CN101764627A - 确定上行链路的解调导频序列的方法、终端以及上行链路系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种确定上行链路的解调导频序列的方法，包括：将上行链路的多根发射天线中的其中一根作为基准发射天线，并将其他发射天线作为从属发射天线，为该基准发射天线设置解调导频序列；在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系，根据基准发射天线的解调导频序列和所述解调导频序列从属关系，设置每根从属发射天线的解调导频序列。本发明还提供了为多发射天线提供解调导频的用户终端设备和上行链路系统。该方法、设备和系统适用于SU-MIMO传输和MU-MIMO传输。

Description

确定上行链路的解调导频序列的方法、终端以及上行链路系统

技术领域

本发明涉及无线移动通信领域，尤其涉及确定上行链路的解调导频序列的方法、用户终端以及无线通信的上行链路系统。

背景技术

3GPP长期演进(LTE)项目是对目前3G技术的演进与革新，能够大幅提高频谱效率和小区容量，并且可以灵活支持多种带宽配置。LTE系统的上行链路采用的是单载波频分多址(SC-FDMA)技术，具有峰均比(PAPR)低的特性，可以有效支持大范围覆盖。考虑到用户终端(UE)成本和标准化进度的制约，现有LTE系统的上行链路只考虑使用单天线发射用户终端的信号，而没有采用多天线发射技术。需要说明的是，本申请中提到的用户终端可以是用户使用的终端设备，比如手机等。

LTE的上行链路有2种导频信号：解调导频序列(DMRS)和探测导频(SRS)。解调导频序列主要用于上行控制信道(PUCCH)和上行共享信道(PUSCH)的信道估计，探测导频主要用于探测上行信道的质量。LTE中上行共享信道的解调导频序列采用了恒包络零自相关(CAZAC)码作为基序列，并利用CAZAC码的相位旋转来获得更多的导频序列。导频序列r_u，v ^(α)(n)的生成参见公式(1)，下标u是分组后导频序列所在的组编号，v是导频序列在某个组内的编号。

$r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right)=e^{\mathrm{j\&alpha;n}}{\stackrel{\&OverBar;}{r}}_{u,v}\left(n\right),$ $0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}---\left(1\right)$

在公式(1)中，

是基序列，M_sc ^RS是基序列的长度。α是基序列的相位旋转值，根据公式(2)确定。

α＝2πn_cs/12(2)

$n_{\mathrm{cs}}=(n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(1\right)}+n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(2\right)}+n_{\mathrm{PRS}})\mathrm{mod}12---\left(3\right)$

在公式(3)中，n_DMRS ⁽¹⁾、n_DMRS ⁽²⁾和n_PRS是决定相位旋转值的三个分量。其中，n_DMRS ⁽¹⁾是小区广播的；n_DMRS ⁽²⁾是上行调度信令指定的；n_PRS是根据伪随机序列生成的，该伪随机序列在同一小区是相同的。也就是说，对于相位旋转值而言，n_DMRS ⁽¹⁾是小区广播分量，n_DMRS ⁽²⁾是上行调度分量，n_PRS是伪随机序列分量。

为了减小不同小区DMRS之间的小区间干扰(ICI)，每个UE的DMRS的相位旋转值在每个时隙(slot)都要按照预定的模式，比如类似跳频的方式，进行跳变。也就是说，基序列的相位旋转值是时变的。从而对于某个发射天线而言，在不同的时隙使用不同的导频序列作为解调导频序列。

随着LTE Rel-8的标准制定工作渐近尾声，3GPP于2008年年中启动了LTE-A的研究工作。LTE-A是LTE的后续演进，在3GPP TR 36.913中对有关于LTE-A的性能需求进行了描述。与LTE相比较而言，LTE-A对系统性能(尤其是上行链路的性能)提出了更高的要求。例如，LTE-A系统要求上行链路的峰值频谱效率达到15bps/Hz，这是只使用单发射天线的LTE的上行链路所无法实现的。为满足上行链路的更高要求，LTE-A的上行链路必然要考虑采用多天线发射技术来进一步提高频谱效率。

当然，多天线发射系统比单天线发射系统复杂得多，有许多新的问题需要考虑，比如，如何在具有多发射天线的上行链路系统中提供解调导频序列，成为一个需要解决的问题。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种确定上行链路的解调导频序列的方法、用户终端设备以及上行链路系统，使得基于多发射天线的上行链路能够具有较好的性能。

一种确定上行链路的解调导频序列的方法，包括：

将上行链路的多根发射天线中的其中一根作为基准发射天线，并将其他发射天线作为从属发射天线，为该基准发射天线设置解调导频序列；

在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系，根据基准发射天线的解调导频序列和所述解调导频序列从属关系，设置每根从属发射天线的解调导频序列。

所述为基准发射天线设置解调导频序列包括：选择基准发射天线解调导频序列的基序列，并对该基序列进行相位旋转，获得基准发射天线的导频序列，使用该导频序列作为基准发射天线的解调导频序列。

所述为基准发射天线设置解调导频序列包括：根据公式

计算基准发射天线的导频序列；

其中，所述

为基序列，所述α为基序列的相位旋转值，所述M_sc ^RS为基序列的长度。

所述在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系包括：使所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间的解调导频序列的相位旋转值的差始终保持最大。

所述在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系包括：

根据公式α_i＝2πn_cs，i/C和公式确定每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值；

其中，所述C为常数，所述n_T为发射天线数目，所述α₀为基准发射天线解调导频序列的相位旋转值。

所述根据基准发射天线的解调导频序列和所述解调导频序列从属关系，设置每根从属发射天线的解调导频序列包括：根据确定出的从属发射天线解调导频序列的相位旋转值，以及基准发射天线解调导频序列的基序列，计算从属发射天线的导频序列。

所述在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系包括：

基站根据公式

确定每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量。

所述根据基准发射天线的解调导频序列和所述解调导频序列从属关系，设置每根从属发射天线的解调导频序列包括：

基站向每根从属发射天线对应的用户终端下发上行调度命令，该上行调度命令包含解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量；

每个用户终端接收到上行调度命令后，根据所述上行调度分量计算自身的解调导频序列的相位旋转值，并根据基准发射天线的基序列，计算出该从属发射天线的导频序列。

该方法进一步包括：

基站接收所述多根发射天线发出的解调导频序列，对所述接收到的解调导频序列进行快速傅立叶变换，将其从时域转换到频域，并将频域的解调导频序列乘上预先在基站内存储的基准发射天线的解调导频序列的复共轭；

基站对乘上复共轭后的解调导频序列进行逆快速傅立叶变换，将其从频域转换到时域，并设置时域的解调导频序列的信道冲击响应区域；

根据每根发射天线解调导频序列的相位旋转值，基站从所述信道冲击响应区域中区分出接收到的解调导频序列中对应于不同发射天线的解调导频序列分别进行循环移位，并对循环移位后的每根发射天线对应的解调导频序列进行快速傅立叶变换，将其从时域转换到频域。

该方法进一步包括：

在进行逆快速傅立叶变换之前，进行频域加窗操作；

在对循环移位后的每根发射天线对应的解调导频序列进行快速傅立叶变换后，进行频域去窗操作。

所述设置时域的解调导频序列的信道冲击响应区域包括：以

为中心点，从信道冲击响应的左侧选择μ·Δ个采样点；

其中，所述Δ为信道冲击响应能量泄露的主瓣宽度

所述N_FFT为快速傅立叶变换采样点的数目，所述RB#为资源块数目，所述μ的取值为

所述CP为SC-FDMA符号的循环前缀长度。

所述设置时域的解调导频序列的信道冲击响应区域包括：以

为中心点，从信道冲击响应的右侧选择λ·CP个采样点，所述CP为SC-FDMA符号的循环前缀长度，所述λ的取值为0＜λ≤1。

一种用户终端，该用户终端设置有多根发射天线，为每根发射天线设置一个乘法器；该用户终端进一步包括：基序列选择模块和解调导频序列从属模块；

所述基序列选择模块，用于确定解调导频序列的基序列；

所述解调导频序列从属模块，用于将所述多根发射天线中的其中一根确定为基准发射天线，并将其他发射天线确定为从属发射天线，建立基准发射天线和每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值的从属关系，并根据基准发射天线解调导频序列的相位旋转值，确定每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值；

所述为每根发射天线设置的乘法器，用于将基序列和对应发射天线的相位旋转值相乘，获得该发射天线的解调导频序列。

所述解调导频序列从属模块用于根据公式α_i＝2πn_cs，i/C和公式

计算从属发射天线解调导频序列的相位旋转值；

其中，所述C为常数，所述n_T为发射天线数目，所述α₀为基准发射天线解调导频序列的相位旋转值。

一种上行链路系统，包括：一个基站和多个用户终端，其中为每个用户终端设置一根发射天线；

所述基站，用于将为所述多个用户终端设置的多根发射天线中的其中一根确定为基准发射天线，并将其他发射天线确定为从属发射天线，建立基准发射天线和每根从属发射天线的解调导频序列从属关系，并将所述解调导频序列从属关系通过上行调度命令通知对应的用户终端；

所述从属发射天线对应的用户终端，用于根据解调导频序列从属关系以及基准发射天线解调导频序列的基序列，计算出该从属发射天线的解调导频序列。

所述基站根据公式确定每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量，通过上行调度命令将每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量通知给对应的用户终端；

其中，所述C为常数，所述n_T为发射天线数目，所述n_DMRS，0 ⁽²⁾为基准发射天线解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量。

由上述技术方案可见，本发明的这种确定上行链路的解调导频序列的方法、用户终端设备以及上行链路系统，基于解调导频序列从属设计多根发射天线的解调导频序列(DMRS)。这种解调导频序列从属可以是相位旋转值的最大距离绑定(MDB)。该方法、设备和系统适用于SU-MIMO传输和MU-MIMO传输。

进一步地，对上行链路的接收机的信道估计方法也进行了改进，采用动态CIR保留(DCIR²)，来改善信道估计性能。并且，由于链路性能依赖于信道估计的质量，该信道估计方法还能够改善链路性能。

附图说明

图1为本发明一个实施例中为上行链路系统提供解调导频序列的方法流程图。

图2为本发明SU-MIMO系统中实现上行链路的解调导频序列的流程图。

图3为本发明MU-MIMO系统中实现上行链路的解调导频序列的流程图。

图4为传统技术中单发射天线的解调导频序列装置的结构示意图。

图5为本发明一个实施例中设置在具有多发射天线的用户终端的解调导频序列装置的结构示意图。

图6为本发明一个实施例中信道估计的方法流程图。

图7为本发明一个实施例中设置在基站的信道估计装置的结构示意图。

图8(a)和(b)为图1的解调导频序列方法的仿真性能示意图。

图9(a)和(b)为图6的信道估计方法的仿真性能示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。

在本发明的实施例中，上行链路系统具有多根发射天线，假设发射天线数n_T≥2，即该上行链路系统包括：发射天线0，1，…，n_T-1。为该上行链路系统提供解调导频序列的方法如图1所示，包括以下步骤：

步骤101：确定多根发射天线中的基准发射天线和从属发射天线。

具体地，选取n_T根发射天线的其中一根作为基准发射天线，其他n_T-1发射天线都是从属发射天线。例如，可以选取发射天线0作为基准发射天线，发射天线1，…，n_T-1都是从属发射天线。

步骤102：设置基准发射天线的解调导频序列(DMRS)。

具体地，基准发射天线的DMRS可以采用现有LTE协议(比如3GPP TS36.211)中定义的DMRS，包括其相位旋转值的跳变方式都可以遵从协议规定。

步骤103：建立基准发射天线和从属发射天线的解调导频序列从属关系，并结合基准发射天线的解调导频序列，设置从属发射天线的解调导频序列。

其中，解调导频序列从属关系可以体现为相位旋转值的最大距离绑定，也可以是n_DMRS ⁽²⁾值的调度从属，或者是其他从属方式。

根据发射天线的设置方式，上行链路系统的组成结构又可分为：一、单用户多输入输出(SU-MIMO)，即该系统的同一时频资源仅允许一个用户终端使用，且该用户终端设置有多根发射天线；二、多用户多输入输出(MU-MIMO)，即该系统的同一时频资源允许多个用户终端同时使用，且每个用户终端设置有一根发射天线。可以看出，SU-MIMO和MU-MIMO的共同点是，多根发射天线共用同一时频资源。

在SU-MIMO传输系统中实现上行链路的解调导频序列的流程如图2所示，具体包括：

步骤201：将用户的n_T根发射天线中的其中一根确定为基准发射天线，其余n_T-1根为从属发射天线。

步骤202：根据现有LTE协议的定义，确定基准发射天线的导频序列。

比如，可以按照公式(1)获得基准发射天线的导频序列。需要说明的是，基准发射天线使用与单发射天线相同的解调导频序列，可以使具有多发射天线的上行链路系统保持对现有LTE协议的后向兼容。

步骤203：将n_T-1根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值和基准发射天线解调导频序列的相位旋转值绑定，并使用和基准发射天线相同的基序列，生成每根从属发射天线的导频序列。

具体地，每根从属发射天线的相位旋转值，在选取上和基准发射天线都要满足一定的从属关系。比如，按照公式(4)和(5)提供的最大距离绑定(MDB)确定该从属关系，将公式(4)和(5)称为最大距离绑定从属条件。

α_i＝2πn_cs，i/C    (4)

$n_{\mathrm{cs},i}=(n_{\mathrm{cs},0}+\frac{C}{n_T}\&CenterDot;i)\mathrm{mod}\left(C\right),i=\mathrm{0,1},...,n_T-1---\left(5\right)$

在公式(4)中，α₀是基准发射天线的解调导频序列的相位旋转值，该α₀的取值会随着时间的变化发生跳变，这种跳变方式与现有LTE协议中的单发射天线解调导频序列的跳变方式相同，此处不再赘述。C是常数，对于现有LTE协议的PUSCH而言，C＝12。

可以看出，公式(4)是采用频域码分复用(CDM)方式来设计不同发射天线的DMRS，即为不同发射天线的解调导频序列分配不同的相位旋转值。从原理上讲，只要不同的发射天线在同一时间选取不同的解调导频序列相位旋转值，都能获得相同的信道估计和链路性能。或者说，因为在原理上没有考虑信道估计过程中出现的能量泄露问题，所以不同的相位旋转值的效果都是一样的。但是，实际系统中必须考虑到信道估计过程中出现的能量泄露问题，相位旋转的取值间隔较大则有利于减小发射天线之间解调导频序列的相互干扰。也就是说，在实际系统中，取不同的相位旋转值会得到不同的性能，甚至可能导致信道估计和链路性能的大幅下降。

因此，公式(4)进一步将多个发射天线的DMRS的相位旋转值始终以最大距离绑定。只要获知基准发射天线的相位旋转值，就能够获知任意一根从属发射天线的相位旋转值。当基准发射天线解调导频序列的相位旋转值按照一定方式跳变时，由于二者的相位旋转值之间存在从属关系，从属发射天线解调导频序列的相位旋转值也随之进行跳变。即，从属发射天线解调导频序列的相位旋转值也是时变的。因此，上行链路系统的发射天线虽然增多，却不需要增加额外的信令开销来支持多个发射天线解调导频序列的相位旋转值的跳变。

可以看出，“最大距离”可以保证多根发射天线的解调导频序列之间的相互干扰最小，而“绑定”可以减小信令开销。进一步地，由于基准发射天线的解调导频序列可以按照现有LTE协议进行定义，在将现有的单天线发射系统扩容为多天线发射系统时，可以将现有的单发射天线确定为基准发射天线。这样，就无需对现有的单发射天线的DMRS进行任何改动，确保了对LTE的后向兼容性。

在具体实现时，也可以对图2提供的方法进行扩展。比如，在步骤202中也可以任意设置基准发射天线的解调导频序列，或者采用和现有LTE协议中的跳变方式不同的方式作为基准发射天线解调导频序列的相位旋转值的跳变方式。通过保证从属发射天线和基准发射天线的解调导频序列从属关系，确定整个上行链路系统的解调导频序列。

在MU-MIMO传输系统中实现上行链路的解调导频序列的流程如图3所示，具体包括：

步骤301：将n_T个用户终端的发射天线(共有n_T根)中的其中一根确定为基准发射天线，其余n_T-1根为从属发射天线。

步骤302：基站下发上行调度命令给基准发射天线对应的用户终端，设置该用户终端的解调导频序列相位旋转值的上行调度分量。

为描述简便起见，将基准发射天线对应的用户终端称为基准用户终端。相应地，其他用户终端可以称为从属用户终端。

步骤303：根据调度从属条件，基站下发上行调度命令给从属发射天线对应的n_T-1个用户终端，设置所述n_T-1个从属用户终端的n_DMRS ⁽²⁾值。其中，基站针对每根发射天线分别发送上行调度命令，每条上行调度命令中携带对应发射天线解调导频序列的相位旋转值的上行调度分量。

在步骤302和303的上行调度命令中，基站根据公式(6)为参与MU-MIMO传输的多个用户终端指定n_DMRS ⁽²⁾值。

$n_{\mathrm{DMRS},i}^{\left(2\right)}=(n_{\mathrm{DMRS},0}^{\left(2\right)}+\frac{C}{n_T}\&CenterDot;i)\mathrm{mod}\left(C\right),i=\mathrm{0,1},...,n_T-1---\left(6\right)$

其中，n_DMRS，0 ⁽²⁾是针对参与MU-MIMO传输的基准用户终端(也即基准发射天线)的调度值。该n_DMRS，0 ⁽²⁾值可以和现有LTE协议所支持的调度方法保持一致。在现有LTE协议中，n_DMRS，0 ⁽²⁾的取值是由DCI format 0中的相位旋转域指定的，该相位旋转域的长度为3比特，因此协议支持的相位旋转值共有8种：0，2，3，4，6，8，9，10。需要说明的是，DCI format 0是一条基站发出的信令，用于提供下行控制信息。

参照现有LTE协议所支持的调度方法，存在如下2种满足公式(6)的调度从属条件的n_DMRS ⁽²⁾取值方案。

方案1：不对现有LTE协议进行任何修改。

对于2个用户的MU-MIMO传输，应满足

例如，当

时，

对于4个用户的MU-MIMO传输，应满足

方案2：将DCI format 0中的相位旋转域扩充到4比特。

这样，n_DMRS，i ⁽²⁾的取值可以从0到11(共计12个值)，只要满足公式(6)的调度从属条件即可。

可以看出，步骤302和303只是调整解调导频序列的相位旋转值的上行调度分量n_DMRS ⁽²⁾，另外两个分量n_DMRS ⁽¹⁾和n_PRS对于区分MU-MIMO传输中的多个用户终端不起作用。确定上行调度分量n_DMRS ⁽²⁾，并获知小区广播分量n_DMRS ⁽¹⁾和伪随机序列分量n_PRS后，可以根据公式(2)和(3)计算得到相位旋转值。

步骤304：每个用户终端根据基站指定的调度值，确定自身解调导频序列的相位旋转值，并使用同一个基序列，生成发射天线的导频序列。

对于上行链路系统只有单发射天线的情况，设置在用户终端的解调导频序列装置的结构示意图如图4所示，包括：基序列选择模块401、乘法器402、资源单元映射模块403、IFFT模块404、循环前缀处理模块405。其中，基序列选择模块401确定出

作为解调导频序列的基序列，再由乘法器402将基序列

和携带相位旋转值的信息的e^jαn相乘，得到导频序列r_u，v ^(α)(n)。该导频序列r_u，v ^(α)(n)经过资源单元映射模块403、IFFT模块404、循环前缀(CP，Cyclic prefix)处理模块405等一系列处理后，所得到的信号通过发射天线发出。具体地，资源单元映射模块403用于将导频序列放置到合适的时频资源位置上，循环前缀处理模块405用于为经过IFFT处理后的信号添加循环前缀。

对于本发明一个实施例中具有多发射天线的SU-MIMO系统，由于要为多个发射天线提供解调导频序列，和传统结构相比，设置在用户终端的解调导频序列装置在结构上相应地有所改动。图5为改动后的解调导频序列装置的结构示意图，包括：基序列选择模块501、解调导频序列从属模块506、多个乘法器502、多个资源单元映射模块503、多个IFFT模块504、多个循环前缀处理模块505。其中，每个发射天线都设置有乘法器502、资源单元映射模块503、IFFT模块504、循环前缀处理模块505这样的一组处理模块，详见图5。其中，基序列选择模块501、乘法器502、资源单元映射模块503、IFFT模块504、循环前缀处理模块505，与图4中示出的对应模块功能类似。

对于解调导频序列从属模块506，在为发射天线0，1，…，n_T-1的解调导频序列提供相位旋转值时，将保证其满足一定的从属关系，比如遵从公式(4)和(5)提供的最大距离绑定(MDB)从属条件。

此外，本发明还提供了一种适用于MU-MIMO传输的上行链路系统，包括：多个用户终端以及管辖这些用户终端的基站。其中，每个用户终端设置有一根发射天线。

该基站上设置有调度从属模块，用于根据公式(6)为上述多个用户终端指定n_DMRS ⁽²⁾值。上述多个用户终端接收到基站指定的n_DMRS ⁽²⁾值后，确定自身解调导频序列的相位旋转值，并使用同一个基序列，生成发射天线的导频序列。

进一步地，本发明除了为具有多发射天线的发射机提供确定解调导频序列的方法，还对现有的接收机的信道估计方法作了改进。图6为本发明一个实施例中信道估计的方法流程图。

步骤601：对接收到的解调导频序列信号进行串并(S/P)转换。

步骤602：经N_FFT点快速傅立叶变换(FFT)将信号从时域转换到频域，其中N_FFT是FFT的点数。

步骤603：根据不同用户的资源块(RB)分配情况，在频域按照频分复用(FDM)方式区分出不同组发射天线的解调导频序列信号。其中，同一组发射天线占用相同的时频资源。

对于MU-MIMO传输系统而言，由于每个用户终端使用一个发射天线，不同组发射天线即为不同组的用户终端。

在简单的系统中，可能只有一组发射天线。也就是说，系统中的所有时频资源由一组发射天线共用。比如，系统中只有一个具有多根发射天线的用户，所有时频资源都由该用户的多根发射天线共用。这种情况下，该步骤可以不必执行。

步骤604：每组发射天线都设置有一个基准发射天线，对于区分出的每组发射天线的解调导频序列信号，计算该组的基准发射天线的导频序列的复共轭，并将区分出的每组解调导频序列信号乘上对应的复共轭。

其中，对于MU-MIMO，第一个用户使用的天线是基准发射天线；对于SU-MIMO，第一根发射天线是基准发射天线。

步骤605：进行频域加窗操作。

在实际仿真中，频域窗函数可以选择Blackman窗，但是其他窗函数均可适用。为了避免将有用信道信息置0，窗长应该大于用户所占用的频带宽度。

步骤606：经K点逆快速傅立叶变换(IFFT)将信号从频域转换到时域。

步骤607：设置时域信号的信道冲击响应区域。

具体地，可以采用动态冲击响应保留(DCIR²，Dynamic CIR Reservation)的方法设置信道冲击响应区域。可以看出，由于时域信号是离散的，该步骤保留的是信道冲击响应(CIR)的采样点，以便用于后续计算信道频域响应(CFR)。

现有的接收机信道估计算法通常基于离散傅立叶变换(DFT)，在时域保留处于循环前缀(CP)范围内的信道冲激响应(CIR)样值(例如参见3GPP，R1-062642提案)，以达到保留有用信号、抑制噪声和干扰的目的。但是，现有算法却忽略了在实际系统的上行链路中，资源块(RB)分配会导致信道估计过程中出现CIR能量泄露问题。因此，尤其是当UE所分配的RB数目较少时，现有算法的性能会大大下降。

为此，本实施例中在保留CIR点数时，以

为中心点分为两个部分。

(1)右侧部分：边界点为

选取的采样点的数目为λ·CP，CP为SC-FDMA符号的循环前缀长度，λ是可变参数(0＜λ≤1)，其具体取值可以在实际系统中进行优化。

(2)左侧部分：边界点为

选取的采样点的数目为μ·Δ，Δ为CIR能量泄露的主瓣宽度μ是可变参数(

)，其具体取值可以在实际系统中进行优化。为了简化实现，可以定义

和

从而左侧部分的变量只有μ′。

对于λ和μ′，前者主要取决于噪声和多径时延，后者主要取决于噪声和RB#。实验发现，实际系统对于λ和μ′的选取并不是十分敏感。也就是说，这两个变量的取值只要满足一定范围即可，细微的差别对于信道估计和链路性能影响不大。

在具体实现时，可以只保留右侧部分λ·CP个点数(即μ＝0)。又或者，可以将右侧部分的点数固定为CP(即λ＝1)，只对左侧部分的点数进行调整。

步骤608：根据发射天线解调导频序列的相位旋转值不同，区分出该组中不同发射天线的信道冲击响应，并进行循环移位

对于MU-MIMO，根据不同用户终端的发射天线解调导频序列的相位旋转值，区分出不同用户终端的CIR。对于SU-MIMO，根据不同发射天线解调导频序列的相位旋转值，区分出不同发射天线的CIR。

步骤609：对每个发射天线的保留下来的信道冲击响应，经K点FFT从时域转换到频域。

步骤610：进行频域去窗操作。

至此，信道估计过程结束。

需要说明的是，步骤602-610是信道估计的主体流程。其中，步骤605和步骤610的频域加窗和去窗操作也是可以不执行的，并不影响信道估计的完整性。这种信道估计方法对LTE和LTE-A系统的上行链路均适用。当然，也适用于其他基于OFDMA或SC-FDMA且采用频域块状(相移)导频的系统。

另外，这种信道估计方法可以和图1所示的解调导频序列方法配合使用，也可以独立使用。其中，信道估计方法在基站侧使用，解调导频序列方法在用户侧使用。

相应地，图7为本发明一个实施例中设置在基站的信道估计装置的结构示意图。信道估计装置72包括：和串并转换模块701连接的FFT模块702、发射天线组区分模块703、乘法器704、IFFT模块706、动态CIR保留模块707、发射天线信号区分模块708、以及和MIMO检测模块711连接的FFT模块709。其中每个模块用于实现图6中示出的一个对应步骤，比如FFT模块702用于实现步骤602。具体实现时，基站可以为每根接收天线设置一个如图7所示的信道估计装置72。

在信道估计装置72中，发射天线组区分模块703用于区分不同组发射天线的信号。比如，在本实施例中，发射天线共划分为N组，则发射天线组区分模块703将其区分为组1，…，组N。

与每组发射天线对应的接收信号设置有一个乘法器704，用于将该组的基准发射天线的导频序列的复共轭和该组发射天线的解调导频序列接收信号相乘，所述基准发射天线的导频序列的复共轭预先存储在基站内。

动态CIR保留模块707，用于设置信道冲击响应区域，确定信道冲击响应的采样点，并获取对应的采样值，以便后续计算信道频域响应。具体实现时，动态CIR保留模块707首先确定采样的中心点

之后，选取该中心点的右侧部分λ·CP个采样点。也就是说，可以选取从

到

这段采样值。或者，选取从

到这段采样值，即将采样值的起始点确定为

此时共有μ·Δ个采样点位于中心点

的左侧部分。

发射天线信号区分模块708，用于将每组中的不同发射天线的信号区分出来，分别进行循环移位。比如，在本实施例中，组1共有M个发射天线，经过发射天线信号区分模块708的处理，包括信号区分和循环移位后，组1的信号分成M路，每路对应一个发射天线。

进一步地，该信道估计装置72还可以包括：频域加窗模块705和频域去窗模块710。其中，频域加窗模块705分别连接乘法器704和IFFT模块706，频域去窗模块710分别连接FFT模块709和MIMO检测模块711。

需要说明的是，对于与每组发射天线对应的接收信号，基站都会设置一个对应的处理单元，该处理单元包括乘法器704、IFFT模块706、动态CIR保留模块707、发射天线信号区分模块708、以及FFT模块709，进一步还可以包括频域加窗模块705和频域去窗模块710。比如，组1信号和组N信号(见图7)就设置有不同的处理单元。其中，图7中只示出组1信号对应的处理单元，而组N信号对应的处理单元在图7中并没有示出。但是，可以理解的是，组N信号对应的处理单元和组1信号是类似的。

由于设计解调导频序列最终是为了进行信道估计，因此利用图6所示的信道估计方法，按照表一所示的仿真参数进行信道估计，可以对图1确定的解调导频序列的性能进行验证。

表一

其中，图8(a)是MIMO配置为2*2时，解调导频序列的相位旋转采用最大距离绑定和随机两种方式的误块率(BLER)比较。在图8(a)中，最大距离绑定和随机这两种方式按照资源块数目(RB#)的取值不同，各有三条性能曲线。此处的随机方式是指解调导频序列的相位旋转值可以取任意可能的值，且不同的发射天线取不同的相位旋转值。可以看出，最大距离绑定方式的BLER小于随机方式的BLER。尤其是对于RB#较小(例如RB#＝1)的情况，最大距离绑定方式的性能优势更为明显。

图8(b)是MIMO配置为4*4时的仿真结果，从该图同样可以看出，最大距离绑定方式比随机方式的性能好。

需要说明的是，图8(a)和(b)中，接收机的信道估计算法均为不加频域窗的DCIR2方法。显然，RB#越小，MDB的性能增益越大。

在图9(a)和(b)中，分别比较了2*2和4*4系统中采用不同信道估计方法时的BLER性能，此时发射机解调导频序列的相位旋转值的选取满足MDB。与传统的保留循环前缀(CPR)的信道估计方法相比，DCIR2能明显改进链路性能，结合频域加窗和去窗操作后，则能进一步提高性能(以复杂度增加为代价)，而且RB#越小，对链路性能的改善也越明显。在本申请的仿真中，频域窗函数选择了Blackman窗。由于用户所占用的频带宽度为RB#*12，因此窗长选取为1.1*RB#*12。

需要说明的是，λ和μ′的取值只要满足一定范围即可，细微的差别对于信道估计和链路性能影响不大。因此，在本申请的仿真中，只是简单地根据RB#将λ和μ′的取值分成2种情况：当RB#＝1，2时，λ和μ′分别取值1和0.6；当RB#＞2时，λ和μ′分别取值0.5和0.2。当然，在不同信道条件和系统参数的情况下，λ和μ′的取值会发生变化，因此针对不同RB#分别对λ和μ′进行优化，可以获得更好的性能。

由上述的实施例可见，本发明提供的方法、设备和系统为不同发射天线的解调导频序列在同一时间选取不同的相位旋转值，这些相位旋转值满足一定的解调导频序列从属关系，每个发射天线的解调导频序列可以在不同时间选取不同的相位旋转值。之后，根据基序列和所确定的解调导频序列的相位旋转值，生成每个发射天线的导频序列，使得多发射天线的解调导频序列能够具有较好的性能。

Claims (16)

1.一种确定上行链路的解调导频序列的方法，其特征在于，包括：

将上行链路的多根发射天线中的其中一根作为基准发射天线，并将其他发射天线作为从属发射天线，为该基准发射天线设置解调导频序列；

在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系，根据基准发射天线的解调导频序列和所述解调导频序列从属关系，设置每根从属发射天线的解调导频序列。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述为基准发射天线设置解调导频序列包括：选择基准发射天线解调导频序列的基序列，并对该基序列进行相位旋转，获得基准发射天线的导频序列，使用该导频序列作为基准发射天线的解调导频序列。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述为基准发射天线设置解调导频序列包括：根据公式

计算基准发射天线的导频序列；

其中，所述为基序列，所述α为基序列的相位旋转值，所述M_sc ^RS为基序列的长度。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系包括：使所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间的解调导频序列的相位旋转值的差始终保持最大。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系包括：

根据公式α_i＝2πn_cs，i/C和公式确定每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值；

其中，所述C为常数，所述n_T为发射天线数目，所述α₀为基准发射天线解调导频序列的相位旋转值。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据基准发射天线的解调导频序列和所述解调导频序列从属关系，设置每根从属发射天线的解调导频序列包括：根据确定出的从属发射天线解调导频序列的相位旋转值，以及基准发射天线解调导频序列的基序列，计算从属发射天线的导频序列。

7.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述在所述基准发射天线和每根所述从属发射天线之间建立解调导频序列从属关系包括：

基站根据公式

确定每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据基准发射天线的解调导频序列和所述解调导频序列从属关系，设置每根从属发射天线的解调导频序列包括：

基站向每根从属发射天线对应的用户终端下发上行调度命令，该上行调度命令包含解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量；

每个用户终端接收到上行调度命令后，根据所述上行调度分量计算自身的解调导频序列的相位旋转值，并根据基准发射天线的基序列，计算出该从属发射天线的导频序列。

9.根据权利要求1-8任一项所述的方法，其特征在于，进一步包括：

基站接收所述多根发射天线发出的解调导频序列，对所述接收到的解调导频序列进行快速傅立叶变换，将其从时域转换到频域，并将频域的解调导频序列乘上预先在基站内存储的基准发射天线的解调导频序列的复共轭；

基站对乘上复共轭后的解调导频序列进行逆快速傅立叶变换，将其从频域转换到时域，并设置时域的解调导频序列的信道冲击响应区域；

根据每根发射天线解调导频序列的相位旋转值，基站从所述信道冲击响应区域中区分出接收到的解调导频序列中对应于不同发射天线的解调导频序列分别进行循环移位，并对循环移位后的每根发射天线对应的解调导频序列进行快速傅立叶变换，将其从时域转换到频域。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，进一步包括：

在进行逆快速傅立叶变换之前，进行频域加窗操作；

在对循环移位后的每根发射天线对应的解调导频序列进行快速傅立叶变换后，进行频域去窗操作。

11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述设置时域的解调导频序列的信道冲击响应区域包括：以

为中心点，从信道冲击响应的左侧选择μ·Δ个采样点；

其中，所述Δ为信道冲击响应能量泄露的主瓣宽度

所述N_FFT为快速傅立叶变换采样点的数目，所述RB#为资源块数目，所述μ的取值为

所述CP为SC-FDMA符号的循环前缀长度。

12.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述设置时域的解调导频序列的信道冲击响应区域包括：以

为中心点，从信道冲击响应的右侧选择λ·CP个采样点，所述CP为SC-FDMA符号的循环前缀长度，所述λ的取值为0＜λ≤1。

13.一种用户终端，其特征在于，该用户终端设置有多根发射天线，为每根发射天线设置一个乘法器；该用户终端进一步包括：基序列选择模块和解调导频序列从属模块；

所述基序列选择模块，用于确定解调导频序列的基序列；

所述解调导频序列从属模块，用于将所述多根发射天线中的其中一根确定为基准发射天线，并将其他发射天线确定为从属发射天线，建立基准发射天线和每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值的从属关系，并根据基准发射天线解调导频序列的相位旋转值，确定每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值；

所述为每根发射天线设置的乘法器，用于将基序列和对应发射天线的相位旋转值相乘，获得该发射天线的解调导频序列。

14.根据权利要求13所述的用户终端，其特征在于，所述解调导频序列从属模块用于根据公式α_i＝2πn_cs，i/C和公式

计算从属发射天线解调导频序列的相位旋转值；

其中，所述C为常数，所述n_T为发射天线数目，所述α₀为基准发射天线解调导频序列的相位旋转值。

15.一种上行链路系统，其特征在于，包括：一个基站和多个用户终端，其中为每个用户终端设置一根发射天线；

所述基站，用于将为所述多个用户终端设置的多根发射天线中的其中一根确定为基准发射天线，并将其他发射天线确定为从属发射天线，建立基准发射天线和每根从属发射天线的解调导频序列从属关系，并将所述解调导频序列从属关系通过上行调度命令通知对应的用户终端；

所述从属发射天线对应的用户终端，用于根据解调导频序列从属关系以及基准发射天线解调导频序列的基序列，计算出该从属发射天线的解调导频序列。

16.根据权利要求15所述的上行链路系统，其特征在于，所述基站根据公式确定每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量，通过上行调度命令将每根从属发射天线解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量通知给对应的用户终端；

其中，所述C为常数，所述n_T为发射天线数目，所述n_DMRS，0 ⁽²⁾为基准发射天线解调导频序列的相位旋转值中的上行调度分量。

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