CN101651647B - 时域同步正交频分复用系统中的cp-ofdm信号重构方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)系统中CP-OFDM信号重构的方法，该方法在TDS-OFDM系统的发送端设计了一种新的帧结构，在TDS-OFDM系统的接收端则利用新设计的帧结构，通过简单的加减运算完成帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构。该方法巧妙的把TDS-OFDM系统和CP-OFDM系统的特点结合起来，取代了TDS-OFDM系统中原有的通过多次迭代消除PN对数据部分的干扰从而重建ZP-OFDM信号进而得到CP-OFDM信号的方法，大大降低了接收端硬件实现的复杂度，特别适用于高速宽带的移动接收。

Description

时域同步正交频分复用系统中的CP-OFDM信号重构方法及装置

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，尤其涉及一种采用TDS-OFDM(Time Domain Synchronous-Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，时域同步正交频分复用)技术的CP-OFDM(Cyclic-Prefix OFDM，循环前缀OFDM)信号重构方法及其装置。

背景技术

作为一种多载波技术，OFDM在抗ISI(Inter-Symbol Interference，符号间干扰)方面非常有效，其一般是通过在OFDM数据块之间插入保护间隔来实现ISI的消除。但是当信道的最大多径时延超过保护间隔长度时，OFDM系统的性能将急剧恶化。为了对付移动环境下的最大多径时延，需要以牺牲频谱效率为代价来延长保护间隔，或者以降低复杂度为代价来增大OFDM数据块的长度。因此，OFDM系统中保护间隔的设计需要在系统效率和实现复杂度之间获得平衡。

目前，OFDM系统的帧结构主要包括如图1所示的三种。在图1(a_1)所示的帧结构中，DFT/FFT(Discrete Fourier Trasform/FastFourier Transform，离散傅立叶变换/快速傅立叶变换)块位于循环前缀段之后，循环前缀用于DFT的保护间隔。OFDM调制需要使用保护间隔或其等效体，以便抵消接收信号中可能存在的多径信号，防止码间串扰，该结构即称为CP-OFDM。CP-OFDM目前已经得到了广泛应用，如DAB、DVB-T、IEEE 802.11a、HIPERLAN/2、WLAN标准以及目前绝大多数的B3G/4G提案都使用到了CP-OFDM。在图1(b_1)的帧结构中，DFT块之后为零填充段，此零填充段用于DFT块的保护间隔，该结构称为ZP-OFDM(Zero Padding OFDM，零填充OFDM)。专利号为01124144.6的中国发明专利“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”则提出了第三种OFDM帧结构，如图1(c_1)所示，DFT块之后为PN(Pseudorandom Noise，伪随机噪声)序列填充段，此PN填充段用于DFT块的保护间隔，该结构称为PNP-OFDM(PN Padding OFDM，PN填充OFDM)。该结构中的PN序列于信号帧内，同时作为OFDM调制方案的保护间隔。并且，以PNP-OFDM帧结构为基础，形成了中国地面数字电视标准DTMB的核心技术TDS-OFDM。

在CP-OFDM系统中，信号帧经过多径信道后，帧头保护间隔及帧体OFDM数据都会产生如图1(a_2)所示的“拖尾”，但由于保护间隔是帧体OFDM数据的循环前缀，所以当信道在同一信号帧持续时间内假设不变的前提下，帧头保护间隔产生的“拖尾”与帧体OFDM数据产生的“拖尾”完全相同，在接收端信号中直接截取帧体部分，则相当于把帧体产生的“拖尾”直接叠加在帧体接收序列上，具备该种信号形式特征的帧体接收序列被称之为帧体OFDM数据的“CP-OFDM信号”，如图1(a_2)所示。CP-OFDM系统正是利用上述的天然CP-OFDM信号，通过简单的DFT来完成帧体OFDM数据的信道均衡。

在ZP-OFDM系统中，信号帧经过多径信道后，帧体OFDM数据仍然会产生如图1(b_2)所示的“拖尾”，直接把含有帧体“拖尾”的零填充接收序列加在帧体接收序列上，如图1(b_3)所示，则得到与CP-OFDM系统完全相同的“CP-OFDM信号”，类似上述方式的所有得到“CP-OFDM信号”的过程则被成为“CP-OFDM信号重构”。

在TDS-OFDM系统中，由于帧头保护间隔是不同的PN序列，所以TDS-OFDM信号帧经过多径信道后，如图1(c_2)所示，帧头保护间隔产生的“拖尾”与帧体OFDM数据产生的“拖尾”完全不同，在接收端信号中直接截取帧体部分所得的序列将不再是“CP-OFDM信号”，而是帧头PN序列“拖尾”的干扰叠加在经过多径信道后的帧体接收序列上，也无法通过与ZP-OFDM系统类似的方法得到“CP-OFDM信号”。因此，在TDS-OFDM系统的接收端中，需要采用不断迭代的方法来消除PN序列对帧体OFDM数据的干扰，从而得到ZP-OFDM信号，然后采用与ZP-OFDM系统类似的方法得到“CP-OFDM信号”，并使用ZP-OFDM均衡算法来得到发送端的帧体OFDM数据，具体算法可参考申请号为200510012127.6的中国发明专利公开文本。然而，上述通过不断迭代得到ZP-OFDM信号再进行均衡的方法，存在两个问题：首先，迭代方法需要进行多次迭代，运算量很大，实现复杂度较高，接收端的功耗也较大；其次，只有在接收端能得到理想的信道估计的情况下，才能完全消除PN序列的影响，否则就会存在残余码间干扰，从而严重影响系统性能。

发明内容

(一)要解决的技术问题

本发明的目的是提出一种TDS-OFDM系统中的CP-OFDM信号重构方法及装置，以解决现有TDS-OFDM系统中接收端实现复杂度高、运算量大、功耗高、接收性能受信道估计影响大的缺陷。

(二)技术方案

为了达到上述目的，本发明的技术方案提出一种TDS-OFDM系统中CP-OFDM信号重构的发送方法，包括：

从长度为N_p的n阶PN序列中任选一个PN序列，作为零相位的基准PN序列

对相对于所述基准PN序列相位为

的PN序列

进行L位循环扩展，获得扩展PN序列

L为任意正整数，

表示对i乘以L的结果按N_p取模，N_G＝N_p+L；

将所述扩展PN序列插入第i个信号帧的OFDM保护间隔作为帧头，

将所述帧头与由OFDM数据构成的帧体组成TDS-OFDM信号帧，之后进行信道传输。

上述的发送方法中，所述进行L位循环扩展获得扩展PN序列具体包括：

将PN序列的后L个符号复制并置于PN序列的最前端，则所述扩展PN序列为

${\left\{c_i\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_G-1}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{PN}}_i(N_p-L+k)& 0\≤k\≤L-1\\ P{N}_i(k-L)& L\≤k\≤N_G-1\end{array}\right..$

上述的发送方法中，所述将帧头与帧体组成信号帧之前还包括：

将输入的MPEG2码流进行串/并变换，得到符合TDS-OFDM系统传输码率的并行输入码流；

对所述并行输入码流数据进行正交相移键控调制/多电平正交幅度调制的符号映射，得到长度为N_d的频域数据块；

将所述符号映射后的频域数据块进行OFDM调制，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体。

上述的发送方法中，PN序列进行循环扩展的位数L可以是任意正整数，优选地，L大于或者等于信道最大多径时延l，优选地，L小于或等于N_p，优选地，L与N_p互质并小于N_p。

本发明的技术方案还提出一种TDS-OFDM系统中CP-OFDM信号重构的接收方法，包括：

从接收到的TDS-OFDM信号序列中取出当前信号帧帧体序列、当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列；

将所述下一信号帧帧头保护序列的前M₁个符号加在所述当前信号帧帧体序列的前M₁个符号上，并将所述当前信号帧帧体序列的前M₂个符号减去所述当前信号帧PN序列的前M₂个符号，从而获得当前信号帧帧体OFDM数据序列的CP-OFDM重构序列，M₁、M₂为任意正整数。

上述的接收方法中，所述从TDS-OFDM信号序列中取出各序列之前还包括：

利用接收端同步模块获得的帧同步信号，确定帧头保护序列及帧体OFDM数据在所述接收到的TDS-OFDM信号序列中的起始位置。

上述的接收方法中，所述从TDS-OFDM信号序列中取出各序列与所述获得CP-OFDM重构序列之间还包括：

对所述当前信号帧PN序列进行离散傅立叶变换，再除以已知本地PN序列的离散傅立叶变换，从而得到当前帧信道冲激响应估计值的离散傅立叶变换；

则所述获得CP-OFDM重构序列之后还包括：

对所述获得的CP-OFDM重构序列进行离散傅立叶变换，再除以所述当前帧信道冲激响应估计值的离散傅立叶变换，从而得到所述当前帧帧体OFDM数据序列的估计值。

上述的接收方法中，所述的M₁是可以自由选取的，优选地，M₁大于或者等于信道的最大多径时延l；所述的M₁可选取为帧结构中PN序列的长度N_p，或者选取为帧结构中PN序列进行循环扩展的位数L。

上述的接收方法中，所述的M₂是可以自由选取的，优选地，M₂大于或者等于信道的最大多径时延l；所述的M₂可选取为帧结构中PN序列的长度N_p，或者可选取帧结构中PN序列进行循环扩展的位数L。

上述的接收方法中，优选地，取M₁＝M₂。

本发明的技术方案还提出一种TDS-OFDM系统中实现CP-OFDM信号重构的发送端，包括：

帧头保护序列生成模块，从长度为N_p的n阶PN序列中任选一个PN序列，作为零相位的基准PN序列

再对相对于所述基准PN序列相位为

的PN序列

进行L位循环扩展，获得扩展PN序列

作为第i个信号帧的帧头保护序列；以上，L为任意正整数，

表示对i乘以L的结果按N_p取模，N_G＝N_p+L；

OFDM数据复接模块，将所述帧头保护序列生成模块获取的扩展PN序列插入第i个信号帧的OFDM保护间隔作为帧头，再将所述帧头与由OFDM数据构成的帧体组成TDS-OFDM信号帧，之后进行信道传输。

上述的发送端中还包括：

串/并变换模块，对输入的MPEG2TS码流d_i(k)进行串/并变换，获取符合TDS-OFDM系统传输码率的并行输入码流；

符号映射模块，将所述串/并变换模块得到的并行输入码流数据进行正交相移键控QPSK/多电平正交幅度mQAM调制的符号映射，得到长度为N_d的频域数据块S_i(k)；

OFDM调制模块，对所述符号映射模块获取的频域数据块S_i(k)进行IDFT(离散傅立叶反变换)处理，变换成长度为N_d的时域离散样值帧体OFDM数据s_i(k)，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体。

本发明的技术方案还提出一种TDS-OFDM系统中实现CP-OFDM信号重构的接收端，包括：

同步模块，利用滑动相关法得到帧同步信号，并进行符号定时恢复和载波恢复以消除接收信号中的定时偏差和载波偏差；

CP-OFDM信号重构模块，根据所述同步模块获取的同步信号确定帧头保护序列和帧体OFDM数据在接收序列中的起始位置，然后将下一信号帧帧头保护序列的前M₁个符号加在当前信号帧帧体序列的前M₁个符号上，并将当前信号帧帧体序列的前M₂个符号减去当前信号帧PN序列的前M₂个符号，从而获得当前信号帧帧体OFDM数据序列的CP-OFDM重构序列，M₁、M₂为任意正整数。

上述的接收端中，还包括：

帧头保护序列提取模块，根据所述同步模块获取的帧同步信号确定帧头保护序列在接收序列中的起始位置，从而取出接收序列中的帧头保护序列及所述帧头保护序列中的PN序列；

信道估计模块，对所述帧头保护序列提取模块提取出的当前信号帧PN序列进行离散傅立叶变换DFT，然后除以已知本地PN序列的DFT，从而得到当前帧信道冲激响应估计值的DFT；

CP-OFDM信道均衡模块，对所述CP-OFDM重构模块得到的当前信号帧帧体OFDM数据的CP-OFDM重构序列进行DFT，然后除以所述信道估计模块得到的当前帧信道冲激响应估计值的DFT，从而得到当前帧帧体OFDM数据序列的估计。

本发明的TDS-OFDM系统发送端基带信号处理的步骤如图3所示，包括以下步骤：

S101、对输入的MPEG2TS码流(Transport Stream，传输码流)d_i(k)进行串/并变换，得到一个符合TDS-OFDM系统传输码率的TS并行输入码流；

S102、将步骤S101得到的并行输入码流数据进行QPSK/mQAM(正交相移键控调制/多电平正交幅度调制)调制的符号映射，得到长度为N_d的频域数据块S_i(k)；

S103、将符号映射后所得的频域数据块S_i(k)进行OFDM调制，即采用离散傅立叶反变换(IDFT)处理，变换成长度为N_d的时域离散样值帧体OFDM数据s_i(k)，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体；

S104、从长度为N_p个符号的n阶PN序列中(N_p为2ⁿ-1)任选一个PN序列作为“基准PN序列”并设定该基准PN序列的相位为0(即

)，对此“基准PN序列”进行L位循环扩展，从而得到总长度为N_G＝N_p+L个符号的循环扩展PN序列

作为第0帧的帧头保护序列；

S105、构造第i帧帧结构中的帧头保护序列，由相对于S104中“基准PN序列”相位为

的PN序列

经过L位循环扩展后得到的“循环扩展PN序列”

构成(参考图4中的a_1及a_2部分)；S106、按TDS-OFDM的信道帧结构，在第i帧帧结构的OFDM保护间隔内插入上述帧头保护序列

作为帧头，将帧头和帧体组成信号帧，从而形成本发明的完整信号帧；

S107、将上述完整的TDS-OFDM信号帧进行并/串转换，得到串行数据以便于信道传输。

上述帧头保护序列与帧体OFDM数据构成了如图5(a)所示的长度为N的信号帧。其中i均代表第i帧，k均代表第k个符号；

表示第i帧帧头保护序列中的PN序列，长度为N_p；

表示第i帧帧头保护序列中PN序列的循环扩展，长度为L；和

共同构成第i帧帧头保护序列

长度为N_G；表示帧体OFDM数据，长度为N_d，即有：

N_G＝/N_p+L    (1)

N＝N_G+N_d     (2)

如图2所示，应用上述发送方法的发送端10包括：

串/并变换模块11，对输入的MPEG2 TS码流d_i(k)进行串/并变换，获取符合TDS-OFDM系统传输码率的并行输入码流；

符号映射模块12，将串/并变换模块11得到的并行输入码流数据进行QPSK/mQAM调制的符号映射，得到长度为N_d的频域数据块S_i(k)；

OFDM调制模块13，对符号映射模块12获取的频域数据块S_i(k)进行离散傅立叶反变换(IDFT)处理，变换成长度为N_d的时域离散样值帧体OFDM数据s_i(k)，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体。

帧头保护序列生成模块14，从长度为N_p的n阶PN序列中任选一个PN序列，作为零相位的基准PN序列

再对相对于基准PN序列相位为

的PN序列

进行L位循环扩展，获得扩展PN序列

作为第i个信号帧的帧头保护序列；其中，L为任意正整数，

表示对i乘以L的结果按N_p取模，N_G＝N_p+L；

OFDM数据复接模块15，将帧头保护序列生成模块14获取的扩展PN序列插入第i个信号帧的OFDM保护间隔作为帧头，再将帧头与OFDM调制模块13获取的帧体组成TDS-OFDM信号帧，之后经过并/串转换后进行信道传输。

继续如图2所示，本发明TDS-OFDM系统中实现CP-OFDM信号重构的接收端20主要由5个模块构成：同步模块21、帧头保护序列提取模块22、信道估计模块23、CP-OFDM信号重构模块24和CP-OFDM均衡模块25：

同步模块21利用“滑动相关法”得到帧同步信号，将结果输入给帧头保护序列提取模块22和CP-OFDM信号重构模块24，以便后两个模块能准确判断帧头保护序列和帧体OFDM数据在接收序列中的起始位置，此外，同步模块21还需提供符号定时恢复和载波恢复功能，以消除接收信号中的定时偏差和载波偏差；

帧头保护序列提取模块22根据同步模块21输出的帧同步信号，判断帧头保护序列在接收序列中的起始位置，从而得到包含在接收序列中的帧头保护序列c_i′(k)及其中的PN序列

信道估计模块23对帧头保护序列提取模块提取出的接收端PN序列

进行DFT，然后除以已知本地PN序列

的DFT，从而得到当前帧信道冲激响应估计值

的DFT；

CP-OFDM信号重构模块24将接收到的TDS-OFDM信号通过简单的加减运算，得到帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构序列

具体的运算将在后文中予以阐述；

CP-OFDM信道均衡模块25将CP-OFDM重构模块24得到的前信号帧帧体OFDM数据的CP-OFDM重构序列

进行DFT变换，然后除以信道估计模块23得到的当前信道的估计值

的DFT变换，从而得到发送端当前帧帧体OFDM数据序列的估计

在本发明的TDS-OFDM系统的发送端，帧结构中第i信号帧的帧头保护序列

是由相位为

的PN序列

经过L位循环扩展后得到的“循环扩展PN序列”构成的，这里的L位循环扩展是指把PN序列的后L个符号完全复制并搬移至PN序列的最前面，如图4(a_2)所示，即有：

${\left\{c_i\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_G-1}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{PN}}_i(N_p-L+k)& 0\≤k\≤L-1\\ {\mathrm{PN}}_i(k-L)& L\≤k\≤N_G-1\end{array}\right.----\left(3\right)$

对第i帧的帧头PN序列

和第i+1帧的帧头PN序列

由于二者相对于“基准PN序列”

的相位分别为和

其中

表示对i乘以L的结果按N_p取模。这里PN序列的相位定义为“基准PN序列”

经过

位循环左移后所得的PN序列

相对于

偏移的符号个数，由此可知，

相对于

的相位则为L，如图4(a_1)、图4(b_1)所示，即有：

${\left\{{\mathrm{PN}}_{i+1}\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_p-1}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{PN}}_i(k+L)& 0\≤k\≤N_p-L-1\\ {\mathrm{PN}}_i(k+L-N_p)& N_p-L\≤k\≤N_p-1\end{array}\right.---\left(4\right)$

由(3)、(4)可得：

${\left\{c_{i+1}\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_G-1}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{PN}}_i\left(k\right)& 0\≤k\≤N_p-1\\ {\mathrm{PN}}_i(k-N_p)& N_p\≤k\≤N_G-1\end{array}\right.---\left(5\right)$

其结果如图4(a_1)、图4(b_2)所示。由(3)、(5)可知，第i信号帧的帧头保护序列

的后N_p个符号和第i+1信号帧的帧头保护序列

的前N_p个符号完全相同，都是第i个信号帧的PN序列

也即第i信号帧的帧体OFDM数据s_i(k)两端分别紧邻完全相同的PN序列PN_i(k)，如图5(a)所示。这一特性是由上述帧结构中设计第i信号帧的PN序列的相位为

来得到的，从后面的分析可知，接收端正是利用这种相位关系得到了第i信号帧帧体OFDM数据的两端分别紧邻完全相同的PN序列这一特性，并利用这种特性来完成帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构的。

上述信号帧经过多径信道后，信号帧中不同部分的数据均会因为多径产生“拖尾”，从而导致帧头对帧体的干扰，以及帧体对下一信号帧帧头的干扰。为了便于分析，现将发送端的信号帧在时域上正交分解为如图5(b)中所示的几个不同部分。对于图5(b)中所示的几部分发送端数据PN_1i(k)、PN_i(k)、s_i(k)，在经过信道冲激响应为{h_i(k)}_k＝0 ^l(其中l≤L，l是信道的最大多径时延)的多径信道后，产生“拖尾”后的接收端数据可分别对应表示为图5(c)中所示的y_1i(k)、y_i(k)、x_i(k)，即有：

$y_{1i}\left(k\right)=P{N}_{1i}\left(k\right)*h_i\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{PN}}_{1i}(k-m)\·h_i\left(m\right),0\≤k\≤L+l-1---\left(6\right)$

$y_i\left(k\right)={\mathrm{PN}}_i\left(k\right)*h_i\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{PN}}_i(k-m)\·h_i\left(m\right),0\≤k\≤N_p+l-1---\left(7\right)$

$x_i\left(k\right)=s_i\left(k\right)*h_i\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i(k-m)\·h_i\left(m\right),0\≤k\≤N_d+l-1---\left(8\right)$

上面的*表示线性卷积。由于PN_1i(k)与PN_i(k)的后L个符号即

完全相同，故当l≤L且信道在一个信号帧的持续时间内的变化可以忽略不计时，二者经过多径信道后的响应y_1i(k)与y_i(k)的“拖尾”

和

也必然完全相同(如图5(c)中右斜线部分所示)，即有：

${\left\{y_{1i}\left(k\right)\right\}}_{k=L}^{L+l-1}={\left\{y_i\left(k\right)\right\}}_{k=N_p}^{N_p+l-1}---\left(9\right)$

将图5(c)中各部分接收数据组合在一起，则得到图5(d)所示的当前信号帧及下一信号帧前N_p个符号对应的实际接收序列

可表示为：

r_i(k)＝u_i(k)+n_i(k)  0≤k≤N+N_p-1       (10)

其中n_i(k)是高斯加性噪声，u_i(k)则可由图5(c)中各部分接收数据表示为：

$u_i\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{y}_{1i}\left(k\right)+x_{i-1}(N_d+k)& 0\≤k\≤L-1\\ y_i(k-L)+y_{1i}\left(k\right)& L\≤k\≤N_G-1\\ x_i(k-N_G)+y_i(k-N_G+N_p)& N_G\≤k\≤N-1\\ y_i(k-N)+x_i(k-N+N_d)& N\≤k\≤N+N_p-1\end{array}\right.---\left(11\right)$

为了便于分析，以下的推导忽略了噪声n_i(k)。

中长度为N_p的接收序列即为当前帧PN序列PN_i(k)的实际接收序列，记为PN_i′(k)，将(9)代入(11)中，可得：

${\mathrm{PN}}_i^{\′}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{y}_i\left(k\right)+y_i(k+N_p)& 0\≤k\≤l-1\\ y_i\left(k\right)& l\≤k\≤N_p-1\end{array}\right.---\left(12\right)$

即接收序列 ${\left\{r_i\left(k\right)\right\}}_{k=L}^{N_G-1}={\mathrm{PN}}_i^{\′}\left(k\right)$ 的前l个符号是PN接收序列

与PN接收序列“拖尾”

的叠加，而后面N_p-l个符号则是PN接收序列本身

如图5(d)所示，故接收序列

本身便是发端PN序列PN_i(k)经过多径信道{h_i(k)}_k＝0 ^l后的CP-OFDM形式；

对接收端信号帧序列

做以下加减运算得到帧体OFDM数据的接收新序列

$x_i^{\′}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{r}_i(k+N)+r_i(k+N_G)-r_i(k+L)& 0\≤k\≤N_p-1\\ r_i(k+N_G)& N_p\≤k\≤N_d-1\end{array}\right.---\left(13\right)$

将(9)、(11)式代入(13)，可得：

$x_i^{\′}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{x}_i(k+N_d)+x_i\left(k\right)& 0\≤k\≤l-1\\ x_i\left(k\right)& l\≤k\≤N_d-1\end{array}\right.---\left(14\right)$

即对于新得到的序列

前l个符号是帧体数据接收序列与帧体数据“拖尾”的叠加，而后面N_d-l个符号则是帧体数据接收序列本身，如图5(e)所示，因此序列

就是帧体数据s_i(k)经过多径信道{h_i(k)}_k＝0 ^l后的CP-OFDM形式，从而通过对实际接收序列的简单加减运算便完成了对帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构。

由信号处理理论可知，CP-OFDM形式的接收信号序列

已不再是发送序列s_i(k)与信道{h_i(k)}_k＝0 ^l之间的线性卷积，而是发送序列s_i(k)与信道{h_i(k)}_k＝0 ^l之间的循环卷积。由循环卷积定理可知，时域循环卷积等于频率DFT相乘，因而将重构得到的接收序列

做DFT，然后除以信道估计得到的信道冲激响应

的DFT，即可恢复出发送端帧体OFDM数据的估计

${\hat{S}}_i\left(k\right)=\frac{\mathrm{DFT}\left({\left\{x_i^{\′}\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_d-1}\right)}{\mathrm{DFT}\left({\left\{{\hat{h}}_i\left(k\right)\right\}}_{k=0}^l\right)}---\left(15\right)$

对于上述的信道估计，由(12)式可知接收序列

(PN_i′(k))本身便是发送端已知的PN序列

经过多径信道{h_i(k)}_k＝0 ^l后响应的CP-OFDM形式，故信道估计的结果，即

的DFT，通过把接收序列

做DFT然后除以已知PN序列

的DFT即可得到：

$\mathrm{DFT}\left({\left\{{\hat{h}}_i\left(k\right)\right\}}_{k=0}^l\right)=\frac{\mathrm{DFT}\left({\left\{r_i\left(k\right)\right\}}_{k=L}^{N_G-1}\right)}{\mathrm{DFT}\left({\left\{{\mathrm{PN}}_i\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_p-1}\right)}---\left(16\right)$

基于上述事实，本发明在TDS-OFDM系统的接收端中，帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构方法如下：

S201、根据同步模块输出的帧同步信号，从接收到的TDS-OFDM信号序列中直接取出当前信号帧PN序列当前信号帧帧体序列

下一信号帧帧头保护序列

S202、将S201得到的含有当前帧帧体OFDM数据“拖尾”的下一信号帧帧头保护序列的前N_p个符号

加在S201得到的当前信号帧帧体序列的前N_p个符号上，并将S201得到的当前信号帧帧体序列的前N_p个符号减去S201得到的当前信号帧PN序列

从而得到当前信号帧帧体OFDM数据的CP-OFDM重构序列；

可见，利用本发明在发送端设计的新的帧结构，接收端通过简单的加减运算便可完成帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构，进而通过简单的频域相除就可以完成信道均衡，因此大大降低了接收端的实现复杂度和硬件资源消耗。

(三)有益效果

本发明的技术方案基于TDS-OFDM系统中重新设计的信号帧帧结构，在接收端则通过简单的加减运算即可完成帧体OFDM数据部分的CP-OFDM信号重构，并对该CP-OFDM信号进行低复杂度的均衡，从而大大降低了接收端硬件实现的复杂度，同时本发明在重构CP-OFDM信号的过程中不需要信道信息，避免了原有技术中通过迭代方法重构ZP-OFDM信号过程中信道估计误差引入的系统误差，因而本发明在快速时变信道下的性能更好，特别适用于高速宽带的移动接收。

附图说明

图1为现有技术的OFDM系统中常见的三种帧结构示意图；

图2为本发明CP-OFDM信号重构方法对应的整体硬件框图；

图3为本发明CP-OFDM信号重构的发送方法流程图；

图4为本发明发送方法中新的帧结构中的帧头保护序列；

图5为本发明接收方法中CP-OFDM信号重构方法的示意图；

图6为相同条件下TDS-OFDM中原帧结构和新帧结构中PN序列的相位；

图7为动态多径信道下的系统误符号率性能；

图8为不同最大多普勒频移下的系统误符号率性能。

具体实施方式

以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

对于上述TDS-OFDM系统中的帧结构，特别是帧结构中的帧头保护序列，其具体实施方式可以是：

第一种实施方式：

(i)采用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生特征多项式为x⁸+x⁶+x⁵+x+1的8阶PN序列，从中任选一个长度为N_p＝255的PN序列(PN255)作为“基准PN序列”；

(ii)第i帧中PN序列相位

中的L及PN序列进行循环扩展的位数L取与N_p不互质的正整数L＝165，得到长度N_G＝420的帧头保护序列；

此种实施方式得到的各信号帧帧结构中PN序列的相位如表1中“相位2”对应列所示。可见，从第0帧开始，前17帧PN序列的相位依次分别为0，165，75，240，150，60，225，135，45，210，120，30，195，105，15，180，90，共有17种不同相位，第17帧重新回到初始相位0，并逐帧重复上述17种不同相位，不断循环，即新的帧结构中仅使用了PN255序列可能的全部255种相位中的17种；表1中“相位1”对应列则给出了相同N_p和L条件下TDS-OFDM系统原帧结构中PN序列的相位；图6同时给出了相同N_p和L条件下(N_p＝255，L＝165)，TDS-OFDM原帧结构中不同信号帧PN序列的相位和本发明帧结构的第一种实施方式得到的不同信号帧PN序列的相位；

第二种实施方式：

(i)采用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生特征多项式为x⁸+x²+1的8阶PN序列，从中任选一个长度为N_p＝255的PN序列(PN255)作为“基准PN序列”；

(ii)第i帧中PN序列相位

中的L及PN序列进行循环扩展的位数L取与N_p不互质的正整数L＝161，得到长度N_G＝416的帧头保护序列；

此种实施方式得到的各信号帧帧结构中PN序列的相位如表1中“相位3”对应列所示。可见，从第0帧开始，直到第254帧，PN序列的相位依次分别为0，161，67，228，134，40，201，...，54，215，121，27，188，94，共有255种相位，第255帧重新回到初始相位0，并逐帧重复上述255种不同相位，不断循环，即按照这种实施方式得到的新的帧结构中的PN序列遍历了PN255序列可能的全部255种相位；

第三种实施方式：

(i)采用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生特征多项式为x⁹+x⁴+1的9阶PN序列，从中任选一个长度为N_p＝511的PN序列(PN511)作为“基准PN序列”；

(ii)第i帧中PN序列相位中的L及PN序列进行循环扩展的位数L取与N_p不互质的正整数L＝434，得到长度N_G＝945的帧头保护序列；

此种实施方式得到的各信号帧帧结构中PN序列的相位如表2中“相位2”对应列所示。可见，从第0帧开始，前73帧PN序列的相位依次分别为依次分别为0，434，357，280，203，126，49，...，308，231，154，77，共有73种不同的相位，第73帧重新回到初始相位0，并逐帧重复上述73种不同相位，不断循环，即新的帧结构中仅使用了PN511序列可能的全部511种相位中的73种；表2中“相位1”对应列则给出了相同N_p和L条件下TDS-OFDM系统原帧结构中PN序列的相位；

第四种实施方式：

(i)采用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生特征多项式为x⁹+x⁶+x⁴+x³+1的9阶PN序列，得到一个长度为N_p＝511的PN序列(PN511)；

(ii)第i帧中PN序列相位

中的L及PN序列进行循环扩展的位数L取与N_p互质的正整数L＝431，得到长度N_G＝942的帧头保护序列；

此种实施方式得到的各信号帧帧结构中PN序列的相位如表2中“相位3”对应列所示。可见，从第0帧开始，直到第510帧PN序列的相位依次分别为0，431，351，271，191，111，31，462，...，400，320，240，160，80，共有511种相位，第511帧重新回到初始相位0，并逐帧重复上述511种不同相位，不断循环，即新的帧结构中的PN序列遍历了PN511序列可能的全部511种相位；

表1N_p＝255时TDS-OFDM系统中原帧结构和新帧结构中PN序列的相位

续表1

表2N_p＝511时TDS-OFDM系统中原帧结构和新帧结构中PN序列的相位

续表2

续表2

续表2

本发明还包含了TDS-OFDM系统中的通过简单的加减运算完成帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构的方法。在TDS-OFDM系统的接收端，对应于发送端新设计的帧结构，本发明通过以下两个步骤从接收到的TDS-OFDM信号中完成帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构：

第1步：从接收到的TDS-OFDM信号序列中直接取出当前信号帧帧体序列、当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列；

第2步：将第1步得到的下一信号帧帧头保护序列的前M₁个符号加在第1步得到的当前信号帧帧体序列的前M₁个符号上；并将第1步得到的当前信号帧帧体序列的前M₂个符号减去第1步得到的当前信号帧PN序列的前M₂个符号，从而得到当前信号帧帧体OFDM数据的CP-OFDM重构序列。

结合图5的说明，从接收到的TDS-OFDM信号中完成帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构的具体实施例可以是：

第一种实施方式：

(i)针对于帧结构设计中的第一种实施方式，即N_p＝255，L＝165时，上述第1步中所述的当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列可以取各自序列的前255个符号；

(ii)上述第2步加法运算的符号个数M₁取165，减法运算的符号个数M₂取255。

第二种实施方式：

(i)针对于帧结构设计中的第一种实施方式，即N_p＝255，L＝165时，上述第1步中所述的当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列可以取各自序列的前165个符号；

(ii)上述第2步加法运算的符号个数M₁取165，减法运算的符号个数M₂取165。

第三种实施方式：

(i)针对于帧结构设计中的第一种实施方式，即N_p＝255，L＝165时，上述第1步中所述的当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列可以取各自序列的前240个符号；

(ii)上述第2步加法运算的符号个数M₁取200，减法运算的符号个数M₂取165。

第四种实施方式：

(i)针对于帧结构设计中的第一种实施方式，即N_p＝255，L＝165时，上述第1步中所述的当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列可以取各自序列的前180个符号；

(ii)上述第2步加法运算的符号个数M₁取180，减法运算的符号个数M₂取165。

第五种实施方式：

(i)针对于帧结构设计中的第四种实施方式，即N_p＝511，L＝431时，上述第1步中所述的当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列可以取各自序列的前511个符号；

(ii)上述第2步加法运算的符号个数M₁取511，减法运算的符号个数M₂取511。

第六种实施方式：

(i)针对于帧结构设计中的第四种实施方式，即N_p＝511，L＝431时，上述第1步中所述的当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列可以取各自序列的前431个符号；

(ii)上述第2步加法运算的符号个数M₁取420，减法运算的符号个数M₂取410。

第七种实施方式：

(i)针对于帧结构设计中的第四种实施方式，即N_p＝511，L＝431时，上述第1步中所述的当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列可以取各自序列的前450个符号。

(ii)上述第2步加法运算的符号个数M₁取430，减法运算的符号个数M₂取350；

第八种实施方式：

(i)针对于帧结构设计中的第四种实施方式，即N_p＝511，L＝431时，上述第1步中所述的当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列可以取各自序列的前500个符号；

(ii)上述第2步加法运算的符号个数M₁取480，减法运算的符号个数M₂取420。

基于上述描述，对本发明所提出的一种时域同步正交频分复用系统中CP-OFDM信号重构的方法，包括帧结构的设计及其对应的基于CP-OFDM信号重构的完整接收端进行了计算机仿真，主要仿真参数如表3所示。仿真中所用的信道为表4所示的典型无线多径瑞利衰落信道，最大多普勒频移(f_d)从0Hz至200Hz，在电视UHF频段(770MHz)对应的移动速率为0km/h至280km/h。

为了对比分析，仿真结果中同时给出了理想CP-OFDM系统、传统TDS-OFDM系统和本发明TDS-OFDM系统这三种不同系统的误符号率性能。图7给出了三种系统在动态多径信道下的不同调制方式下的SER性能(最大多普勒频动f_d为100Hz)。可见，本发明的TDS-OFDM系统性能远高于传统的TDS-OFDM系统，其性能接近理想的CP-OFDM系统，仿真结果还表明，本分明系统的误码平台在仿真所采用的三种不同调制方式下，均有显著的降低。图8给出了三种系统在最大多普勒频移为0Hz～200Hz范围内时的系统误符号率性能。仿真结果表明，相对于传统的TDS-OFDM系统，本发明的TDS-OFDM系统对快速时变信道并不敏感，且信道时变越快，本发明的性能优势越明显。这是由于本发明的TDS-OFDM系统在进行CP-OFDM信号重构时并不需要信道信息，而传统TDS-OFDM系统通过迭代消除帧头与帧体间的符号间干扰时，需要精确的信道估计才能完全消除干扰，故快速时变信道下信道估计的误差必然会导致系统性能的恶化，且信道变化速度越快，性能恶化越严重，此时本发明TDS-OFDM系统的优势越明显。

表3 主要仿真参数

符号率	7.56M将号/秒
		子载波星座图	QPSK，16QAM，64QAM
OFDM子载波数Nd	3780
		子载波间隔	2KHz
PN序列长度Np	255
		PN循环前缀长度L	153

表4信道模型的信道冲激响应

本发明继承并保留了TDS-OFDM系统帧结构的基本特点，设计了一种新的帧结构，同时对此发送端新的帧结构设计了完整的接收端，特别是利用新设计的帧结构完成帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构，以及对该CP-OFDM信号进行低复杂度均衡的方法。与原系统相比，本发明在发送端设计了一种新的帧结构，在接收端则主要设计了CP-OFDM信号重构的方法，该方法利用新设计的帧结构，通过简单的加减运算便可迅速完成帧体OFDM数据的CP-OFDM信号重构，取代了原系统中通过复杂的迭代方法来消除PN对帧体OFDM数据的干扰从而得到ZP-OFDM信号，并使用ZP-OFDM均衡算法来得到发送端帧体OFDM数据的方法(可参考申请号为200510012127.6、发明名称为“一种OFDM调制系统中伪随机序列填充的迭代消除方法”的中国发明专利申请公开文本)，巧妙的在TDS-OFDM系统中结合并利用了CP-OFDM系统的特点，大大降低了接收端硬件实现的复杂度和功耗，仿真结果也表明，由于本发明在重构CP-OFDM信号的过程中不需要信道信息，避免了原有技术中通过迭代方法重构ZP-OFDM信号过程中信道估计误差引入的系统误差，因此在快速时变信道下提供了更好的系统性能，故本发明特别适用于高速宽带的移动接收。

以上为本发明的最佳实施方式，依据本发明公开的内容，本领域的普通技术人员能够显而易见地想到一些雷同、替代方案，均应落入本发明保护的范围。

Claims (10)

1.一种时域同步正交频分复用系统中的CP-OFDM信号重构方法，其特征在于，包括发送端的信号发送处理步骤及接收端的信号接收处理步骤，

所述发送端的信号发送处理步骤具体包括：

从长度为N_p的n阶PN序列中任选一个PN序列，作为零相位的基准PN序列

对相对于所述基准PN序列相位为

的PN序列进行L位循环扩展，获得扩展PN序列

表示对i乘以L的结果按N_p取模，N_G＝N_p+L；

将所述扩展PN序列插入第i个信号帧的OFDM保护间隔作为帧头，再将所述帧头与由OFDM数据构成的帧体组成TDS-OFDM信号帧，之后进行信道传输；

所述接收端的信号接收处理步骤具体包括：

从接收到的TDS-OFDM信号序列中取出当前信号帧帧体序列、当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列；

将所述下一信号帧帧头保护序列的前M₁个符号加在所述当前信号帧帧体序列的前M₁个符号上，并将所述当前信号帧帧体序列的前M₂个符号减去所述当前信号帧PN序列的前M₂个符号，从而获得当前信号帧帧体OFDM数据序列的CP-OFDM重构序列，M₁、M₂为任意正整数；

其中，所述进行L位循环扩展获得扩展PN序列具体包括：

将PN序列

的后L个符号复制并置于PN序列的最前端，则所述扩展PN序列为

${\left\{c_i\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_G-1}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{PN}}_i(N_p-L+k)& 0\≤k\≤L-1\\ {\mathrm{PN}}_i(k-L)& L\≤k\≤N_G-1\end{array}\right.;$

其中，所述L的取值范围为：

L＜N_P；和/或，L≥l；和/或，L与N_P互质；其中，l为信道的最大多径时延。

2.一种时域同步正交频分复用系统中CP-OFDM信号重构的发送方法，其特征在于，包括：

从长度为N_p的n阶PN序列中任选一个PN序列，作为零相位的基准PN序列

对相对于所述基准PN序列相位为

的PN序列

进行L位循环扩展，获得扩展PN序列

表示对i乘以L的结果按N_p取模，N_G＝N_p+L；

将所述扩展PN序列插入第i个信号帧的OFDM保护间隔作为帧头，再将所述帧头与由OFDM数据构成的帧体组成TDS-OFDM信号帧，之后进行信道传输；

其中，所述进行L位循环扩展获得扩展PN序列具体包括：

将PN序列

的后L个符号复制并置于PN序列的最前端，则所述扩展PN序列为

${\left\{c_i\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_G-1}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{PN}}_i(N_p-L+k)& 0\≤k\≤L-1\\ {\mathrm{PN}}_i(k-L)& L\≤k\≤N_G-1\end{array}\right.;$

其中，所述L的取值范围为：

L＜N_P；和/或，L≥l；和/或，L与N_P互质；其中，l为信道的最大多径时延。

3.一种时域同步正交频分复用系统中CP-OFDM信号重构的接收方法，其特征在于，包括：

从接收到的TDS-OFDM信号序列中取出当前信号帧帧体序列、当前信号帧PN序列、下一信号帧帧头保护序列；

将所述下一信号帧帧头保护序列的前M₁个符号加在所述当前信号帧帧体序列的前M₁个符号上，并将所述当前信号帧帧体序列的前M₂个符号减去所述当前信号帧PN序列的前M₂个符号，从而获得当前信号帧帧体OFDM数据序列的CP-OFDM重构序列，M₁、M₂为任意正整数。

4.如权利要求3所述的接收方法，其特征在于，所述从TDS-OFDM信号序列中取出各序列之前还包括：

利用接收端同步模块获得的帧同步信号，确定帧头保护序列及帧体OFDM数据在所述接收到的TDS-OFDM信号序列中的起始位置。

5.如权利要求3所述的接收方法，其特征在于，所述的M₁、M₂的取值范围为：

M₁≥l，和/或M₂≥l，其中l为信道的最大多径时延。

6.如权利要求5所述的接收方法，其特征在于，所述的M₁、M₂的取值范围为：

M₁＝N_p、L，和/或M₂＝N_p、L，其中N_p为所述信号帧PN序列的长度，L为发送端对PN序列进行循环扩展的位数。

7.一种时域同步正交频分复用系统中实现CP-OFDM信号重构的发送端，其特征在于，包括：

帧头保护序列生成模块，从长度为N_p的n阶PN序列中任选一个PN序列，作为零相位的基准PN序列再对相对于所述基准PN序列相位为

的PN序列

进行L位循环扩展，获得扩展PN序列

作为第i个信号帧的帧头保护序列；以上，

表示对i乘以L的结果按N_p取模，N_G＝N_p+L；

OFDM数据复接模块，将所述帧头保护序列生成模块获取的扩展PN序列插入第i个信号帧的OFDM保护间隔作为帧头，再将所述帧头与由OFDM数据构成的帧体组成TDS-OFDM信号帧，之后进行信道传输；

其中，所述进行L位循环扩展获得扩展PN序列具体包括：

将PN序列

的后L个符号复制并置于PN序列的最前端，则所述扩展PN序列为

${\left\{c_i\left(k\right)\right\}}_{k=0}^{N_G-1}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{PN}}_i(N_p-L+k)& 0\≤k\≤L-1\\ {\mathrm{PN}}_i(k-L)& L\≤k\≤N_G-1\end{array}\right.;$

其中，所述L的取值范围为：

L＜N_P；和/或，L≥l；和/或，L与N_P互质；其中，l为信道的最大多径时延。

8.如权利要求7所述的发送端，其特征在于，还包括：

串/并变换模块，对输入的MPEG2TS码流d_i(k)进行串/并变换，获取符合TDS-OFDM系统传输码率的并行输入码流；

符号映射模块，将所述串/并变换模块得到的并行输入码流数据进行正交相移键控QPSK/多电平正交幅度mQAM调制的符号映射，得到长度为N_d的频域数据块S_i(k)；

OFDM调制模块，对所述符号映射模块获取的频域数据块S_i(k)进行离散傅立叶反变换IDFT处理，变换成长度为N_d的时域离散样值帧体OFDM数据s_i(k)，得到OFDM多载波基带调制符号，构成TDS-OFDM信号帧的帧体。

9.一种时域同步正交频分复用系统中实现CP-OFDM信号重构的接收端，其特征在于，包括：

同步模块，利用滑动相关法得到帧同步信号，并进行符号定时恢复和载波恢复以消除接收信号中的定时偏差和载波偏差；

CP-OFDM信号重构模块，根据所述同步模块获取的同步信号确定帧头保护序列和帧体OFDM数据在接收序列中的起始位置，然后将下一信号帧帧头保护序列的前M₁个符号加在当前信号帧帧体序列的前M₁个符号上，并将当前信号帧帧体序列的前M₂个符号减去当前信号帧PN序列的前M₂个符号，从而获得当前信号帧帧体OFDM数据序列的CP-OFDM重构序列，M₁、M₂为任意正整数。

10.如权利要求9所述的接收端，其特征在于，还包括：

帧头保护序列提取模块，根据所述同步模块获取的帧同步信号确定帧头保护序列在接收序列中的起始位置，从而取出接收序列中的帧头保护序列及所述帧头保护序列中的PN序列；

信道估计模块，对所述帧头保护序列提取模块提取出的当前信号帧PN序列进行离散傅立叶变换DFT，然后除以已知本地PN序列的DFT，从而得到当前帧信道冲激响应估计值的DFT；

CP-OFDM信道均衡模块，对所述CP-OFDM重构模块得到的当前信号帧帧体OFDM数据的CP-OFDM重构序列进行DFT，然后除以所述信道估计模块得到的当前帧信道冲激响应估计值的DFT，从而得到当前帧帧体OFDM数据序列的估计。

Images