CN101540750A - 一种用于消除ofdm系统中窄脉冲干扰的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法，包括步骤：构造出窄脉冲干扰叠加在原始OFDM时域数据符号块前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块；对待解调的OFDM时域数据符号块时频变换，得到OFDM频域数据符号块；对OFDM频域数据符号块进行差分运算消除窄脉冲干扰；对差分运算得到的OFDM差分输出数据使用软入软出最大似然算法译码，恢复出发端传送的原始OFDM频域数据符号块。本发明适用于存在窄脉冲干扰的任何OFDM系统，可以有效地消除系统中的窄脉冲干扰，在多径传输环境下OFDM系统的符号间干扰是窄脉冲干扰的一种特例，利用该方法可以有效地减小甚至消除IBI对OFDM系统的干扰。

Description

一种用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，特别涉及一种用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法。

背景技术

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)调制技术是宽带无线移动通信系统的核心技术之一，它具有高频谱效率，良好的抗符号间干扰、抗频率选择性衰落以及可灵活简单的实现子载波分配等特性，使其在数字音频广播系统(Digital AudioBroadcasting，DAB)、地面数字视频广播系统(Digital VideoBroadcasitng-Terrestrial，DVB-T)、IEEE 802.11无线局域网、IEEE802.16无线城域网和中国数字电视地面广播国家标准(GB20600-2006)等宽带无线传输领域中得到了广泛应用，3GPP LTE下行传输更是将OFDM作为核心技术来完成对高频谱效率、高系统容量和高传输可靠性的要求。

OFDM系统对抗符号块之间干扰(Inter Block Interference，IBI)的一种有效方法是在时域OFDM符号块间加入保护间隔(GuardInterval，GI)。如果GI的长度不小于信道的最大多径时延，则OFDM符号块之间不会产生相互干扰。GI和OFDM符号块一起组成信号帧，根据GI填充内容，存在多种GI填充技术，包括如图1所示的循环前缀(Cyclic Prefix，CP)填充技术，如图2所示的零填充(Zero Padding，ZP)技术，和如图3所示的训练序列(Training Sequence，TS)填充技术等。

在DVB-T系统中，GI使用CP填充，采用编码OFDM调制技术，该系统通常用部分子载波传输一些导频信号，用来进行帧同步、频率同步、时间同步、信道估计、传输模式识别和相位噪声跟踪等。与DVB-T不同，中国的数字电视地面广播国家标准(GB20600-2006)采用了时域同步(Time Domain Synchronization，TDS)OFDM调制技术，这是一种时域和频域混合的调制方案。TDS-OFDM系统是TS填充的一个特例，在该系统中，OFDM子载波上不插入导频信号，而是在时域OFDM符号块之前插入伪随机序列(Pseudorandom Noise，PN)作为GI，如图4所示，同时PN序列也可用来完成帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和相位噪声跟踪等。

OFDM系统GI使用CP填充或者零填充可以有效的对抗多径时延扩展，保护OFDM符号块不会受到干扰，但是GI也给OFDM系统带来了一些新的问题：1、降低了系统的频谱效率，尤其当信道时延扩展较大时(例如在单频网环境中)，需要增加GI长度来满足对抗多径时延扩展的要求，造成了系统频谱效率下降；2、在使用固定长度CP填充或者零填充的GI时，当信道时延扩展大于GI长度时，仍然会引起系统OFDM数据符号块的IBI干扰，如图5所示；3、与不使用GI的OFDM系统一样，当OFDM系统使用TS填充时(如图3所示)，由于多径时延扩展，OFDM数据符号块也会受到TS的干扰，影响系统性能，如图6所示。

由于图5所示的OFDM数据符号块的IBI干扰和图6所示的TS的干扰持续时间远小于OFDM数据符号块持续时间，本文将这种干扰持续时间远小于数据符号块持续时间的干扰称为窄脉冲干扰。即在OFDM系统中窄脉冲干扰的持续时间远小于OFDM数据符号块持续时间，虽然在时域上窄脉冲仅仅影响OFDM的部分抽样点，但在频域上却会影响所有的子载波，造成子载波信号SNR减小，因此窄脉冲干扰在频域上就表现为宽带干扰。OFDM系统中的IBI干扰长度往往小于OFDM数据符号块长度，因此可以看作是窄脉冲干扰的特例。现有技术中还没有一种能有效消除窄脉冲干扰的方法。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法，可以有效地消除OFDM系统中存在的窄脉冲干扰，可以应用于存在窄脉冲干扰的任何OFDM系统，尤其可应用于存在IBI干扰的OFDM系统，消除OFDM系统中的IBI影响。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法，包括步骤：

S1，接收OFDM时域数据符号块，构造出窄脉冲干扰叠加在原始OFDM时域数据符号块前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块；

S2，对待解调的OFDM时域数据符号块进行时频变换，得到OFDM频域数据符号块；

S3，对OFDM频域数据符号块进行差分运算消除窄脉冲干扰。

优选地，该方法中步骤S3差分运算后得到OFDM差分输出数据，之后还包括步骤：

S4，对OFDM差分输出数据使用软入软出最大似然算法译码，恢复出发端传送的原始OFDM频域数据符号块。

优选地，所述OFDM系统为编码OFDM系统、非编码OFDM系统、有保护间隔OFDM系统的或无保护间隔的OFDM系统。

优选地，步骤S1中，通过对接收的OFDM时域数据符号块进行循环移位来构造待解调的OFDM时域数据符号块。

优选地，步骤S1中，通过对所接收的OFDM时域数据符号块进行循环卷积重构来构造待解调的OFDM数据符号块。

优选地，所述窄脉冲干扰为OFDM系统中的符号块之间的干扰，步骤S1中，通过将接收的OFDM时域数据符号块的后L个数据加到前L个数据上构造出待解调的OFDM时域数据符号块，其中L为信道的最大时延扩展。

优选地，步骤S3中，对OFDM频域数据符号块进行延时一个单位后得到延时OFDM频域数据符号块，所述差分运算为在OFDM频域数据符号块和延时OFDM频域数据符号块之间进行的相减运算。

优选地，步骤S3中，对OFDM频域数据符号块Y进行延时一个单位后得到第一延时OFDM频域数据符号块Y₁，对OFDM频域数据符号块进行延时两个单位后得到第二延时OFDM频域数据符号块Y₂，所述差分运算为：

Y-2Y₁+Y₂。

优选地，步骤S3中，对OFDM频域数据符号块分别延时不同单位得到M个OFDM频域数据符号块差分运算对象，在M个OFDM频域数据符号块差分运算对象间运算消除窄带脉冲干扰，其中M＞3。

优选地，所述OFDM系统为非编码OFDM系统，步骤S3中差分运算结果是一个卷积码结构。

优选地，所述OFDM系统为编码OFDM系统，步骤S3中差分运算结果与OFDM子载波或子载波比特的编码关系相结合构成一种复合编码结构。

优选地，步骤S2中利用快速傅里叶变换将待解调的OFDM时域数据符号块进行时频变换。

优选地，步骤S4中的软入软出最大似然算法为Viterbi算法。

利用本发明提供的用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法，具有以下有益效果：可以有效地消除OFDM系统中存在的窄脉冲干扰，并且可以根据差分输出构成的编码结构进行软入软出最大似然译码进行数据解调；以用于存在窄脉冲干扰的任何OFDM系统，包括编码和非编码OFDM系统，多径时延大于GI长度的OFDM系统，无GI保护的OFDM系统，TDS-OFDM等用TS填充的OFDM系统等。

附图说明

图1为现有技术提供的保护间隔采用循环前缀填充的OFDM帧结构示意图；

图2为现有技术提供的保护间隔采用零填充的OFDM帧结构的示意图；

图3为现有技术提供的保护间隔采用训练序列填充的OFDM帧结构示意图；

图4为现有技术提供的保护间隔采用伪随机序列填充的TDS-OFDM帧结构示意图；

图5为信道时延扩展大于CP保护间隔长度时OFDM时域数据符号块受干扰示意图；

图6为训练序列填充的OFDM系统在多径信道中OFDM时域数据符号块受干扰示意图；

图7为存在窄脉冲干扰的OFDM系统的示意模型；

图8为本发明实施例OFDM系统中为消除窄脉冲干扰进行差分运算得到的卷积编码结构示意图；

图9为本发明提出的OFDM系统中消除窄脉冲干扰的流程图；

图10为OFDM系统在多径信道下产生IBI示意图；

图11为OFDM系统循环卷积重构和IBI分离示意图；

图12为OFDM系统频域差分运算得到的卷积编码结构示意图；

图13为本发明提出的OFDM系统差分消除IBI流程图；

图14为本发明提出的差分IBI消除算法在信道模型1下的误符号率性能曲线；

图15为本发明提出的差分IBI消除算法在信道模型2下的误符号率性能曲线；

图16为是OFDM系统相邻三个频域符号差分运算得到的卷积编码结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、内容、和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法的实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

本发明针对OFDM系统中的窄脉冲干扰问题，提出了一种通过差分运算来消除窄脉冲干扰的方法，进而使用现有的软入软出最大似然算法对数据进行解调恢复成发端的原始OFDM频域信息数据。下面给出可以通过差法运算消除窄脉冲干扰的原理。

存在窄脉冲干扰的OFDM系统模型如图7所示。图中N表示OFDM数据符号块长度，X＝(X₀，X₁，...，X_N-1)^T表示原始OFDM频域数据符号块，即调制在N个OFDM子载波上的数据，该数据可以是经过编码之后的数据也可以是编码之前的数据，图7中的x表示经过IFFT得到的原始OFDM时域数据符号块，即x＝IFFT(X)；I表示窄脉冲干扰，L表示窄脉冲干扰的宽度，并且L＜＜N，在时域上该干扰距离OFDM数据符号块头部和尾部分别为L₁和L₂。存在窄脉冲干扰的OFDM时域数据符号块y可表示为：

y＝x+I

其中窄脉干扰I表示为一个长度为N的向量，并且前L₁和后L₂个数据为零，即：

将向量y循环左移L₁得到

y′＝x′+I′

其中x′和I′分别表示x和I循环左移L₁得到的向量，即

并且

X＝FFT(x)＝FFT(x′)⊙E＝X′⊙E

其中⊙表示向量的直积(也称Hadamard积)，X′＝FFT(x′)，E是由于时域循环移位在频域得到的频偏因子，可表示为：

$E{(E_0,E_1,E_2,...,E_k,...,E_{N-1})}^T={(1,e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{L}_1},e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}2L_1},...,e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k{L}_1},...,e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(N-1)L_1})}^T$

将y′＝x′+I′进行N点FFT运算，可得到频域数据为

Y′＝X′+J′

其中向量 $Y^{\′}=\mathrm{FFT}\left(y^{\′}\right)={\left\{{Y_i}^{\′}\right\}}_{i=0}^{N-1},$

$J^{\′}=\mathrm{FFT}\left(I^{\′}\right)={\left\{{J_i}^{\′}\right\}}_{i=0}^{N-1},$

X′＝FFT(x′)＝FFT(x)⊙E^-1＝X⊙E^-1，

并且

$E^{-1}={(E_0^{-1},E_1^{-1},E_2^{-1},...,E_k^{-1},...,E_{N-1}^{-1})}^T={(1,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{L}_1},e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}2L_1},...,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k{L}_1},...,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(N-1)L_1})}^T$

将接收端得到的OFDM频域数据符号块Y′进行差分运算，得到 ${Y_{i+1}}^{\&prime;}-{Y_i}^{\&prime;}=({X_{i+1}}^{\&prime;}-{X_i}^{\&prime;})+({J_{i+1}}^{\&prime;}-{J_i}^{\&prime;})=(X_{i+1}{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}(i+1)L_1}-X_i{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}i{L}_1})+({J_{i+1}}^{\&prime;}-{J_i}^{\&prime;}),(0\&le;i<N-1)$

由于I′是由长度为L的向量补零得到的，所以根据FFT的性质，N点FFT运算结果J′是对L点的非零数据[i₀，i₁，...，i_L-1]进行L点FFT运算后频域插值的结果，当N＞＞L时，就有J_i+1′≈J_i′，即J_i+1′-J_i′≈0，也就有：

${Y_{i+1}}^{\&prime;}-{Y_i}^{\&prime;}\&ap;X_{i+1}{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}(i+1)L_1}-X_i{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}i{L}_1}$

上式说明通过构造出窄脉冲干扰I叠加在前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块y′和对OFDM频域数据符号块Y′进行差分运算，基本上可以消除窄脉冲干扰I的影响，同时差分输出得到一个

所表示的卷积形式，该卷积结构如图8所示，可以通过现有的软入软出最大似然算法得到发端传送的原始OFDM频域数据符号块X。

上文所述说明了本发明差分消除OFDM系统中窄脉冲干扰的基本原理，构造出窄脉冲干扰I叠加在前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块y′和对OFDM频域数据符号块Y′进行差分运算消除窄脉冲干扰，同时差分输出构成了一种简单的卷积编码结构，该卷积编码结合OFDM子载波或子载波比特的编码关系可以进行软入软出最大似然译码，从而对接收数据完成解调。因此，本发明的方法适用于存在窄脉冲干扰的任何OFDM系统，包括编码OFDM系统、非编码OFDM系统、有保护间隔OFDM系统的或无保护间隔的OFDM系统，OFDM系统中的IBI干扰是窄脉冲干扰，因此本发明可以应用于存在IBI干扰的OFDM系统，消除OFDM系统中的IBI影响。

如图9所示，本发明提出的用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法包括以下步骤：

S1，接收时域数据即OFDM时域数据符号块，构造出窄脉冲干扰I叠加在原始OFDM时域数据符号块前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块，这里的原始OFDM时域数据符号块是发端传送的未经干扰的时域数据，而接收的OFDM时域数据符号块为经过信道传输存在窄带脉冲干扰的时域数据；

本实施例中通过对所接收的OFDM时域数据符号块y进行循环移位具体为向左循环移位L₁个单位，来构造出窄脉冲干扰I叠加在前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块y′；

S2，对待解调的OFDM时域数据符号块y′通过快速傅里叶变换FFT进行时频变换，得到OFDM频域数据符号块Y′；

S3，将得到的OFDM频域数据符号块Y′进行差分运算，具体为将Y′延时一个单位后与Y′之间进行相减运算，得到OFDM差分输出数据，该差分数据大大地减小甚至消除了窄脉冲干扰带来的SNR损失，并且差分输出构成了一种简单的卷积编码结构；

S4、结合OFDM子载波或子载波比特的编码关系，对OFDM差分输出数据使用软入软出最大似然算法译码，恢复出发端传送的原始OFDM频域数据符号块X，即传送的信息数据。

实施例2

OFDM系统应用于多径传输环境时，由于多径时延扩展，在没有GI或者GI长度小于多径时延扩展的情况下，OFDM数据符号块之间会产生IBI，该IBI可以看成是窄脉冲干扰，它会引起OFDM子载波信号的SNR损失，如果不消除IBI，系统性能会有所下降，尤其在恶劣多径环境下(例如多径时延扩展远大于保护间隔)，甚至会引起OFDM系统无法正常工作。当OFDM系统存在IBI时，可以通过本文的发明方法消除IBI的影响，对OFDM数据符号块进行解调，其具体过程如下。

存在IBI的OFDM系统模型如图10所示。图中N表示OFDM数据符号块长度(包括频域和时域)，L表示信道h的最大时延扩展，I₁和I₂表示由于信道多径时延扩展带来的IBI，其中I₁为在时域当前OFDM数据符号块之前的数据对OFDM数据符号块造成的干扰，I₂为在时域当前OFDM数据符号块之后的数据对OFDM数据符号块造成的干扰。用X＝(X₀，X₁，...，X_N-1)^T表示发端原始OFDM频域数据符号块，即调制在N个OFDM子载波上的数据，图10中的x表示经过IFFT得到的原始OFDM时域数据符号块，即x＝IFFT(X)，原始OFDM时域数据符号块x经过多径信道之后，如图10所示，在接收端得到x*h，其中*表示线性卷积运算，此时接收的OFDM时域数据符号块长度变为N+L。

如图11所示，接收端可以通过把经过信道扩展之后的OFDM时域数据符号块的后L个数据加到前L个数据上构造出待解调的OFDM时域数据符号块y，此待解调的OFDM时域数据符号块y中，窄脉冲干扰叠加在了原始OFDM时域数据符号块x的前L个数据上，并且在忽略噪声的情况下，待解调的OFDM时域数据符号块y可以分解为

和IBI之和，其中表示循环卷积运算，即接收端待解调的OFDM时域数据符号块y可表示为：

$y=x\&CircleTimes;h+I$

式中I就是IBI，它是一个长度为N的向量，并且前L个数据就是I₁和I₂的和，后N-L个数据为零，即

将 $y=x\&CircleTimes;h+I$ 进行N点FFT运算，可得到OFDM频域数据符号块为：

Y＝XH+J

其中向量 $Y=\mathrm{FFT}\left(y\right)={\left\{Y_i\right\}}_{i=0}^{N-1},$ $H=\mathrm{FFT}\left(h\right)={\left\{H_i\right\}}_{i=0}^{N-1},$ $J=\mathrm{FFT}\left(I\right)={\left\{J_i\right\}}_{i=0}^{N-1},$ 并且X＝FFT(x)就是原始OFDM频域数据符号块。

将接收端得到的OFDM频域数据符号块进行差分运算，可得到

Y_i+1-Y_i＝(X_i+1H_i+1-X₁H_i)+(J_i+1-J_i)，(0≤i＜N-1)

由于I是由长度为L的向量I₁+I₂补零得到的，所以根据FFT的性质，N点FFT运算结果J是对L点的FFT(I₁+I₂)进行插值的结果，当N＞＞L时，就有J_i+1≈J_i，即J_i+1-J_i≈0，也就有

Y_i+1-Y_i≈X_i+1H_i+1-X_iH_i

上式说明通过对OFDM频域数据符号块进行差分运算，基本上可以消除干扰I的影响，即基本上消除了OFDM系统中的IBI，同时得到一个上式所表示的卷积形式，该卷积结构如图12所示，如果该OFDM系统为非编码OFDM系统，则在信道已知的情况下可以通过Viterbi最大似然算法解调得到OFDM频域数据符号块X。

本实施例的具体实现如图13所示，依次包含以下步骤：

步骤S201，接收时域数据，将经过多径信道的原始OFDM时域数据符号块进行循环卷积重构，构造出窄脉冲干扰叠加在原始OFDM时域数据符号块前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块，具体为将接收的时域数据符号块的后L个数据加到前L个数据上，得到原始OFDM时域数据符号块和信道冲击响应的循环卷积后与IBI时域叠加的待解调的OFDM时域数据符号块；

步骤S202，对待解调的OFDM时域数据符号块进行FFT运算，得到OFDM频域数据符号块，此时OFDM频域数据符号块中存在IBI引起的子载波信号SNR损失；

步骤S203，将得到的OFDM频域数据符号块进行差分运算(此处采用最简单延时一个单位将两序列数据相减)，得到OFDM差分输出数据，该差分数据已经大大地减小甚至消除了IBI带来的SNR损失，并且差分输出构成了OFDM频域信息数据的卷积编码结构，该结构如图12所示；

步骤S204，根据信道估计结果，即根据信道传输特性，对OFDM差分输出数据使用Viterbi最大似然算法搜索最佳译码路径，恢复出发送的OFDM频域信息数据，即传送的信息数据，信道估计可以采用现有的方法，具体过程这里不再详述。

本实施例提供的OFDM系统差分消除IBI方法可以有效地消除多径传输环境下OFDM系统符号块之间的干扰，从而可以在基本不影响系统性能的基础上减小OFDM数据符号块之间GI的长度，甚至免除GI的填充，提高系统的频谱效率，并且本实施例提供的差分消除方法可有效提高OFDM系统对抗时域窄带脉冲干扰的能力。

基于上述描述，对本实施例所给出的OFDM系统差分IBI的方法进行了计算机仿真，主要仿真参数为：1、OFDM子载波数为3780，子载波采用QPSK和16QAM调制，且不进行信道编码；2、OFDM数据符号块之间不使用GI；3、符号速率为7.56MHz，这也意味着子载波间隔为2kHz；4、采用滚降系数为0.05的升余弦滚降滤波器和4倍过采样。仿真中采用表1和2所示的两种信道模型1和2。其中，第一个信道是欧洲DVB-T标准的固定接收信道模型，其静态脉冲响应参数见表1。第二个多径信道模型包含延时长达30us的0dB回波，它是中国广播电影电视管理总局(State Administration of Radio Filmand Television，SARFT)在数字电视测试报告中提出的单频网(SingleFrequency Network，SFN)模型，具体参数见表2。在仿真中，最大Doppler频率为30Hz，并且假设在解调端可得到理想信道估计。图14和图15分别给出了在两种仿真信道下的QPSK和16QAM调制星座图下的系统误符号率(Symbol Error Rate，SER)性能，图中“No IBICancellation”表示在存在IBI的情况下，不使用本文发明的方法的仿真结果，“Proposed”表示在存在IBI的情况下，使用本文发明的方法的仿真结果，“Low Boundary”表示在不存在IBI的情况下，使用本文发明的方法的仿真结果。可见，本发明提出的方法基本上可以消除IBI的影响，系统误码性能基本上与不存在IBI干扰的系统误码性能相同。

表1信道模型1的信道冲激响应

表2信道模型2的信道冲激响应

实施例3

与实施例2相同，OFDM系统在多径传输环境中，由于多径时延扩展，在没有GI或者GI长度小于多径时延扩展的情况下，OFDM数据符号块之间会产生IBI，存在IBI的OFDM系统模型如图10所示。图中N表示OFDM数据符号块长度(时域或频域)，L表示信道h的最大时延扩展，I₁和I₂表示由于信道多径时延扩展带来的IBI，其中I₁为当前OFDM数据符号块之前的数据对OFDM数据符号块造成的干扰，I₂为当前OFDM数据符号块之后的数据对OFDM数据符号块造成的干扰。用X＝(X₀，X₁，...，X_N-1)^T表示原始OFDM频域数据符号块，即调制在N个OFDM子载波上的数据，图10中的x表示经过IFFT得到的原始OFDM时域数据符号块，即x＝IFFT(X)，原始OFDM时域数据符号块x经过多径信道之后，如图10所示，在接收端得到x*h，其中*表示线性卷积运算，此时所接收的OFDM时域数据符号块长度变为N+L。

如图11所示，接收端可以通过把经过信道扩展之后的OFDM时域数据符号块的后L个数据加到前L个数据上构造出待解调的OFDM时域数据符号块，构造出原始OFDM时域数据符号块x与信道h的循环卷积，此时IBI就叠加到了原始OFDM时域数据符号块的前L个数据上，并且在忽略噪声的情况下，所构造出的待解调的OFDM时域数据符号块可以分解为

和IBI之和，其中表示循环卷积运算，即接收端构造出的待解调的OFDM时域数据符号块y可表示为：

$y=x\&CircleTimes;h+I$

式中I就是IBI，它是一个长度为N的向量，并且前L个数据就是I₁和I₂的和，后N-L个数据为零，即

将 $y=x\&CircleTimes;h+I$ 进行N点FFT运算，可得到OFDM频域数据符号块为：

Y＝XH+J

其中向量 $Y=\mathrm{FFT}\left(y\right)={\left\{Y_i\right\}}_{i=0}^{N-1},$ $H=\mathrm{FFT}\left(h\right)={\left\{H_i\right\}}_{i=0}^{N-1},$ $J=\mathrm{FFT}\left(I\right)={\left\{J_i\right\}}_{i=0}^{N-1},$ 并且X＝FFT(x)就是OFDM频域数据符号块。

将接收端得到的频域数据进行差分运算，与实施例1、2中对OFDM频域数据符号块延时一个单位后在两个相邻OFDM频域数据符号块间进行差分运算不同，本实施例差分运算为对OFDM频域数据符号块延时一个单位后得到第一延时OFDM频域数据符号块，对OFDM频域数据符号块延时两个单位后得到第二延时OFDM频域数据符号块，在OFDM频域数据符号块、第一延时OFDM频域数据符号块和第二延时OFDM频域数据符号块这三个相邻的频域数据符号块之间进行差分运算消除窄脉冲干扰。其差分结果为

Y_i+2-2Y_i+1+Y_i＝(X_i+2H_i+2-2X_i+1H_i+1+X₁H_i)+(J_i+2-2J_i+1+J₁)，(0≤i＜N-1)

与实施例1、2相同，当N＞＞L时，就有J_i+2-2J_i+1+J_i≈0，也就有

Y_i+2-2Y_i+1+Y_i＝X_i+2H_i+2-2X_i+1H_i+1+X_iH_i

上式的差分运算基本消除了OFDM系统中的IBI，同时得到一个上式所表示的卷积形式，该卷积结构如图16所示，如果该OFDM系统为非编码OFDM系统，则在信道已知的情况下可以通过Viterbi最大似然算法解调得到发端的原始OFDM频域数据符号块X。

本实施例的具体实现如图13所示，依次包含以下步骤：

步骤S201，接收时域数据，将经过多径信道的原始OFDM时域数据符号块进行循环卷积重构，构造出窄脉冲干扰叠加在原始OFDM时域数据符号块前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块，具体为将接收的时域数据符号块的后L个数据加到前L个数据上，得到原始OFDM时域数据符号块和信道冲击响应的循环卷积后与IBI时域叠加的待解调的OFDM时域数据符号块；

步骤S202，对待解调的OFDM时域数据符号块进行FFT运算，得到OFDM频域数据符号块，此时OFDM频域数据符号块中存在IBI引起的子载波信号SNR损失；

步骤S203，将得到的OFDM频域数据符号块进行差分运算(此处采用上述相邻三个频域数据符号块的运算)，得到OFDM差分输出数据，该差分数据已经大大地减小甚至消除了IBI带来的SNR损失，并且差分输出构成了OFDM频域信息数据的卷积编码结构，该结构如图16所示；

步骤S204，根据信道估计结果，即根据信道传输特性，对OFDM差分输出使用Viterbi最大似然算法搜索最佳译码路径，恢复出发送的原始OFDM频域数据符号块，即传送的信息数据。

本实施例提供的OFDM系统差分消除IBI方法可以有效地消除多径传输环境下OFDM系统符号块之间的干扰，从而可以在基本不影响系统性能的基础上减小OFDM数据符号块之间GI的长度，甚至免除GI的填充，提高系统的频谱效率，并且本实施例提供的差分消除方法可有效提高OFDM系统对抗时域窄带脉冲干扰的能力。

以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (13)

1、一种用于消除OFDM系统中窄脉冲干扰的方法，其特征在于，该方法包括步骤：

S1，接收OFDM时域数据符号块，构造出窄脉冲干扰叠加在原始OFDM时域数据符号块前端部位的待解调的OFDM时域数据符号块；

S2，对待解调的OFDM时域数据符号块进行时频变换，得到OFDM频域数据符号块；

S3，对OFDM频域数据符号块进行差分运算消除窄脉冲干扰。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法中步骤S3差分运算后得到OFDM差分输出数据，之后还包括步骤：

S4，对OFDM差分输出数据使用软入软出最大似然算法译码，恢复出发端传送的原始OFDM频域数据符号块。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述OFDM系统为编码OFDM系统、非编码OFDM系统、有保护间隔OFDM系统的或无保护间隔的OFDM系统。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S1中，通过对接收的OFDM时域数据符号块进行循环移位来构造待解调的OFDM时域数据符号块。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S1中，通过对所接收的OFDM时域数据符号块进行循环卷积重构来构造待解调的OFDM数据符号块。

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述窄脉冲干扰为OFDM系统中的符号块之间的干扰，步骤S1中，通过将接收的OFDM时域数据符号块的后L个数据加到前L个数据上构造出待解调的OFDM时域数据符号块，其中L为信道的最大时延扩展。

7、根据权利要求1～6所述的方法，其特征在于，步骤S3中，对OFDM频域数据符号块进行延时一个单位后得到延时OFDM频域数据符号块，所述差分运算为在OFDM频域数据符号块和延时OFDM频域数据符号块之间进行的相减运算。

8、根据权利要求1～6所述的方法，其特征在于，步骤S3中，对OFDM频域数据符号块Y进行延时一个单位后得到第一延时OFDM频域数据符号块Y₁，对OFDM频域数据符号块进行延时两个单位后得到第二延时OFDM频域数据符号块Y₂，所述差分运算为：

Y-2Y₁+Y₂。

9、根据权利要求1～6所述的方法，其特征在于，步骤S3中，对OFDM频域数据符号块分别延时不同单位得到M个OFDM频域数据符号块差分运算对象，在M个OFDM频域数据符号块差分运算对象间运算消除窄带脉冲干扰，其中M＞3。

10、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S2中利用快速傅里叶变换将待解调的OFDM时域数据符号块进行时频变换。

11、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S4中的软入软出最大似然算法为Viterbi算法。

12、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述OFDM系统为非编码OFDM系统，步骤S3中差分运算结果是一个卷积码结构。

13、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述OFDM系统为编码OFDM系统，步骤S3中差分运算结果与OFDM子载波或子载波比特的编码关系相结合构成一种复合编码结构。

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