CN101686213A - 一种频域信道估计方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频域信道估计方法和系统，其方法包括：S1、接收端对接收到的数据FFT变换到频域后，从各个天线接收的频域信号中导频对应的载波位置提取每个天线导频频域数据；S2、将所述每个天线导频频域数据和任一待处理用户的本地导频进行匹配；S3、将匹配的结果分别进行IFFT变换到时域，并在时域进行多用户的分离，得到不同用户信道的时域导频信道响应的相关信息；S4、对所述相关信息分别进行FFT变换到频域，得到不同用户信道对应于每个接收天线的频域导频信道估计。本发明在多个用户导频序列占用相同的视频资源时，能够有效地进行各用户的分离，从而实现各用户信道响应的精确估计。

Description

一种频域信道估计方法和系统

技术领域

本发明涉及移动通信领域，尤其涉及的是，一种频域信道估计方法和系统。

背景技术

无线通信技术中的信道估计技术总体可以分为三类：盲估计、非盲估计，以及介于二者之间的半盲估计。传统的盲估计方法通常要进行大量的矩阵运算，复杂度高，处理时延大；而非盲估计由于能够充分利用系统中有用的导频信息，通常复杂度比较低，并且能够获得较好的估计效果，因此在目前的许多通信系统中都获得了广泛应用，也成为许多学者关注的方向。

目前利用导频进行信道估计的方法有很多，比如最小平方误差(LS)算法和最小均方误差(MMSE)算法，以及各种演变算法，这些算法的共同特点都是当有多个用户时，不同用户的导频是互不重叠的，即不同用户的导频在时频资源分配上不完全相同。但是，当用户占用相同的时频资源时，这些算法将不再适用。

专利号为CN200710075806.7的中国专利提出了一种利用FFT/IFFT模块的方法，该专利要求发送端发送带有循环前缀CP的时分导频序列，接收端通过FFT模块将步骤导频序列变换到频域，进行信道估计，得到信道的频率响应估计，在接收端通过IFFT模块将信道响应估计变换回时域，得到信道的冲击响应估计。该方法在时域进行信道估计，存在的问题是：每次只能得到一个目标用户的信道冲击响应，当多个用户的导频完全占用相同的时频资源，并且这些导频不完全正交时，无法获得这些用户的信道估计。

因此，现有技术还存在缺陷，有待于改进和发展。

发明内容

本发明解决的技术问题是提供一种频域信道估计方法和系统，该方法和系统能够实现多个目标用户的信道冲击响应。

为解决上述技术问题，本发明采用以下方案：

一种频域信道估计方法，包括以下步骤：S1、接收端对接收到的数据FFT变换到频域后，从各个天线接收的频域信号中导频对应的载波位置提取每个天线导频频域数据；S2、将所述每个天线导频频域数据和任一待处理用户的本地导频进行匹配；S3、将匹配的结果分别进行IFFT变换到时域，并在时域进行多用户的分离，得到不同用户信道的时域导频信道响应的相关信息；S4、对所述相关信息分别进行FFT变换到频域，得到不同用户信道对应于每个接收天线的频域导频信道估计。

所述的方法，其中，所述步骤S1还包括：将已处理的用户数初始化为0。

所述的方法，其中，所述步骤S2中的匹配是将接收的导频和用户的本地导频共轭相乘并除以用户的本地导频的模平方。

所述的方法，其中，所述步骤S2包括：S21、获取当前待处理的用户数目和各用户对应的导频；S22、将其中一个用户的导频和所述提取的各个天线导频频域数据进行匹配。

所述的方法，其中，所述步骤S3采用和所述导频相同长度的IFFT变换。

所述的方法，其中，所述步骤S3中分离不同用户信道的相关信息时采用：在各天线的时域数据中不同位置选取一定窗长的数据，其余数据置0。

所述的方法，其中，所述选窗的窗长大于等于当前处理用户信道响应信息对应的长度，并且不能包含其它用户的信道响应信息。

所述的方法，其中，当多个窗进行选窗时，每段窗长范围内数据模值的峰值就对应了一个用户信道冲击响应的起始点。

本发明还提供一种频域信道估计系统，包括接收数据的天线，还包括：第一变换单元，用于将各个天线接收到的数据FFT变换到频域；提取单元，用于从各个天线接收的频域信号中导频对应的载波位置提取每个天线导频频域数据；匹配单元，用于将每个天线导频频域数据和任一待处理用户的本地导频进行匹配；第二变换单元，用于将匹配的结果分别进行IFFT变换到时域；分离单元，用于在时域进行多用户的分离、得到不同用户信道的时域导频信道响应的相关信息；第三变换单元，用于对所述相关信息分别进行FFT变换到频域、得到不同用户信道对应于每个接收天线的频域导频信道估计。

与现有技术相比，本发明频域信道估计方法和系统，在多个用户导频序列占用相同的时频资源时，能够有效地进行各用户的分离，从而实现各用户信道响应的精确估计，并且计算中没有使用到矩阵运算或者Rank接收机，而是充分利用导频的特性仅增加IFFT和FFT运算，就可以得到所有用户的频域导频信道估计，降低了运算复杂度，同时提高了运算速度。

附图说明

图1是本发明频域信道估计方法的流程框图；

图2是本发明的单用户情况下，经过IFFT变换到时域后的时域模值分布图；

图3是本发明的单用户情况下，得到的信道估计结果实部和普通方法的信道估计结果实部，与实际信道响应的实部比较图；

图4是本发明的单用户情况下，得到的信道估计结果虚部和普通方法的信道估计结果虚部，与实际信道响应的虚部比较图；

图5是本发明的两用户情况下，经过IFFT变换到时域后的时域模值分布图；

图6是本发明的两用户情况下，第一用户通道1得到的信道估计结果实部和普通方法的信道估计结果实部，与实际信道响应的实部比较图；

图7是本发明的两用户情况下，第一用户通道1得到的信道估计结果虚部和普通方法的信道估计结果虚部，与实际信道响应的虚部比较图；

图8是本发明频域信道估计系统的实现框图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式和附图对本发明作进一步详细的描述。

本发明的主要思路是：接收端对接收到的数据FFT变换到频域后，提取各个天线导频子载波上对应的频域导频接收数据；将各个天线上频域导频接收数据和某个待处理用户的本地导频进行匹配，即将各个天线上频域导频接收数据和某个待处理用户的本地导频进行匹配；将匹配的结果IFFT变换到时域；在时域对不同用户的相关信息进行分离后分别进行FFT变换到频域；最后对不同的用户得到各自对应于所有接收天线的频域导频信道估计。本发明有效地解决当多用户导频占相同时频资源时，接收端由于多用户导频相互叠加，难以进行多用户分离而造成的信道估计性能下降问题。

图1是应用本发明信道估计方法的流程图。为了方便对本发明算法的理解，本发明以802.16e标准中A类型下Cyclic(循环移位)方式的Sounding(探测)序列作为本文所说导频的示例，所以此处先对Cyclic方式的Sounding序列进行简单的说明。

该方式下，多个MS(移动台)占用连续探测频带内的所有子载波，并且多个MS使用相同的探测序列，只是采用不同的频域相移和探测序列相乘，相关的公式如下：

$b_k=\left\{\begin{array}{cc}[2\·(\frac{1}{2}-G\left(\right[k+u+{\mathrm{offset}}_D\left(\mathrm{fft}\right)\left]\mathrm{mod}2048\right)]e^{-j\frac{2\mathrm{\πkn}}{P}}& k\∈B,k\≠\frac{N_{\mathrm{used}}-1}{2}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中：

k是载波索引，0≤k≤N_used-1，N_used是sounding符号的有用子载波；

G(x)是Gloay序列，定义见802.16e标准表315e(0≤x≤2047)；

P是最大循环移位索引(来自于sounding指令)

n是指定的循环移位索引(来自于sounding指令)，从0到P-1；

B是根据sounding指令分配的子载波/bands组；

u是PAPR reduction，safety zone和sounding zone allocation IE中定义的移位值(0≤u≤127)；

fft是FFT大小；

offsetD(fft)是标准中对应表315g指定的一个FFT下的偏移。

100、接收端对接收到的数据FFT变换到频域后，将所有天线频域导频提取出来；并初始化已处理的用户数为0；

可以看出，当所有的用户都占用相同的符号，并且对所有的用户，公式(1)中的k、u和fft都相同时，所有用户都占用相同的时频资源。此时，对应的Sounding序列也就是本发明中所指的特殊的导频结构，即该导频以某个已知序列为基准，其它导频序列都是该已知序列与一定的频域相移相乘后的结果。

以下所有推导中，假设第一个用户的循环移位索引n为零，记为n₁；第二个用户的循环移位索引n为1，记为n₂，并且每个用户的索引依次增大。

设接收天线数为M，用户数为Q，所用导频长度为L，系统FFT大小为N。

设频域第k个子载波上第q个用户对应的导频为X_q(k)，则第m根天线对应的第k个子载波上接收到的频域导频可以表示为：

$Y_m\left(k\right)=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{m,q}\left(k\right)H_{m,q}\left(k\right)+W_m\left(k\right)---\left(2\right)$

其中，W_m(k)是服从均值为零，方差为σ²的高斯白噪声。

200，将任一用户q的导频和步骤110中提取出的所有天线上的导频进行匹配。

在进行本步骤处理之前，先要获取待处理的用户数和每个用户对应的导频。如果当前目标用户数和每个目标用户对应的导频是固定的，则根据系统的设置可以直接得到这两组参数；如果当前目标用户数和每个目标用户对应的导频是未知的，则需要用目前已有的方法获得这两组参数，比如采用搜索匹配等方法。该步骤中的匹配指将接收导频和本地导频共轭相乘并除以本地导频的模平方。

设当前处理的用户为第一用户，为公式表达方便，假设用户导频的模平方为1，则第m根天线数据匹配后的结果为

$Z_m\left(k\right)=Y_m\left(k\right)X_{m,1}^{*}\left(k\right)$

$=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{m,q}\left(k\right)H_{m,q}\left(k\right)X_{m,1}^{*}\left(k\right)+W_m^{\′}\left(k\right)$

$={\left|X_{m,1}\left(k\right)\right|}^2{H}_{m,1}\left(k\right)+\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{m,q}\left(k\right)X_{m,1}^{*}\left(k\right)H_{m,q}\left(k\right)+W_m^{\′}\left(k\right)---\left(3\right)$

其中，W′_m(k)是对应的噪声项。

为了公式表达的方便，以下设待处理用户数Q为2。

根据802.16e标准中A类型下Cyclic方式的Sounding序列的生成公式，即公式(1)。假设系统左保护间隔长度为LG，则公式(3)可以表示为：

$Z_m\left(k\right)={\left|X_{m,1}\left(k\right)\right|}^2{H}_{m,1}\left(k\right)+{\left|X_{m,1}\left(k\right)\right|}^2{H}_{m,2}\left(k\right)\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}(k-\mathrm{LG})}{P})+W_m^{\′}\left(k\right)---\left(4\right)$

优选地，以n＝0的序列进行匹配。

300、各天线匹配的结果分别进行IFFT变换到时域。

仍然以第m根天线2个用户为例，公式(4)变为：

$Z_m\left(i\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_m\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πk}}{N}i\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\left|X_{m,1}\left(k\right)\right|}^2{H}_{m,1}\left(k\right)+{\left|X_{m,1}\left(k\right)\right|}^2{H}_{m,2}\left(k\right)\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}(k-\mathrm{LG})}{P})]\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πk}}{N}i\right)+w_m\left(i\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{m,1}\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πk}}{N}i\right)+\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{m,2}\left(k\right)\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}(k-\mathrm{LG})}{P})\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πk}}{N}i\right)+w_m\left(i\right)$

$=h_{m,1}\left(i\right)+\left[\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{m,2}\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-\frac{N}{P})k\right)\right]\exp (j-\frac{2\mathrm{\πLG}}{P})+w_m\left(i\right)$

$=h_{m,1}\left(i\right)+h_{m,2}(i-\frac{N}{P})\exp \left(j\frac{2\mathrm{\πLG}}{P}\right)+w_m\left(i\right)---\left(5\right)$

其中，w_m(i)为对应的时域噪声项。

可以看出，此时的时域信息，包含了所有用户的信道响应信息，并且根据公式(5)可以看出，第二个用户的信道响应信息相对于第一个用户的信道响应信息有一定的延迟。

公式(5)中给的是N点IFFT的推导，优选地，为了保证每个用户对应的信道响应信息只出现一次，并且降低运算和存储空间，采用和导频相同长度的IFFT变换；如果导频长度为M，则易得出此时第二个用户信道响应信息相对于第一个用户信道响应信息的延迟为：

$\frac{N}{P}\×\frac{M}{N}=\frac{M}{P}---\left(6\right)$

400、在时域进行多用户的分离，得到不同用户信道的时域导频信道响应的相关信息。

分离的方法是在步骤300各天线的时域数据中不同位置选取一定窗长的数据，其余数据置0。

该步骤中选窗的原则是：窗长要大于等于当前处理用户信道响应信息对应的长度，并且不能包含其它用户的信道响应信息。这样，才能实现各用户的完全分离。

设窗长为L，根据该原则，一般N点IFFT变换用户信道响应长度小于保护间隔长度的一半，则有

优选地，用M点IFFT变换时，有

$L\≥\frac{\mathrm{CP}}{2}\×\frac{M}{N}---\left(7\right)$

同时，窗长内的数据不能包含其它用户的信道响应信息，即有

优选地，用M点IFFT变换时，有

$L\≤\frac{M}{P}---\left(8\right)$

由公式(7)和(8)得到公式(9)和(10)，

$\frac{\mathrm{CP}}{2}\×\frac{M}{N}\≤L\≤\frac{M}{P}---\left(9\right)$

$\frac{1}{P}\≥\frac{\mathrm{CP}}{2N}---\left(10\right)$

公式(9)即为推荐窗长的范围；公式(10)则给出要实现各用户的完全分离时，P的选取推荐满足的条件。

以上给出了窗长的选择，下面给出多个窗的起始位置的选取。

由于系统此时已经过同步，残余同步误差较小，对公式(5)结果取模，由于第二个用户相对第一个用户有一定的延迟，所以公式(5)开始一段窗长范围内数据模值的峰值就对应了用户1信道冲击响应的起始点，后一段窗长范围内数据模值的峰值就对应了用户2信道冲击响应的起始点。根据公式(5)，M点IFFT变换时，这两个峰值之间的间隔为

从第一个峰值位置开始取窗长数据，相当于取第一个用户对应的时域信道冲击响应，其余数据置零，相当于消除噪声影响；从第二个峰值位置开始取窗长数据，相当于取第二个用户对应的时域信道冲击响应，同样，其余数据置零；这样，就可以得到所有用户的信息，达到多用户信息分离的目的。

为了保证窗长内的数据能够完全包含当前用户的信道冲击响应信息，可以将窗向前后方向作一定的调整。

这里，从公式(5)可以看出，用户2对应的数据有多余的项

因此在进行下一步FFT处理前，可以先去掉该项，即给每个取出的数据乘以该项的共轭：

$\mathrm{\θ}=\exp (-j\frac{2\mathrm{\πLG}}{P})---\left(11\right)$

当然，该去除多余的项也可以在下一步FFT变化之后进行。

500、对各用户的相关信息分别进行FFT变换到频域。

600、得到所有用户信道对应于每个接收天线的频域导频信道估计，输出所有用户的频域导频信道估计。

多个用户的推导和处理类似，此处不再重复。

图2至图7都是在B3G的扩展模型SCME(Spatial Channel ModelExtended)信道下，城市宏环境，扩展角度8度下的结果。其中，N＝1024，M＝432，P＝8，LG＝80。

图2是单用户情况下，经过图1中步骤300后的时域模值分布图。可以看出，此时仅有一个尖锐的峰值，峰值后的一段值体现了信道冲击响应，并且长度在本发明所说的窗长内。

图3是单用户情况下，应用本发明方法得到的信道估计结果实部和普通方法的信道估计结果实部，与实际信道响应的实部比较。本发明中所说的普通方法都是指用接收数据除以发送的导频，从而得到导频信道估计的方法。可见，单用户时，由于没有其它用户的干扰，本发明方法得到的信道估计结果实部和普通方法的信道估计结果实部，都能够随着实际信道响应实部的变化而变化。

图4是单用户情况下，应用本发明方法得到的信道估计结果虚部和普通方法的信道估计结果虚部，与实际信道响应的虚部比较。可见，单用户时，由于没有其它用户的干扰，本发明方法得到的信道估计结果实部和普通方法的信道估计结果实部，都能够随着实际信道响应实部的变化而变化。

图5是两用户情况下，经过图1中步骤300后的时域模值分布图。可以看出，此时对应两个用户有两个尖锐的峰值，峰值间的距离等于前面推导出的第二个用户相对于第一个用户的延迟，每个峰值后的一段值都体现了该用户对应的信道冲击响应，并且长度在本发明所说的窗长内。

图6是两用户情况下，用户1通道1应用本发明方法得到的信道估计结果实部和普通方法的信道估计结果实部，与实际信道响应的实部比较。可见，两用户时，由于两个用户之间相互干扰，所以普通方法的信道估计结果实部完全不能体现出实际信道响应实部的变化，而本发明方法得到的信道估计结果实部能够随着实际信道响应实部的变化而变化。

图7是两用户情况下，用户1通道1应用本发明方法得到的信道估计结果虚部和普通方法的信道估计结果虚部，与实际信道响应的虚部比较。可见，两用户时，由于两个用户之间相互干扰，所以普通方法的信道估计结果虚部完全不能体现出实际信道响应虚部的变化，而本发明方法得到的信道估计结果虚部能够随着实际信道响应虚部的变化而变化。

图8是应用本发明信道估计系统的系统实现框图。该系统包括一次连接的第一变换单元710、提取单元720、匹配单元730、第二变换单元740、分离单元750、第三变换单元760；

第一变换单元710用于将各个天线接收到的数据FFT变换到频域；提取单元720用于从各个天线接收的频域信号中导频对应的载波位置提取每个天线导频频域数据；匹配单元730用于将每个天线导频频域数据和任一待处理用户的本地导频进行匹配；第二变换单元740用于将匹配的结果分别进行IFFT变换到时域；分离单元750用于在时域进行多用户的分离、得到不同用户信道的时域导频信道响应的相关信息；第三变换单元760用于对所述相关信息分别进行FFT变换到频域、得到不同用户信道对应于每个接收天线的频域导频信道估计。

需要说明的是，上述方法实施例中描述的多个细节同样适用于系统实施例，因此省略了对相同或相似部分的重复描述。

综上所述，借助于本发明频域信道估计方法和系统，无须矩阵运算或者Rank接收机，仅利用导频的特性和FFT与IFFT运算，就可以实现多用户的分离，得到各用户精确的信道估计。有效地解决当多用户导频占相同时频资源时，接收端由于多用户导频相互叠加，难以进行多用户分离而造成的信道估计性能下降问题。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1、一种频域信道估计方法，包括以下步骤：

S1、接收端对接收到的数据FFT变换到频域后，从各个天线接收的频域信号中导频对应的载波位置提取每个天线导频频域数据；

S2、将所述每个天线导频频域数据和任一待处理用户的本地导频进行匹配；

S3、将匹配的结果分别进行IFFT变换到时域，并在时域进行多用户的分离，得到不同用户信道的时域导频信道响应的相关信息；

S4、对所述相关信息分别进行FFT变换到频域，得到不同用户信道对应于每个接收天线的频域导频信道估计。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S1还包括：将已处理的用户数初始化为0。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S2中的匹配是将接收的导频和用户的本地导频共轭相乘并除以用户的本地导频的模平方。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S2包括：

S21、获取当前待处理的用户数目和各用户对应的导频；

S22、将其中一个用户的导频和所述提取的各个天线导频频域数据进行匹配。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S3采用和所述导频相同长度的IFFT变换。

6、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S3中分离不同用户信道的相关信息时采用：在各天线的时域数据中不同位置选取一定窗长的数据，其余数据置0。

7、根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述选窗的窗长大于等于当前处理用户信道响应信息对应的长度，并且不能包含其它用户的信道响应信息。

8、根据权利要求6所述的方法，其特征在于，当多个窗进行选窗时，每段窗长范围内数据模值的峰值就对应了一个用户信道冲击响应的起始点。

9、一种频域信道估计系统，包括接收数据的天线，其特征在于，还包括：

第一变换单元，用于将各个天线接收到的数据FFT变换到频域；

提取单元，用于从各个天线接收的频域信号中导频对应的载波位置提取每个天线导频频域数据；

匹配单元，用于将每个天线导频频域数据和任一待处理用户的本地导频进行匹配；

第二变换单元，用于将匹配的结果分别进行IFFT变换到时域；

分离单元，用于在时域进行多用户的分离、得到不同用户信道的时域导频信道响应的相关信息；

第三变换单元，用于对所述相关信息分别进行FFT变换到频域、得到不同用户信道对应于每个接收天线的频域导频信道估计。

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