left(K\right)e^{2\mathrm{\πj}(K+\frac{N}{2})m/N},m=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(6\right)$

不失一般性，令k＝0，根据(5)式，信号的离散傅里叶变换可表示为:

$\begin{array}{c}R\left(K\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{N-1}r\left(m\right)e^{-2\mathrm{\πj}(K+\frac{N}{2})m/N}\\ =H\left(K\right)\·S\left(K\right)+\mathrm{\γ}\left(K\right),K=-N/2,-N/2+1,...,N/2-1\end{array}---\left(7\right)$

其中，为频域噪声，均值为0，设方差为N₀。H(K)在接收端可用训练序列进行估计，假定估计是理想的，现有的均衡技术如图1中频域均衡装置所示，先对时域信号进行DFT运算，变换至频域，再用ZF(Zero-forcing:迫零)算法进行均衡：

$\begin{array}{c}\underset{\‾}{R}\left(K\right)=R\left(K\right)/H\left(K\right)\\ =S\left(K\right)+\mathrm{\γ}\left(K\right)/H\left(K\right),K=-N/2,-N/2+1,...,N/2-1\end{array}---\left(8\right)$

然后对进行傅里叶逆变换，即可得到发送信号s(m)的估计最后通过图1中的解符号、判决及信道解码等操作恢复出发送信息。在SC-FDE系统中，发送的每个调制符号都占据了全部带宽，所以对频率选择性信道而言，在频域均衡后可以收集一定的频率分集，但并不能最大化地收集频率分集。

然而，由前述知，S(K)由两部分组成，一部分为共轭对称项，另一部分为共轭反对称项，它们分别对应时域信号s(m)的实数和虚数成份。并且由图3知，无论是共轭对称项还是共轭反对称项，都是相同的信息在不同的频率上重复传输，所以，对接收信号R(K)，可以设置特别的装置，以探索频率分集，使分集增益最大化，提升接收机性能。

下面参照附图描述根据本发明实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置和频域均衡方法，以及具有该频域均衡装置的双边带调制系统的信息接收端和具有该接收端的双边带调制系统。

首选对本发明实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置进行说明。

在本发明的实施例中，双边带调制系统可以包括双边带非IQ调制系统和双边带正交IQ调制系统。对于非IQ调制系统，采用M-PAM调制，只有I路或Q路信号。不失一般性，考虑只采用I路调制的系统，即S(K)＝S_I(K)，S_Q(K)＝0，则载波调制后的发送信号频谱图如图3(1)所示。正频率部分的频谱是关于载波f_c共轭对称的，传递的是相同信息。经过频率选择性信道后，载波f_c两边的频率信号会经受独立衰落，故可以以最大比合并方式收集频率分集增益。对于双边带正交IQ调制系统，采用M-PSK或M-QAM调制，频谱由两部分组成，一部分为共轭对称项如图3(1)所示，另一部分为共轭反对称项如图3(2)，分别对应时域信号的实数和虚数成份。同样地，无论是共轭对称项还是共轭反对称项，都传递的是相同信息。经过频率选择性信道后，载波f_c两边的频率信号会经受独立衰落，故可以以最大比合并方式收集频率分集增益。

图4为根据本发明的一个实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置的框图。如图4所示，该频域均衡装置100包括傅里叶变换模块10、合并模块20、均衡模块30和傅里叶逆变换模块40。

傅里叶变换模块10用于将去除循环前缀之后的接收信号变换至频域以生成频域信号；合并模块20用于对频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号，通过合并模块20对频域信号进行最大比合并可以最大程度地降低深衰落的概率，得到最大化的频率分集增益，提高性能。

进而，均衡模块30对合并信号进行均衡计算，例如，通过ZF算法进行均衡计算，傅里叶逆变换模块40将均衡模块30的输出信号变换回时域以获得接收信号对应发送信号的估计值。

下面分别对双边带非IQ调制系统和双边带正交IQ调制系统中的最大比合并过程进行说明。

对于双边带非IQ调制系统，如图5所示，合并模块20包括最大比合并器，最大比合并器将频域信号中的共轭对称项进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号。具体地，如图5所示，在DFT运算后，傅里叶变换模块10将去除CP后的接收信号转变至频域，频域表达式如(7)式所示。但为了最大化地收集频率分集，在进行ZF均衡前，先将频域信号输入至最大比合并器进行最大比合并，输出R'(K)，最大比合并运算如下：

R′(K)＝H^*(K)·R(K)+H(-K)·R^*(-K)

＝{|H(K)|²S(K)+H^*(K)·γ(K)}+

{|H(-K)|²·S^*(-K)+H(-K)·γ^*(-K)}    (9)

＝(|H(K)|²+|H(-K)|²)S(K)+

H^*(K)·γ(K)+H(-K)·γ^*(-K),K＝±1,±2,…,±(N/2-1)

其中，H^*(K)表示H(K)的共轭，γ^*(-K)表示γ(-K)的共轭。由(9)式的计算过程可以看出，S(K)前的衰落因子由合并前的|H(K)|²或|H(-K)|²变为(|H(K)|²+|H(-K)|²)，因此经过最大比合并器进行最大比合并之后，除频点K＝0和K＝-N/2外，都最大程度的降低了深衰落的概率，得到了最大化的频率分集增益，提升了性能。

进一步地，令

$R^{\′\′}\left(K\right)=\left\{\begin{array}{c}R\left(K\right),K=0,-N/2\\ R^{\′}\left(K\right),K=\±1,\±2,...,\±(N/2-1)\end{array}\right.---\left(10\right)$

然后，再通过均衡模块30对R"(K)进行ZF均衡，即：

$\begin{array}{c}{R}^{\′\′\′}\left(K\right)=R^{\′\′}\left(K\right)/H^{\′}\left(K\right)\\ =\left\{\begin{array}{c}S\left(K\right)+\mathrm{\γ}\left(K\right)/H\left(K\right),K=0,-N/2---\left(11\right)\\ S\left(K\right)+\frac{H^{*}\left(K\right)\·\mathrm{\γ}\left(K\right)+H(-K)\·{\mathrm{\γ}}^{*}(-K)}{{\left|H\left(K\right)\right|}^2+{\left|H(-K)\right|}^2},\mathrm{otherwise}\end{array}\right.\end{array}$

其中，

$H^{\′}\left(K\right)=\left\{\begin{array}{c}H\left(K\right),K=0,-N/2\\ |H\left(K\right){|}^2+{\left|H(-K)\right|}^2,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.,---\left(12\right)$

进而通过傅里叶逆变换模块40对R"(K)进行傅里叶逆变换，即可得到发送信号s(m)的估计

另外，对于双边带正交IQ调制系统，由于共轭对称项与共轭反对称项叠加在一起，无法单独处理，所以需要先隔离开才能进行最大比合并。如图6所示，合并模块20包括均衡单元21、傅里叶逆变换单元22、符号硬判决单元23、傅里叶变换单元24、干扰消除器25和最大比合并器26。

其中，均衡单元21对频域信号进行均衡计算，傅里叶逆变换单元22将均衡单元的输出信号变换至时域以获得接收信号对应发送信号的初次估计值，进而符号硬判决单元23对接收信号对应发送信号的初次估计值进行符号硬判决以获得调制信号的估计值，傅里叶变换单元24将调制信号的估计值变换至频域以生成频域估计值。干扰消除器25根据频域估计值对频域信号进行干扰消除，并通过最大比合并器26对干扰消除之后的频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益。

进一步地，调制信号的估计值为复数，傅里叶变换单元24包括第一傅里叶变换子单元241和第二傅里叶变换子单元242。第一傅里叶变换子单元241用于将调制信号的估计值的实部变换至频域以生成实部频域估计值，进而干扰消除器25根据实部频域估计值对频域信号中的共轭对称项进行干扰消除；第二傅里叶变换子单元242用于将调制信号的估计值的虚部变换至频域以生成虚部频域估计值，进而干扰消除器25根据虚部频域估计值对频域信号中的共轭反对称项进行干扰消除。

具体地，如图6所示，对于去除CP后的接收信号，先通过均衡单元21和傅里叶逆变换单元22获得接收信号对应发送信号的初次估计值，然后通过符号硬判决单元23进行符号硬判决，得到M-PSK或M-QAM调制符号的估计值可表示为

$\stackrel{\‾}{s}\left(m\right)=s\left(m\right)+\mathrm{\σ}\left(m\right),m=\mathrm{0,1},...,N-1$

其中，σ(m)为估计误差。再将估计值的实部与虚部通过第一傅里叶变换子单元241和第二傅里叶变换子单元242分别变换到频域，得到S_I(K)和S_Q(K)的估计值和可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{S}}_I\left(K\right)=S_I\left(K\right)+{\mathrm{\δ}}_I\left(K\right)\\ {\stackrel{\‾}{S}}_Q\left(K\right)=S_Q\left(K\right)+{\mathrm{\δ}}_Q\left(K\right)\end{array}\right.,K=-N/2,-N/2+1,...,N/2-1$

其中，δ_I(K)和δ_Q(K)为估计误差。将和以及R(K)均输入至干扰消除器25，分别对R(K)中的共轭对称项和共轭反对称项进行干扰消除，具体算法如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{R}}_I\left(K\right)=R\left(K\right)-H\left(K\right)\·j{\stackrel{\‾}{S}}_Q\left(K\right)\\ {\stackrel{\‾}{R}}_Q\left(K\right)=-j\·[R\left(K\right)-H\left(K\right)\·{\stackrel{\‾}{S}}_I\left(K\right)]\end{array}\right.,K=\±1,\±2,...,\±(N/2-1)---\left(13\right)$

再将经干扰消除后得到的频域信号和分别输入至最大比合并器26进行最大比合并，即同上述(9)式的处理过程，得到

$\left\{\begin{array}{c}{R_I}^{\′}\left(K\right)=H^{*}\left(K\right)\·{\stackrel{\‾}{R}}_I\left(K\right)+H(-K)\·{\stackrel{\‾}{R}}_I^{*}(-K)\\ {R_Q}^{\′}\left(K\right)=H^{*}\left(K\right)\·{\stackrel{\‾}{R}}_Q\left(K\right)+H(-K)\·{\stackrel{\‾}{R}}_Q^{*}(-K)\end{array}\right.,K=\±1,\±2,...,\±(N/2-1)---\left(14\right)$

那么：

R_I′(K)＝(|H(K)|²+|H(-K)|²)S_I(K)+η_I(K)+

H^*(K)·γ(K)+H(-K)·γ^*(-K),K＝±1,±2,…,±(N/2-1)

   (15)

R_Q′(K)＝(|H(K)|²+|H(-K)|²)S_Q(K)+η_Q(K)+

j·[-H^*(K)·γ(K)+H(-K)·γ^*(-K)],K＝±1,±2,…,±(N/2-1)

其中，η_I(K)和η_Q(K)为误差项，值为：

${\mathrm{\η}}_1\left(K\right)=j\·\left[\right|H(-K){|}^2{\mathrm{\δ}}_Q^{*}(-K)-{\left|H\left(K\right)\right|}^2{\mathrm{\δ}}_Q\left(K\right)],K=\±1,\±2,...,\±(N/2-1)$

${\mathrm{\η}}_Q\left(K\right)=j\·\left[\right|H\left(K\right){|}^2{\mathrm{\δ}}_I\left(K\right)-{\left|H(-K)\right|}^2{\mathrm{\δ}}_I^{*}\left(K\right)],K=\±1,\±2,...,\±(N/2-1)$

由(13)式、(14)式和(15)式知，通过最大比合并器26对频域信号最大比合并之后，S_I(K)和S_Q(K)前的衰落因子均由合并前的|H(K)|²或|H(-K)|²变为(|H(K)|²+|H(-K)|²)，因此经过如图6中所示的合并模块20进行最大比合并之后，除频点K＝0和K＝-N/2外，都最大程度的降低了深衰落的概率，得到了最大化的频率分集增益，提升了性能。当然，误差项会影响最终的误码性能。但若进一步探索信道编码增益，即将信道解码信息重新编码、星座映射后的频域信号迭代回干扰消除器25，则会减小误差项，进一步提升性能。但编码增益的获取不是本申请的核心，因此这里不再详述。

同样的，令

$R^{\′\′}\left(K\right)=\left\{\begin{array}{c}R\left(K\right),K=0,-N/2\\ {R_I}^{\′}\left(K\right)+j{R_Q}^{\′}\left(K\right),K=\±1,\±2,...,\±(N/2-1)\end{array}\right.---\left(16\right)$

然后，再通过均衡模块30对R"(K)进行ZF均衡，即：

$\begin{array}{c}{R}^{\′\′\′}\left(K\right)=R^{\′\′}\left(K\right)/H^{\′}\left(K\right)\\ =\left\{\begin{array}{c}S\left(K\right)+\mathrm{\γ}\left(K\right)/H\left(K\right),K=0,-N/2,---\left(17\right)\\ S\left(K\right)+\frac{{2H}^{*}\left(K\right)\·\mathrm{\γ}\left(K\right)+{\mathrm{\η}}_I\left(K\right)+j\·{\mathrm{\η}}_Q\left(K\right)}{{\left|H\left(K\right)\right|}^2+{\left|H(-K)\right|}^2},\mathrm{otherwise}\end{array}\right.\end{array}$

其中H'(K)如(12)式如示。最后通过傅里叶逆变换模块40对R"(K)进行傅里叶逆变换，即可得到发送信号s(m)的估计

综上所述，根据本发明实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置100，不管对于双边带非IQ调制系统还是双边带正交IQ调制系统，通过合并模块20对频域信号进行最大比合并，可以很大程度地降低深衰落的概率，达到最大化的频率分集增益，进而通过均衡模块30对频域信号进行均衡计算，并由傅里叶逆变换模块40将均衡之后的频域信号变换至时域，从而获得接收信号对应发送信号的估计值，提高性能。

基于上述方面实施例的频域均衡装置，本发明另一方面实施例提出一种双边带调制系统的信号接收端。

如图7所示，本发明实施例的双边带调制系统的信号接收端200包括上述方面实施例的频域均衡装置100。该信号接收端200对接收信号通过模数转换进行采样量化，然后分组并去除CP后，进入频域均衡装置100进行均衡，其中，首先通过傅里叶变换变换至频域，在频域内首先进行最大比合并再进行均衡，进而再通过傅里叶逆变换变换回时域，最后进行解符号、判决(硬判决或软判决)和信道解码，恢复出发送信息。

本发明实施例的双边带调制系统的信号接收端，通过在频域均衡装置内首先对频域信号进行最大比合并，进而再在频域内进行均衡计算，可以获得最大化的频率分集增益，性能提高。

本发明的再一方面实施例还提出一种双边带调制系统，如图8所示，该双边带调制系统1000包括信号发送端300和上述方面实施例的信号接收端200。

本发明实施例的双边带调制系统，在信号接收端，通过在频域均衡装置内首先对频域信号进行最大比合并，进而再在频域内进行均衡计算，可以获得最大化的频率分集增益，性能提高。

基于上述方面实施例的频域均衡装置，本发明的又一方面实施例提出一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法。如图9所示，该频域均衡方法包括以下步骤：

S1，将去除循环前缀之后的接收信号傅里叶变换至频域以生成频域信号。

S2，对频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号。

其中，对于双边带非IQ调制系统，将频域信号中的共轭对称项进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号，具体地，如前述频域均衡装置中进行合并计算的过程，在这里不再赘述。

对于双边带正交IQ调制系统，由于共轭对称项与共轭反对称项叠加在一起，无法单独处理，所以需要先隔离开才能进行最大比合并。具体地，如图10所示包括：

S21，对频域信号进行均衡计算，并将均衡计算之后的信号傅里叶逆变换至时域以获得接收信号对应发送信号的初次估计值。

S22，对接收信号对应发送信号的初次估计值进行符号硬判断以获得调制信号的估计值。

S23，将调制信号的估计值傅里叶变换至频域以生成频域估计值，并根据频域估计值对频域信号进行干扰消除。

其中，调制信号的估计值为复数，进一步地，将调制信号的估计值的实部傅里叶变换至频域以生成实部频域估计值，并根据实部频域估计值对频域信号中的共轭对称项进行干扰消除；以及将调制信号的估计值的虚部傅里叶变换至频域以生成虚部频域估计值，并根据虚部频域估计值对频域信号中的共轭反对称项进行干扰消除。

S24，对干扰消除之后的频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益。

对于双边带正交IQ调制系统中进行最大比合并的过程，如前述频域均衡装置中进行合并计算的过程，在这里不再赘述。进行最大化合并之后，进而执行步骤S3。

S3，对合并信号进行均衡计算。

S4，将进行均衡计算之后的信号傅里叶逆变换回时域以获得接收信号对应发送信号的估计值。

本发明实施例的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法，不管对于双边带非IQ调制系统还是双边带正交IQ调制系统，通过对频域信号进行最大比合并，可以很大程度地降低深衰落的概率，达到最大化的频率分集增益，进而通过对频域信号进行均衡计算，并将均衡之后的频域信号变换至时域，从而获得接收信号对应发送信号的估计值，提高系统性能。

在本申请的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个、三个等，除非另有明确具体的限定。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (10)

1.一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置，其特征在于，包括：

傅里叶变换模块，用于将去除循环前缀之后的接收信号变换至频域以生成频域信号；

合并模块，用于对所述频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号；

均衡模块，用于对所述合并信号进行均衡计算；和

傅里叶逆变换模块，用于将所述均衡模块的输出信号变换回时域以获得所述接收信号对应发送信号的估计值。

2.如权利要求1所述的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置，其特征在于，所述双边带调制系统为双边带非IQ调制系统，所述合并模块包括最大比合并器，所述最大比合并器将所述频域信号中的共轭对称项进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号。

3.如权利要求1所述的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置，其特征在于，所述双边带调制系统为双边带正交IQ调制系统，所述合并模块包括：

均衡单元和傅里叶逆变换单元，所述均衡单元对所述频域信号进行均衡计算，所述傅里叶逆变换单元将所述均衡单元的输出信号变换至时域以获得接收信号对应发送信号的初次估计值；

符号硬判决单元，用于对所述接收信号对应发送信号的初次估计值进行符号硬判决以获得调制信号的估计值；

傅里叶变换单元，用于将所述调制信号的估计值变换至频域以生成频域估计值；

干扰消除器，用于根据所述频域估计值对所述频域信号进行干扰消除；

最大比合并器，用于对干扰消除之后的频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益。

4.如权利要求3所述的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡装置，其特征在于，其中，所述调制信号的估计值为复数，所述傅里叶变换单元包括：

第一傅里叶变换子单元，用于将所述调制信号的估计值的实部变换至频域以生成实部频域估计值，所述干扰消除器根据所述实部频域估计值对所述频域信号中的共轭对称项进行干扰消除；以及

第二傅里叶变换子单元，用于将所述调制信号的估计值的虚部变换至频域以生成虚部频域估计值，所述干扰消除器根据所述虚部频域估计值对所述频域信号中的共轭反对称项进行干扰消除。

5.一种双边带调制系统的信号接收端，其特征在于，包括如权利要求1-4任一项所述的频域均衡装置。

6.一种双边带调制系统，其特征在于，包括：

信号发送端；以及

如权利要求5所述的信号接收端。

7.一种双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法，其特征在于，包括以下步骤：

将去除循环前缀之后的接收信号傅里叶变换至频域以生成频域信号；

对所述频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号；

对所述合并信号进行均衡计算；以及

将进行均衡计算之后的信号傅里叶逆变换回时域以获得所述接收信号对应发送信号的估计值。

8.如权利要求7所述的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法，其特征在于，所述双边带调制系统为双边带非IQ调制系统，对所述频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号，具体包括：

将所述频域信号中的共轭对称项进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号。

9.如权利要求7所述的双边带调制系统中的收集最大频率分集增益的频域均衡方法，其特征在于，所述双边带调制系统为双边带正交IQ调制系统，对所述频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益并输出合并信号，具体包括：

对所述频域信号进行均衡计算，并将均衡计算之后的信号傅里叶逆变换至时域以获得接收信号对应发送信号的初次估计值；

对所述接收信号对应发送信号的初次估计值进行符号硬判断以获得调制信号的估计值；

将所述调制信号的估计值傅里叶变换至频域以生成频域估计值，并根据所述频域估计值对所述频域信号进行干扰消除；以及

对干扰消除之后的频域信号进行最大比合并以收集频率分集增益。

10.如权利要求9所述的双边带调制系统中收集最大频率分集增益的频域均衡方法，其特征在于，所述调制信号的估计值为复数，将所述调制信号的估计值傅里叶变换至频域以生成频域估计值，并根据所述频域估计值对所述频域信号进行干扰消除，进一步包括：

将所述调制信号的估计值的实部傅里叶变换至频域以生成实部频域估计值，并根据所述实部频域估计值对所述频域信号中的共轭对称项进行干扰消除；以及

将所述调制信号的估计值的虚部傅里叶变换至频域以生成虚部频域估计值，并根据所述虚部频域估计值对所述频域信号中的共轭反对称项进行干扰消除。