CN101741297B - 无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法及装置，适用于无轴承同步磁阻电机悬浮运行控制。控制方法为将扩展的滞环PWM逆变器、被控电机径向位置组成复合被控对象；再构造该复合被控对象的逆系统；将所述逆系统串接在复合被控对象之前，复合成由两个径向位置子系统组成的伪线性系统；再对所述的伪线性系统设计闭环模糊补偿器，从而对被控电机径向位置进行解耦控制。控制装置包括逆系统、闭环模糊补偿器和扩展的滞环PWM逆变器。本发明用于构造新型的无轴承同步磁阻电机解耦控制装置，实现该电机的高性能悬浮控制；广泛应用于以无轴承同步磁阻电机为动力装置的交流电力传动与伺服系统，控制系统算法简单，具有抗负载扰动强的优点和良好的动、静态调节性能。

Description

无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法及装置

技术领域

本发明是一种无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法及装置，适用于无轴承同步磁阻电机高性能悬浮运行控制，属于电力传动控制设备的技术领域。

背景技术

无轴承同步磁阻电机将磁悬浮轴承与普通同步磁阻电机集成于一体，它是一种同时实现转子自有旋转和稳定悬浮的新型机电能量转换装置，由于省略了机械轴承对转子的支承，具有一系列突出的高品质：高转速、免润滑、无磨损、寿命长等，拓宽了高速电机的应用领域。无轴承同步磁阻电机因其转子上既无励磁绕组也无永磁体，更加适合于超高速应用领域、高温或温度变化范围大等环境恶劣场合。

无轴承同步磁阻电机是一个复杂的多变量、强耦合、非线性系统，负载条件下其径向悬浮力和电磁转矩之间以及两个径向位置上的悬浮力分量之间存有相互耦合，因此，无轴承同步磁阻电机的解耦控制是实现其稳定悬浮和调速运行的基本前提。

现有的无轴承同步磁阻电机解耦控制方法一种是串接前馈补偿器，该方法用定子给定电流作为抵消信号实现解耦，但只有当定子给定电流和定子检测电流始终完全相等时，解耦才能成功；另一种解耦控制方法是反馈解耦，该方法用定子检测电流直接取代定子给定电流实现解耦控制，但电机滞后环节的存在使得定子检测电流和定子实际电流并非完全一致，同样会导致解耦失败。

对于已经解耦的系统，目前的方法是采用单一的常规PID控制器进行闭环控制，但常规PID控制器难以应对各种复杂的运行工况，PID控制器参数难以实时调整，严重影响悬浮系统运行性能，控制效果较差。

为了从本质上提高无轴承同步磁阻电机对负载扰动的适应性，实现不同工况下的动态解耦控制，进而提高无轴承同步磁阻电机的变频调速和悬浮运行性能，必需采用一些新的控制方法。

发明内容

本发明的目的在于提供一种无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法及装置，基于这种方法构造的控制装置能够实现无轴承同步磁阻电机的动态解耦，并具有优越的动态和静态控制性能。

实现上述目的的技术解决方案是构造无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制装置，该装置的控制方法包括以下步骤：

一种无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法，其特征在于该方法包括以下步骤：

1)把扩展的滞环PWM逆变器和被控的无轴承同步磁阻电机径向位置抽象成复合被控对象；

2)构造复合被控对象数学模型的逆系统，所述逆系统的构造包括：

2.1)采集同步旋转d-q坐标系下转子两个径向位置x、y以及悬浮绕组两个定子电流分量i_x、i_y；

2.2)建立同步旋转d-q坐标系下无轴承同步磁阻电机径向位置的控制模型，其数学模型可表示为： $\stackrel{\·\·}{x}=\frac{1}{m}(K_{m1}{i}_d{i}_x+K_{m2}{i}_q{i}_y),$ $\stackrel{\·\·}{y}=\frac{1}{m}(K_{m2}{i}_q{i}_x-K_{m1}{i}_d{i}_y),$ 式中，m为转子质量，i_d、i_q分别为同步旋转坐标系下转矩绕组等效两相电流，K_m1、K_m2分别为同步旋转坐标系下d、q轴力-电流常数；

2.3)分析2.2)中模型的可逆性：定义状态变量为

定义输入变量为u＝[u₁ u₂]^T＝[i_x i_y]^T，定义输出变量为y＝[y₁ y₂]^T＝[xy]^T；对径向位置x、y分别求其一阶和二阶导数并构建Jacobi矩阵，经推导可得无轴承同步磁阻电机径向位置的逆系统，其输入为径向位置x、y的二阶导数，输出为径向位置两个定子电流分量的命令值

3)将上述逆系统置于复合被控对象之前，逆系统和复合被控对象组成伪线性系统，伪线性系统可等效于两个已解耦的积分线性子系统，分别为两个径向位置的伪线性子系统；

4)对两个已解耦的积分子系统分别设计闭环模糊补偿器，从而实现无轴承同步磁阻电机径向位置之间的解耦控制；最终由逆系统输出径向位置两个定子电流分量的命令值给扩展的滞环PWM逆变器，进而由扩展的滞环PWM逆变器向被控电机输入三相控制电流。

所述步骤1)中，所述扩展的滞环PWM逆变器是由一个滞环电流控制PWM电压源逆变器、一个Park逆变换和一个Clark逆变换共同构成。同步旋转坐标系下的悬浮绕组两相电流经Park逆变换后转换成静止坐标系下的两相电流，再经Clark逆变换转换成静止坐标系下的三相参考电流，将此三相参考电流送入滞环电流控制PWM电压源逆变器，该逆变器输出实际需要的三相电流。

所述步骤4)中，闭环模糊补偿器由常规PID控制器和模糊控制器构成，闭环模糊补偿器的功能是将上述模糊控制器的输出作为补偿量对上述常规PID控制器的输出量进行实时校正，包括以下步骤：首先将径向位置给定值和检测值之间的误差作为常规PID控制器的输入，同时将上述误差和该误差的变化率作为模糊控制器的输入，其次将上述模糊控制器的输出信号与上述常规PID控制器的输出信号进行叠加求和，最后将叠加的信号送入到上述逆系统的输人端。

所述模糊控制器是通过查询一个二维查找表得到一个补偿数据量，其中的一维代表径向位置误差的数值范围，另一维代表径向位置误差变化率的数值范围。

所述模糊控制器进行模糊控制，包括以下步骤：径向位置给定值和检测值之间的误差以及该误差的变化率送入模糊化处理单元，使输入的清晰信号转换成模糊信号；之后将上述模糊信号输入模糊控制规则和模糊推理单元进行模糊推理；最后将模糊推理后的输出信号送入精确化计算单元进行解模糊计算，从而输出清晰的控制信号实现与上述常规PID控制器输出信号的叠加。

一种采用上述方法的控制装置，包括数字信号微处理器DSP、扩展的滞环PWM逆变器、位移传感器、电流传感器和光电解码器；所述方法中的闭环模糊补偿器和逆系统的实现由所述DSP通过编程实现；本控制装置是：首先由位移传感器检测转子两个径向位置，两个径向位置参考值和上述检测值的误差以及该误差的变化率分别送入闭环模糊补偿器的第一、二输入端，闭环模糊补偿器的第一、二输出端输出两个径向位置的二阶导数分别接逆系统的第一、二输入端，逆系统的第一、二输出端输出径向位置两个定子电流的命令值分别接扩展的滞环PWM逆变器的第一、二输入端，扩展的滞环PWM逆变器的第一、二和三输出端输出三相电流分别接无轴承同步磁阻电机径向位置的第一、第二和第三输入端。

由滞环电流控制PWM电压源逆变器、一个Park逆变换和一个Clark逆变换构成一个所述扩展的滞环PWM逆变器；电流传感器检测悬浮绕组三相电流，实现扩展的滞环PWM逆变器的电流滞环控制；光电编码器检测转子转速送入DSP中的正交编码脉冲接口QEP，获取转子机械位置角，实现坐标变换；位移传感器和电流传感器将检测到的位移和电流分别送入DSP中的模数转换ADC单元，在DSP中由软件实现逆系统解耦和闭环模糊补偿控制；DSP中的事件管理器EVA单元发出PWM波形，送入滞环电流控制PWM电压源逆变器，由该逆变器向悬浮绕组提供所需的三相电流；如有故障发生，DSP故障中断输入引脚PDPINTA和PDPINTB捕获故障信号，并封锁PWM输出，从而保护逆变器和被控电机。

本发明的原理是通过构造逆系统，对无轴承同步磁阻电机径向悬浮力的控制转化为对两个径向位置二阶积分线性子系统的控制，并相应设计闭环模糊补偿器。本发明的实施实现了径向悬浮力的解耦控制，可获得优越的径向悬浮力调节性能，大大提高了对负载扰动的鲁棒性。

本发明的目的在于提供一种无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法，其优点在于：

1、构造逆系统，将复杂的无轴承同步磁阻电机非线性多变量耦合系统的控制转化为简单的两个伪线性子系统(径向位置)的控制，实现了径向悬浮力之间的解耦，可获得优良的解耦效果。并且控制系统响应快速，控制算法简单，易于实现。

2、用常规PID控制器叠加模糊控制器来设计闭环模糊补偿器，从而构造模糊补偿逆控制装置对已解耦的径向悬浮力进行闭环控制，一方面保证了常规PID控制器良好的动、静态调节性能，另一方面模糊控制器具有较强的实时补偿能力，其输出量对上述PID控制器的输出进行实时校正，从而对逆系统解耦效果进行实时补偿，增强了控制系统对负载扰动的适应性。

本发明的另一目的在于提供一种无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制装置，该新型解耦控制装置可对无轴承同步磁阻电机负载条件下的悬浮运行进行高性能控制，可广泛应用于以无轴承同步磁阻电机为动力装置的高速电力传动与伺服控制系统中，应用前景广阔。

附图说明

图1是由坐标变换1和滞环电流控制PWM电压源逆变器2共同组成的扩展的滞环PWM逆变器3的原理结构图，其中坐标变换1由Park逆变换4和Clark逆变换5组成。

图2是以扩展的滞环PWM逆变器3为驱动控制的无轴承同步磁阻电机径向位置6的结构图。

图3是无轴承同步磁阻电机径向位置控制的两输入(扩展的滞环PWM逆变器的输入)和两输出(径向位置)的等效控制原理图(复合被控对象7)。

图4是逆系统8与复合被控对象7复合构成的伪线性系统9的示意图及其等效图。

图5是常规PID控制器10和伪线性系统9组成的闭环控制系统的结构图。

图6是模糊控制器11的结构图。其中，包括模糊化处理单元12、模糊控制规则和模糊推理单元13、精确化计算单元14。

图7是常规PID控制器10和模糊控制器11复合构成的闭环模糊补偿器15的示意原理图。

图8是闭环模糊补偿器15和伪线性系统9组成的闭环控制系统的结构框图。

图9是采用模糊补偿逆控制装置16对无轴承同步磁阻电机径向位置6进行控制的完整的结构图，其中有位移传感器17、光电编码器18。

图10是采用数字信号微处理器DSP19作为模糊补偿逆控制器的本发明装置组成示意图，其中有电流传感器20。

图11是以DSP为微处理器的实现本发明的软件流程图。

具体实施方式

本发明技术方案概述如下：

构造无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制装置，该装置的控制方法包括以下步骤：首先采用滞环电流控制PWM电压源逆变器、一个Park逆变换和一个Clark逆变换共同组成一个扩展的滞环PWM逆变器；然后将被控的无轴承同步磁阻电机径向位置与扩展的电流滞环PWM逆变器组成复合被控对象，复合被控对象的被控量是两个径向位置；接下来构建复合被控对象的逆系统，实现复合被控对象的逆系统解耦功能；并将逆系统置于复合被控对象之前，逆系统与复合被控对象组成伪线性系统，伪线性系统等效于两个已解耦的积分线性子系统，分别为两个二阶积分型的伪线性子系统，即无轴承同步磁阻电机对应的两个径向位置子系统，从而实现了径向悬浮力的解耦控制；在此基础上，对两个解耦的积分子系统分别设计两个径向位置闭环常规PID控制器，同时构造模糊控制器，模糊控制器的输出作为补偿量对上述常规PID控制器的输出进行实时校正，两组PID控制器和两组模糊控制器共同形成两个径向位置模糊补偿器，对无轴承同步磁阻电机进行闭环控制，实现径向悬浮力的动态解耦。

所述控制装置的结构为：由逆系统、闭环模糊补偿器、扩展的滞环PWM逆变器三个部分共同组成模糊补偿逆控制装置，其中滞环电流控制PWM电压源逆变器、Park逆变换和Clark逆变换共同形成扩展的滞环PWM逆变器；由常规PID控制器和模糊控制器组成闭环模糊补偿器；两个径向位置参考值和检测值的误差以及该误差的变化率作为闭环模糊补偿器的第一和第二个输入信号，闭环模糊补偿器的第一和第二个输出端分别接逆系统的第一和第二个输入端，逆系统的第一和第二个输出端分别接扩展的滞环PWM逆变器的第一和第二个输入端，扩展的滞环PWM逆变器的第一、第二和第三个输出端分别接无轴承同步磁阻电机径向位置的第一、第二和第三个输入端。

本发明的具体是这样实现的，构造一种无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法，具体实施方案分为以下6步：

1、构造扩展的滞环PWM逆变器。首先由Park逆变换、Clark逆变换组成坐标变换，并将该坐标变换与滞环电流控制PWM电压源逆变器共同组成扩展的滞环PWM逆变器，此扩展的滞环PWM逆变器以定子电流两个分量为其输入(如图1所示)。

2、形成复合被控对象。将构造好的扩展的滞环PWM逆变器、无轴承同步磁阻电机径向位置组成复合被控对象，该复合被控对象以定子电流两个分量为其输入，两个径向位置为其输出(如图2和图3所示)。

3、通过分析、推导和等效，构造无轴承同步磁阻电机径向位置模型的逆系统。所述逆系统的构造方法包括：首先建立复合被控对象的数学模型，即两相同步旋转坐标系下的四阶微分方程，该模型可表示为：和

其向量相对阶数为{2，2}，上式中，m为转子质量，i_d、i_q分别为同步旋转坐标系下转矩绕组等效两相电流，K_m1、K_m2分别为同步旋转坐标系下d、q轴的力-电流常数，可根据不同的无轴承同步磁阻电机参数作出相应整定，在本发明给出的实施例中，K_m1＝70N/A，K_m2＝30N/A。定义状态变量为

定义输入变量为u＝[u₁ u₂]^T＝[i_x i_y]^T，定义输出变量为y＝[y₁ y₂]^T＝[x y]^T，则系统的状态方程和输出方程表示如下：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1=x_2\\ {\stackrel{\·}{x}}_2=\frac{1}{m}(K_{m1}{i}_d{u}_1+K_{m2}{i}_q{u}_2)\\ {\stackrel{\·}{x}}_3=x_4\\ {\stackrel{\·}{x}}_4=\frac{1}{m}(K_{m2}{i}_q{u}_1-K_{m1}{i}_d{u}_2)\\ y_1=x_1\\ y_2=x_3\end{array}\right.$

经分析可证明上述模型的逆系统存在，并可确定该逆系统的两个输入是径向位置的二阶导数，两个输出分别是复合被控对象的两个输入，上述模型的逆系统控制算法由下式确定：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\φ}}_1=\frac{1}{m}(K_{m1}{i}_d{u}_1+K_{m2}{i}_q{u}_2)\\ {\mathrm{\φ}}_2=\frac{1}{m}(K_{m2}{i}_q{u}_1-K_{m1}{i}_d{u}_2)\\ u_1=\frac{m}{K_{m1}^2{i}_d^2+K_{m2}^2{i}_q^2}(K_{m1}{i}_d{\mathrm{\φ}}_1+K_{m2}{i}_q{\mathrm{\φ}}_2)\\ u_2=\frac{m}{K_{m1}^2{i}_d^2+K_{m2}^2{i}_q^2}(K_{m2}{i}_q{\mathrm{\φ}}_1-K_{m1}{i}_d{\mathrm{\φ}}_2)\end{array}\right.$

需要指出的是，这一步仅为逆系统的构造提供方法上的依据，在本发明的具体实施中，这一步，包括复合被控对象逆系统存在性的理论证明和相应的推导变换等，可跳过。

4、形成两个径向位置子系统。逆系统与复合被控对象串接组成伪线性系统，该伪线性系统由两个径向位置子系统构成，达到了径向悬浮力之间的解耦，从而把复杂的多变量非线性控制转化为简单的两个单变量线性系统的控制(如图4所示)。

5、构造闭环模糊补偿器。对两个径向位置子系统分别作出闭环模糊补偿器(如图8所示)，闭环模糊补偿器由常规比例积分微分PID控制器和模糊控制器共同组成(如图5、图6和图7所示)。模糊控制器首先对径向位置误差和误差的变化率进行模糊化处理，形成两个模糊输入量，根据设计的模糊控制规则，对模糊输入量进行模糊推理，最后将模糊推理的结果进行精确化计算，从而获得精确化的输出量，此输出量作为模糊补偿信号，再与上述常规PID控制器的输出信号进行叠加合成，将叠加后的信号作用于伪线性系统的输入端。

需要说明的是，上述模糊控制器获取模糊补偿信号可直接通过查找一个二维模糊表(该表属于本领域现有技术，就不进一步进行限制了)的方法实现，其中的一维代表径向位置误差的数值范围，另一维代表径向位置误差变化率的数值范围。

在本发明给出的实施例中，两个常规PID控制器，其参数整定为PID＝

需要指出的是，常规PID控制器的参数可根据实际控制对象和控制要求进行修改，模糊控制器中的模糊控制规则设计、模糊推理方法、精确化计算方法也可根据实际控制要求进行必要调整。

6、形成模糊补偿逆控制方法。将逆系统、闭环模糊补偿器、扩展的滞环PWM逆变器共同组成模糊补偿逆控制方法，对无轴承同步磁阻电机径向位置进行控制(如图9所示)。可根据具体不同的控制要求采用具体不同的硬件或软件来实现，由于依据本发明的思想，本领域技术人员可以根据具体工程需要搭建硬件结构和编制相应软件，在此就不对此进行进一步限制了。

本发明的另一个目的是这样实现的，构造无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制装置，该控制装置的结构为：

首先由滞环电流控制PWM电压源逆变器、Park逆变换和Clark逆变换共同形成扩展的滞环PWM逆变器，此扩展的滞环PWM逆变器将作为整个模糊补偿逆控制装置的一个组成部分。

其次将扩展的滞环PWM逆变器与无轴承同步磁阻电机径向位置作为一个复合被控对象，该复合被控对象等效为同步旋转坐标系下的四阶微分方程模型，进而对该模型构造逆系统。

再将逆系统串接在复合被控对象之前，逆系统与复合被控对象合成为两个二阶积分子系统(s-2)即两个径向位置子系统构成的伪线性系统，从而将一个复杂的多变量非线性系统的控制转化为两个简单的二阶积分子系统的控制。

接下来在常规PID控制器基础上，再构造模糊控制器，二者共同形成闭环模糊补偿器对上述已解耦的两个二阶积分子系统进行闭环控制。最终形成由逆系统、闭环模糊补偿器、扩展的滞环PWM逆变器三个部分组成的模糊补偿逆控制装置，来对无轴承同步磁阻电机径向位置进行解耦控制。根据具体不同的控制要求，可选择具体不同的硬件和软件来实现，这属于本领域技术人员在本发明思想下，不用进行创造性劳动即可实现，在此就不对此进行进一步限制了。

图10给出了本发明的一种具体实施例的示意图，其中逆系统、闭环模糊补偿器、坐标变换、滞环控制由数字信号微处理器DSP通过软件编程来实现，系统程序框图如图11所示。DSP控制器采用TI公司的电机控制专用芯片TMS320LF2407，扩展的滞环PWM逆变器采用智能功率模块IPM来实现，IPM模块选用三菱公司的PM15CTM060，电流传感器采用瑞士LEM公司的LM25-NP，增量式光码盘选用多摩川公司的TS5214N561，电涡流位移传感器选用上海瑞视公司的RS9000XL。实施例中的无轴承同步磁阻电机参数为：额定功率P_N＝1kW，转矩绕组极对数p₁＝2，转矩绕组d轴电感L_d＝0.035H，q轴电感L_q＝0.007H，转矩绕组定子每相电阻R_s1＝0.25Ω；悬浮绕组极对数p₂＝1，悬浮绕组等效两相绕组的自感L_x＝L_y＝0.02H，悬浮绕组每相电阻R_s2＝0.15Ω，转子质量m＝1kg，转动惯量J＝0.002kg·m²，转子凸极处平均气隙δ₀＝0.25mm，转子端部装配的机械辅助轴承与转子平均间隙为0.2mm。

根据附图以及以上说明，便可容易地实现本发明。

Claims (7)

1.一种无轴承同步磁阻电机径向位置模糊补偿逆控制方法，其特征在于该方法包括以下步骤：

1)把扩展的滞环PWM逆变器和被控的无轴承同步磁阻电机径向位置抽象成复合被控对象；所述扩展的滞环PWM逆变器是由一个滞环电流控制PWM电压源逆变器、一个Park逆变换和一个Clark逆变换共同构成；

2)构造复合被控对象数学模型的逆系统，所述逆系统的构造包括：

2.1)采集同步旋转d-q坐标系下转子两个径向位置x、y以及悬浮绕组两个定子电流分量i_x、i_y；

2.2)建立同步旋转d-q坐标系下无轴承同步磁阻电机径向位置的控制模型，其数学模型可表示为：

式中，m为转子质量，i_d、i_q分别为同步旋转坐标系下转矩绕组等效两相电流，K_m1、K_m2分别为同步旋转坐标系下d、q轴力-电流常数；

2.3)分析2.2)中模型的可逆性：定义状态变量为

定义输入变量为u＝[u₁u₂]^T＝[i_xi_y]^T，定义输出变量为y＝[y₁y₂]^T＝[xy]^T；对径向位置x、y分别求其一阶和二阶导数并构建Jacobi矩阵，经推导可得无轴承同步磁阻电机径向位置的逆系统，其输入为径向位置x、y的二阶导数，输出为径向位置两个定子电流分量的命令值

3)将上述逆系统置于复合被控对象之前，逆系统和复合被控对象组成伪线性系统，伪线性系统可等效于两个已解耦的积分线性子系统，分别为两个径向位置的伪线性子系统；

4)对两个已解耦的积分线性子系统分别设计闭环模糊补偿器，从而实现无轴承同步磁阻电机径向位置之间的高性能解耦控制；最终由逆系统输出径向位置两个定子电流分量的命令值给扩展的滞环PWM逆变器，进而由扩展的滞环PWM逆变器向被控电机输入三相控制电流。

2.根据权利要求1所述控制方法，其特征在于，所述步骤1)中，同步旋转坐标系下的悬浮绕组两相电流经Park逆变换后转换成静止坐标系下的两相电流，再经Clark逆变换转换成静止坐标系下的三相参考电流，将此三相参考电流送入滞环电流控制PWM电压源逆变器，该逆变器输出实际需要的三相电流。

3.根据权利要求1所述控制方法，其特征在于，所述步骤4)中，闭环模糊补偿器由常规PID控制器和模糊控制器构成，闭环模糊补偿器的功能是将上述模糊控制器的输出作为补偿量对上述常规PID控制器的输出量进行实时校正，包括以下步骤：首先将径向位置给定值和检测值之间的误差作为常规PID控制器的输入，同时将上述误差和该误差的变化率作为模糊控制器的输入；其次将上述模糊控制器的输出信号与上述常规PID控制器的输出信号进行叠加求和，最后将叠加的信号送入到上述逆系统的输入端。

4.根据权利要求3所述控制方法，其特征在于，所述模糊控制器是通过查询一个二维查找表得到一个补偿数据量，其中的一维代表径向位置误差的数值范围，另一维代表径向位置误差变化率的数值范围。

5.根据权利要求3所述控制方法，其特征在于，所述模糊控制器进行模糊控制，包括以下步骤：径向位置给定值和检测值之间的误差以及该误差的变化率送入模糊化处理单元，使输入的清晰信号转换成模糊信号；之后将上述模糊信号输入模糊控制规则和模糊推理单元进行模糊推理；最后将模糊推理后的输出信号送入精确化计算单元进行解模糊计算，从而输出清晰的控制信号实现与上述常规PID控制器输出信号的叠加。

6.一种采用权利要求1～5任一所述方法的控制装置，其特征在于，包括数字信号微处理器DSP、扩展的滞环PWM逆变器、位移传感器、电流传感器和光电解码器；所述方法中的闭环模糊补偿器和逆系统的实现由所述DSP通过编程实现；本控制装置是：首先由位移传感器检测转子两个径向位置，两个径向位置参考值和上述检测值的误差以及该误差的变化率分别送入闭环模糊补偿器的第一、二输入端，闭环模糊补偿器的第一、二输出端输出两个径向位置的二阶导数分别接逆系统的第一、二输入端，逆系统的第一、二输出端输出径向位置两个定子电流的命令值分别接扩展的滞环PWM逆变器的第一、二输入端，扩展的滞环PWM逆变器的第一、二和三输出端输出三相电流分别接无轴承同步磁阻电机径向位置的第一、第二和第三输入端。

7.根据权利要求6所述的控制装置，其特征在于，由滞环电流控制PWM电压源逆变器、一个Park逆变换和一个Clark逆变换构成一个所述扩展的滞环PWM逆变器；电流传感器检测悬浮绕组三相电流，实现扩展的滞环PWM逆变器的电流滞环控制；光电编码器检测转子转速送入DSP中的正交编码脉冲接口，获取转子机械位置角，实现坐标变换；位移传感器和电流传感器将检测到的位移和电流分别送入DSP中的模数转换ADC单元，在DSP中由软件实现逆系统解耦和闭环模糊补偿控制；DSP中的事件管理器单元发出PWM波形，送入滞环电流控制PWM电压源逆变器，由该逆变器向悬浮绕组提供所需的三相电流；如有故障发生，DSP故障中断输入引脚捕获故障信号，并封锁PWM输出，从而保护逆变器和被控电机。

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