CN101689805B - 开关调节器的改进的电流模式控制 - Google Patents

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Abstract

一种电压调节器(100)包括可连接至电压源(102)的输入和可连接至负载(104)的输出。所述电压调节器(100)包括连接至输出的电感(106)；在输入和电感之间的开关(110a)；和电流控制回路(112，120)，所述电流控制回路被设置控制开关(110a)的工作周期以调节输出端的电压，其中工作周期基于流过电感(106)的电流的峰值和谷值阈值电平。

Description

开关调节器的改进的电流模式控制
技术领域
本发明总体涉及开关调节器，并且尤其涉及对开关调节器的电流模式控制。
背景技术
电压调节器被用于从供给电压源产生恒定的电压电平。这些电压调节器通常实施为线性调节器或开关调节器。线性调节器提供闭环控制以调节负载端的电压。这种类型的调节器可用于提供恒定的电压电平，所述恒定的电压电平具有比供给电压源更低的量值。开关调节器是一种电路，它使用储能元件(例如电感)将能量从供给电压源以离散突发传送(discrete bursts)传递至负载。反馈电路用于调节能量传递，以在负载端保持恒定的电压电平。由于开关调节器以离散突发传送工作以传递能量，它可被设置使供给电压源的电压升高或下降。使电压升高的开关调节器一般被称为“升压”转换器，而使电压下降的开关调节器一般被称为“降压”转换器。
开关调节器可以采用电压模式控制或电流模式控制。电压模式控制调节器将补偿误差电压与斜波(ramp)作比较，以控制将供给电压源连接至储能元件的开关的工作周期。误差电压从反馈电路获得，所述反馈电路将输出电压电平与基准电压之间的任何差值放大。相反地，电流模式控制调节器采用流过开关的电流控制开关的工作周期。现在常用两种类型的电流模式控制调节器：峰值电流模式和谷值电流模式。例如，在降压转换器中，峰值电流模式控制调节器用时钟的上升边闭合开关，并且当在开关中检测到峰值电流时打开开关。谷值电流模式控制调节器用时钟的上升边打开开关，并且当在开关中检测到谷值电流时闭合开关。误差电压用于控制峰值或谷值电流阈值。
很多人认为电流模式控制是调节电压的优选方式。不过，由于时钟延迟，电流模式控制技术通常表现出缓慢的瞬态响应。限制系统带宽的另一因素是采样效应，因为电流只是每个时钟周期采样一次。因此，本领域中需要表现出更好瞬态响应的电流模式控制调节器。
发明内容
根据本发明的一个方面，一种电压调节器包括可连接至电压源的输入和可连接至负载的输出。电压调节器还包括连接至输出的电感；在输入和电感之间的开关；和电流控制回路，它被设置控制开关的工作周期以调节输出端的电压，其中工作周期基于流过电感的电流的峰值和谷值阈值电平。
根据本发明的另一方面，电压调节器包括可连接至电压源的输入和可连接至负载的输出。所述电压调节器还包括连接至输出的电感；在输入和电感之间的开关；电压控制回路；连接至电感的电流传感器；和脉宽调制器，它具有一输出连接至开关，所述脉宽调制器还具有连接至电流传感器的第一输入，连接至电压控制回路的第二输入，连接至信号发生器的第三输入，被设置成当流过电感的电流达到峰值阈值电流电平时和当流过电感的电流降至谷值阈值电流电平时切换脉宽调制器的输出。
根据本发明的另一方面，电压调节器包括可连接至电压源的输入和可连接至负载的输出。所述电压调节器还包括连接至输出的电感；在输入和电感之间的开关；电压控制回路；连接至电感的电流传感器；具有输出的第一脉宽调制器，所述第一脉宽调制器还具有连接至电流传感器的第一输入，连接至电压控制回路的第二输入，连接至信号发生器的第三输入，被设置成当流过电感的电流达到峰值阈值电平时切换第一脉宽调制器的输出；和具有输出的第二脉宽调制器，所述第二脉宽调制器还具有连接至电流传感器的第一输入，连接至电压控制回路的第二输入，连接至信号发生器的第三输入，被设置成当流过电感的电流降至谷值阈值电平时切换第二脉宽调制器的输出。
根据本发明的另一方面，电压调节器包括可连接至电压源的输入和可连接至负载的输出。所述电压调节器还包括连接至输出的用于储存能量的装置；用于切换输入至能量储存装置的装置；和用于控制开关的工作周期的装置，调节输出端电压的装置，其中工作周期基于流过电感的电流的峰值和谷值阈值电平。
根据本发明的另一方面，一种电压调节的方法包括将电压源经由电感连接至负载并允许电感充电；当流过电感的电流达到峰值阈值电平时将电压源从负载断开并允许电感放电；和，当流过电感的电流降至谷值阈值电平时将电压源经由电感连接至负载并允许电感再充电，由此对负载提供调节后(稳定)电压。
应当理解，通过下文的具体描述，本发明的其它实施例对于本领域技术人员来说会变得显而易见，其中本文只是通过示例示出和描述了本发明的不同实施例。该电流模式控制结构可用于所有的开关电源调节器，例如升压，降压-升压，反激，正激，单端初级电感转换器(sepic)，等等。应当会理解，本发明能够有其它和不同的实施例，并且它的多个细节能够在不同的其它方面进行改动，而不偏离本发明的精神和范围。因此，附图和详细说明应被视为说明性的，而非限定性的。
附图说明
在附图中通过示例方式而非限定方式示出了电压调节器的不同方面，其中：
图1是示意性结构图，示出了电压调节器的示例性实施例；
图2是使用电流模式控制的降压转换器的示例性实施例的时序图；
图3是使用谷值电流模式控制的降压转换器的示例性实施例的时序图；
图4是使用峰值电流模式控制的降压转换器的示例性实施例的时序图；
图5是图2中降压转换器的示例性实施例的另一时序图；和
图6是示意性结构图，示出了电压调节器的另一示例性实施例。
具体实施方式
下文中结合附图的详细说明仅仅是对本发明的示例性实施例的描述，不应当认为只有在这些实施例中本发明才能够实现。全文中所使用的术语“示例性”表示“作为例子、举例、或例证”，不应当解释成比其他实施例更加优选或有利。详细说明包括那些为彻底理解本发明所需的特定细节。不过，对于本领域的技术人员来说应当显而易见，本发明可以实施，而不需要这些特定细节。在某些情况，公知的结构和装置以方块图示出，以避免模糊本发明的构思。这些结构和装置，以及其他方块、模块、和电路可以“连接”在一起以执行各种功能。术语“连结”表示直接连接，或在适当处间接连接(例如，通过中介或中间装置或其它装置)。
图1是示意性结构图，示出了电压调节器的示例性实施例。所示的电压调节器为降压转换器100，不过，贯穿本发明所述的各种构思可以延伸到其它开关调节器设计，例如升压、降压-升压、反激(flyback)、正激(forward)、单端初级电感转换器等以及其它合适的应用。另外，所述控制可用于同步和非同步的开关调节器。同步降压转换器100包括储能元件，它从供给电压源102经由开关110将能量传递到负载104。在该例子中，储能元件是L-C电路并且开关是CMOS开关110，不过，在其它应用中可以采用其它合适的储能元件和开关。L-C电路包括电感106和电容108。
将能量从供给电压源102传递到负载104是两步过程。首先，通过接通高边MOSFET 110a和关断低边MOSFET 110b将能量从供给电压源102传递到储能元件。在这种状态下，供给电压源102通过电感106提供负载电流。随着电流上升，电感106开始以磁场的形式累积电荷。随后，通过关断高边MOSFET 110a和接通低边MOSFET 110b将储能元件中的能量传递到负载104。通过使其电压反向，电感106继续向负载104提供电流。随着电感的磁场衰减，通过电感106的电流下降直到能量传递完毕。电容108使通过电感106的电流变化平稳成为在降压转换器100的输出端的恒定电压电平。
图1中示出的降压转换器100是电流模式控制装置，但是并不仅限于此实施例。电流模式控制是双回路系统，具有内电流控制回路和外电压控制回路。内电流控制回路的目的是控制流过电感106的电流。这通过控制CMOS开关110的工作周期的电流传感器112实现。具体地讲，当通过电感106的电流下降到“谷值”阈值电平之下时，内电流控制回路将高边MOSFET 110a接通和低边MOSFET110b关断；而当通过电感106的电流上升到“峰值”阈值电平之上时，内电流控制回路将高边MOSFET 110a关断并接通低边MOSFET 110b。谷值和峰值阈值电平由外电压控制回路控制。
外电压控制回路包括误差放大器118，它具有补偿部件Z1和Z2。误差放大器118生成误差信号，它表示调节后电压(即，降压转换器100输出)与基准电压之间的差值。在图1所示的例子中，调节后电压被电阻116a和116b分压并且基准电压Vref被相应设定。误差放大器118的误差信号输出用于调节内电流控制回路的谷值和峰值阈值。
脉宽调制器120用于对CMOS开关110的门驱动124提供调制后的方波。调制后的方波用于控制MOSFET 110a，110b的工作周期，其相应控制通过负载104的电流。在本例子中，脉宽调制器120将来自电流传感器112的输出与由组合的误差信号和补偿信号设定的峰值和谷值电流电平阈值作比较。每次由电流传感器112感测到的电流电平越过峰值或谷值电流阈值时，脉宽调制器120就改变状态。现在将结合图2描述一个例子。
图2是时序图，示出了图1的电流模式控制的降压转换器的波形。参见图1和2，该时序图示出了表示流过电感106的电流的波形202。叠加在该波形202上的是另一波形204，波形204表示补偿信号与调制信号结合。图2中还示出了CMOS开关110的状态。具体地讲，高边MOSFET 110a的状态由波形206示出，而低边MOSFET 110b的状态由波形208示出。高态表示MOSFET接通，而低态表示MOSFET关断。该时序图还包括时钟200。
参见图1和2，在t0之前高边MOSFET 110a为接通而低边MOSFET 110b为关断，从而将供给电压源102经由电感106连接到负载104。流过电感106的电流(波形202)上升直到它在t0达到峰值阈值电平(波形204)。一旦达到峰值阈值电平，脉宽调制器120改变状态，促使门驱动124关断高边MOSFET 110a(波形206)并接通低边MOSFET 110b(波形208)。电感106通过使其电压反向继续向负载104提供电流。随着电感的能量被消耗，通过电感106的电流下降(波形202)。在t1时刻，电感电流下降至谷值阈值电平(波形204)。当出现这种情况时，脉宽调制器120再次改变状态，促使门驱动124接通高边MOSFET 110a(波形206)并关断低边MOSFET 110b(波形208)。供给电压源102再次经由电感106连接到负载104。结果，通过电感106的电流(波形202)再次上升直到它在t2时刻达到峰值阈值电平。降压转换器100的操作以这种方式持续进行。
至此所述的降压转换器100感测每个时钟周期的峰值和谷值电感电流。由于每个时钟周期感测电流两次，改进了采样效应并且可以增大闭合回路的带宽。由于峰值和谷值电流均被用于控制开关的工作周期并且没有开关的接通和关断是由时钟控制的，降压转换器100可以响应负载瞬变而无时钟延迟。
为了最佳地理解这种方式是如何消除时钟延迟的，可以观察只感测峰值或谷值电感电流的降压转换器上的负载瞬变的效果。图3是时序图，示出了电流模式控制的降压转换器100的波形，所述降压转换器100只利用谷值电感电流来控制CMOS开关110的工作周期。该时序图与结合图2所述的时序图类似，其中波形302表示流过电感106的电流，而波形304表示补偿信号(在这里是斜波)。图3还示出了CMOS开关110的状态，其中高边MOSFET 110a的状态由波形306示出，而低边MOSFET 110b的状态由波形308示出。采用与图2所用相同的约定，高态用于表示MOSFET处于接通状态，而低态用于表示MOSFET处于关断状态。时序图还包括时钟300。图2和3之间的主要差别在于图3还包括了示出负载电流的波形310和示出降压转换器100的输出端的调节后电压的波形312。
参见图3，在t0时刻之前，高边MOSFET 110a(波形306)接通而低边MOSFET 110b(波形308)关断，从而将供给电压源102经由电感106连接到负载104。流过电感106的电流(波形302)上升直到时钟300在t0时刻。时钟300关断高边MOSFET 110a(波形306)并且接通低边MOSFET 110b(波形308)。电感106通过使其电压反向继续向负载104提供电流。随着电感的能量被消耗，通过电感106的电流下降直到它在t1时刻达到谷值阈值电平(波形304)。在t1时刻，脉宽调制器120改变状态，促使门驱动124接通高边MOSFET 110a(波形306)并关断低边MOSFET 110b(波形308)。供给电压源102再次经由电感106连接到负载104。结果，通过电感106的电流(波形302)上升直到在t2时刻的下一个时钟300。该过程重复进行，使电感电流在t3时刻下降到谷值阈值电平。
随即在t3时刻之后，负载电流突然降至被称为“轻载状态”的水平。如果在发生转变时高边MOSFET 110a(波形306)接通并且低边MOSFET 110b(波形308)关断，如图3所示，流过电感106的电流会涌入(dump into)电容108，导致从降压转换器100输出的调节后电压(波形312)出现正电压尖峰。在电压尖峰之后，可以看到由于降低的负载电流引起的调节后电压增大(波形312)。如果轻载状态要持续更长的时间，外电压控制回路会产生一误差信号，它会调节补偿斜波的DC电平，以降低CMOS开关的工作周期并且使调节后电压回到规定的极限内。不过，为了便于呈现，随即在时钟300在t4时刻之后，图3所示的负载电流返回到被称为“重载状态”的水平，从而不需要描述外电压控制回路对轻载状态的响应。
随即在t4时刻之后，当发生转变时高边MOSFET 110a(波形306)关断而低边MOSFET 110b(波形308)接通，电容108被迫提供负载104所需的额外电流。这导致调节后电压(波形312)下降。不过，与t4时刻从重载-至-轻载状态的转变不同，外电压控制回路可以在不需等待下一个时钟300的情况下响应。具体地讲，调节后电压的下降导致由误差放大器118产生的误差信号增大，这触发了脉宽调制器120，从而迫使门驱动124接通高边MOSFET 110a(波形306)并关断低边MOSFET 110b(波形308)。由于高边MOSFET 110a(波形306)处于接通状态，负载所需的电流突然增大可由供给电压源102经由电感106提供，从而降低对电容108的要求。结果，可以在调节后电压(波形312)中看到负电压尖峰，但它明显小于在t4时刻看到的正电压尖峰，这是因为外电压控制回路可以立即响应瞬变负载状态。当高边MOSFET 110a的工作周期为高(即，高边MOSFET 110a主要处于接通状态)和在高边MOSFET 110a接通后不久负载电流下降，由于与内电流控制回路相关的时钟延迟，所述差异更加明显。
对于只利用峰值电感电流来控制CMOS开关110的工作周期的电流模式控制的降压转换器100来说，可以看到类似的结果。图4是用于示例该结果的时序图。与图3类似，图4的时序图包括表示流过电感106的电流的波形402和表示补偿信号(在这里为斜波)的波形404。图4中还示出了CMOS开关110的状态，其中高边MOSFET 110a的状态由波形406示出，而低边MOSFET 110b的状态由波形408示出。采用与图2和3所用类似的约定，高态用于表示MOSFET处于接通状态，而低态用于表示MOSFET处于关断状态。负载电流由波形410示出，而降压转换器100输出的调节后电压由波形412示出。该时序图还包括时钟400。
参见图4，时钟400在t0时刻接通高边MOSFET 110a(波形406)并关断低边MOSFET 110b(波形408)，从而将供给电压源102经由电感106连接到负载104。流过电感106的电流(波形402)上升直到它达到由波形404在t1时刻建立的峰值阈值电平。在t1时刻，脉宽调制器120改变状态，导致门驱动124关断高边MOSFET 110a(波形406)并接通低边MOSFET 110b(波形408)。电感106通过使其电压反向继续向负载104提供电流。随着电感的能量被消耗，通过电感106的电流下降，直到在t2时刻的下一个时钟。在t2时刻，时钟300接通高边MOSFET 110a(波形406)并关断低边MOSFET 110b(波形408)，从而再次将供给电压源102经由电感106连接到负载104。该过程重复进行，电感电流在t3时刻上升至峰值阈值电平并随后在t4时刻下降到谷值阈值电平。
随即在t4时刻之后，负载电流突然降至轻载状态。如果在转变发生时高边MOSFET 110a(波形406)处于接通而低边MOSFET 110b(波形408)处于关断，如图4所示，流过电感106的电流会涌入电容108，导致调节后电压(波形412)上升。外电压控制回路通过增大由误差放大器118产生的误差信号来响应该电压上升。误差信号触发脉宽调制器120，从而迫使门驱动124关断高边MOSFET110a(波形406)并接通低边MOSFET 110b(波形408)。由于高边MOSFET 110a(波形406)处于关断状态，电容108不再需要从供给电压源102吸收电流。结果，调节后电压(波形412)被快速降至规定极限内，在降压转换器100的输出端可以看到较小的电压尖峰。
为便于呈现，图4中示出负载电流随即在电感电流于t5时刻达到峰值阈值电平之后返回到重载状态。如果在发生转变时高边MOSFET 110a(波形406)关断而低边MOSFET 110b(波形408)接通，如图4中所示，电容108会被迫提供负载104所需的额外电流。这导致在降压转换器100的输出端出现负电压尖峰(波形412)。如果高边MOSFET 110a的工作周期为低和在关断高边MOSFET 110a不久之后负载电流增大，则在t5时刻之后看到的负电压尖峰可能显著大于在t4时刻之后看到的正电压尖峰，这是因为由于时钟延迟内电流控制回路不能足够快地作出反应。也就是说，内电流控制回路直到下一个时钟300才能作出反应。
这种不对称的瞬时电压峰值通常需要对输出电容和庞大的转换器尺寸有设计余量。通过感测每个时钟周期的峰值和谷值电感电流，如前文结合图2所述，可以消除由于时钟延迟所导致的大电压尖峰。时钟延迟的消除是由于外电压控制回路能够快速响应负载电流的增大和减小。现在将结合图5描述一个例子。
图5是与图2类似的时序图，其中增加了表示负载电流的波形510和表示从降压转换器100输出的调节后电压的波形512。参见图1和5，示出了通过电感108的电流(波形502)在t2时刻之后减小，直到它在t3时刻达到谷值阈值电平(波形504)。当电感电流降到谷值阈值电平时，脉宽调制器120通过门驱动124迫使高边MOSFET 110a(波形506)接通并且低边MOSFET 110b(波形508)关断。供给电压源102再次连接到负载104，从而使得电感电流上升。
随即在t3时刻之后，负载电流(波形510)降至轻载状态。结果，流过电感106的电流涌入电容108，导致降压转换器输出端的调节后电压(波形512)上升。外电压控制回路通过增大由误差放大器118产生的误差信号来响应该电压上升。误差信号触发脉宽调制器120，从而迫使门驱动124关断高边MOSFET 110a(波形506)并接通低边MOSFET 110b(波形508)。由于高边MOSFET 110a(波形506)处于关断状态，电容108不再需要从供给电压源102吸收电流。结果，在降压转换器100的输出端看到较小的正电压尖峰(波形512)，由于降低的负载电流，调节后电压快速降到比之前稍高的一新电压水平。
一段短时间后，在t4时刻，电感电流转变至重载状态。如果高边MOSFET110a(波形516)关断而低边MOSFET 110b(波形508)接通，如图5所示，电容必须提供负载104所需的额外电流。这导致在降压转换器100的输出端所看到的调节后电压(波形512)下降，导致由误差放大器118产生的误差信号增大。误差信号触发脉宽调制器120以改变状态，从而迫使门驱动124接通高边MOSFET 110a(波形506)并关断低边MOSFET 110b(波形508)。由于高边MOSFET 110a(波形506)处于接通状态，负载所需的电流增大可以通过供给电压源102经由电感106提供，从而降低对电容108的要求。结果，在降压转换器100的输出端看到较小的负电压尖峰(波形512)。
图6是示意性结构图，示出了电压调节器的另一实施例的示例。所述电压调节器是与结合图1所述转换器类似的降压转换器。不过，在本例子中，采用两个脉宽调制器120a，120b。第一脉宽调制器120a由峰值阈值电平触发，而第二脉宽调制器120b由谷值阈值电平触发。具体地讲，通过将适当极性的误差信号输入具有负倾斜度(negatively sloped)补偿斜波的第一脉宽调制器120a，所述第一脉宽调制器120a可被设置成当由电流传感器112感测到的电流升至峰值阈值电平时，关断高边MOSFET 110a并且接通低边MOSFET 110b。类似地，通过将相反极性的误差信号输入具有正倾斜度补偿斜波的第二脉宽调制器120b，所述第二脉宽调制器120b可被设置成当由电流传感器112感测到的电流降至谷值阈值电平时，接通高边MOSFET 110a并且关断低边MOSFET 110b。
前文说明旨在使本领域的技术人员能够实施本文所述的各种实施例。对于本领域的技术人员来说，对这些实施例进行各种改动是显而易见的，并且本文所限定的一般性原理可以应用于其它实施例中。因此，权利要求书并不旨在被限定于本文所示的实施例，而是应当符合与权利要求书的语言一致的全部范围，其中涉及到单数个元件时，除非特别说明，否则不应当旨在表示“一个且仅有一个”，而是理解为“一个或多个”。贯穿本发明所述的各个实施例的元件的所有结构和功能等同替换(无论是本领域技术人员已知还是以后可能成为已知)，明确被结合入本文作为参考并且包括在权利要求书的范围内。此外，无论本发明所公开的内容是否明确记载在权利要求书中，都不意味着这些被公开的内容被贡献给了公众。权利要求的要素不应当按照35 U.S.C.§112第六段的条款来解释，除非该要素使用短语“用于...的装置(means for)”明确表述，或者在方法权利要求中所述要素使用短语“用于...的步骤(step for)”来表述。

Claims (4)

1.一种电压调节器，它具有可连接至电压源的输入和可连接至负载的输出，所述电压调节器包括：
电感，它连接至输出；
开关，它位于输入和电感之间；
电压控制回路；
电流传感器，它连接至电感；
具有一输出的第一脉宽调制器，所述第一脉宽调制器还具有连接至电流传感器的第一输入，连接至电压控制回路的第二输入，和连接至第一信号发生器的第三输入，被设置成当流过电感的电流达到峰值阈值电平时切换第一脉宽调制器的输出；和
具有一输出的第二脉宽调制器，所述第二脉宽调制器还具有连接至电流传感器的第一输入，连接至电压控制回路的第二输入，和连接至第二信号发生器的第三输入，被设置成当流过电感的电流降至谷值阈值电平时切换第二脉宽调制器的输出,
其中，所述第一信号发生器被设置成产生具有与具有恒定频率的时钟同步的正倾斜度的斜波，而所述第二信号发生器被设置成产生具有与所述时钟同步的负倾斜度的斜波。
2.根据权利要求1所述的电压调节器，还包括连接至输出的电容。
3.根据权利要求1所述的电压调节器，其中开关包括位于输入和电感之间的第一晶体管和位于电感和返回通路之间的第二晶体管。
4.根据权利要求1所述的电压调节器，其中电压控制回路包括连接至输出的分压器网络，和误差放大器，所述误差放大器具有连接至分压器网络的第一输入，连接至基准电压的第二输入，和连接至第一和第二脉宽调制器的第二输入的输出。
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