CN101682454A - 发射和接收多载波扩频信号的方法，对应信号，计算机程序产品及发射和接收设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于发射由使用OQAM调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的方法。根据本发明，一种方法包括在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的步骤，每个所述子载波调制一个复值。

Description

发射和接收多载波扩频信号的方法，对应信号，计算机程序产品及发射和接收设备

技术领域

本发明的领域是数字信息的发射和广播领域，尤其是在有限频带宽度上的高位速率的数字信息的发射和广播领域。

更具体地说，本发明涉及在移动或固定环境中，利用复值数据符号发射和接收多载波扩频信号的技术。

特别地，本发明的技术非常适合于经过OFDM/OQAM(正交频分多路复用/偏置正交调幅)型调制或BFDM/OQAM(双正交频分多路复用/偏置正交调幅)型调制的多载波信号的传输，其中用原型(prototype)函数对载波整形。

背景技术

2.1多载波调制

2.1.1OFDM调制

至今，已知OFDM(正交频分多路复用)多载波调制。这种调制技术尤其为无线或有线类型的多径信道提供一种有效的信息广播解决方案。

于是，在关于例如ADSL(非对称数字用户线路)和PLC(电力线通信)类型的有线传输应用，或者例如DAB(数字音频广播)，DVB-T(地面数字视频广播)和WLAN(无线局域网)类型的无线应用的几种标准和规范中选择了OFDM多载波调制技术。

但是，由OFDM调制器进行的信号的矩形整形存在频率布局不良的缺陷。

从而，提出了备选解决方案，从而产生用提供更好频率布局的称为原型函数的函数对信号整形的多载波调制系统。

多载波调制的一组子载波形成多路复用，并且该多路复用的每个子载波都可通过表征多载波调制的相同原型函数g(t)被整形。

2.1.2OFDM/OQAM调制

从而，一种提出的解决方案需要用把两个连续载频的待发射的复数数据的实径和虚径偏移半个符号周期的调制替代由每个子载波实现的QAM(正交调幅)。

这种变更导致OFDM/OQAM类型的多载波调制。这种方法使得能够以原型滤波器实现必不可少的正交性条件，所述原型滤波器不必是矩形滤波器。事实上，由OQAM调制引入的时间偏移放松了正交性约束，或者更一般地说，放宽了双正交性的条件。从而，与由OFDM调制的简单矩形原型函数给出的原型函数的选择相比，这类调制提供原型函数的更宽的选择。

从而，取决于关于对指定应用所考虑的传输信道的种类，比如无线移动信道或者电力线承载(PLC)信道，能够选择适合于所遇到的规范和/或失真的种类的原型函数。特别地，优选选择与在OFDM调制中使用的基正弦函数相比，尤其是在无线移动信道中，具有更好的频率选择性的原型函数，以防止归因于多普勒效应的频率扩散，或者在PLC应用中，更好地抵挡窄带扰频器，一般地说，以更容易地满足传输掩蔽的频率规范。

更具体地说，可按下述形式用基带表示OQAM信号：

其中：

-a_m，n是将在时刻n，在子载波m上要发射的实值数据符号；

-M是载频的数目(必定是偶校验值)；

-g是调制器使用的原型函数；

-τ₀是多载波符号的持续期；

-v₀是多路复用的两个相邻子载波之间的间隔；

-φ_m，n是被选择为实现实部/虚部交变的相位项，所述实部/虚部交变能够实现正交性，或者更一般地说双正交性。

于是，OFDM/OQAM调制是传统OFDM调制的备选方案，所述传统的OFDM调制依赖于明智选择调制必须恰当地位于时间/频率空间中的信号的每个子载波的原型函数。

可以回忆起，OFDM类型的调制典型地发送复值数据符号，而OFDM/OQAM类型的调制发送实值数据符号，OFDM/QAM复值数据符号或者OFDM/OQAM实值数据符号由在指定时刻t的一组数据元素构成。

于是，OFDM/OQAM的频率效率等同于没有任何保护间隔的传统OFDM的频谱效率。事实上，对于相同的载波间间隔v₀：

-在OFDM/OQAM调制中，每个时隙τ₀，每个子载波传送一个实值；

-在没有保护间隔的传统OFDM调制中，每2×τ₀传送一个复值(即，两个实值)。

如果我们考虑具有保护间隔的OFDM类型的调制，其中持续期2τ₀的符号被保护间隔延长Δ的持续期，OFDM/OQAM的频率效率比OFDM类型的调制的频率效率大(Δ+2τ₀)/2τ₀倍。

另外，OFDM/OQAM类型的调制技术不要求引入保护间隔或循环前缀，而同时提供和传统OFDM调制相同的频谱效率。

2.1.3BFDM/OQAM调制

另外，如果选择在接收端具有不必是与在发射中使用的原型函数共轭的函数的解调函数，那么在使用双正交性的性质时，能够把OFDM/OQAM的应用扩展到BFDM/OQAM调制技术。事实上，与OQAM系列相关的偏移原理在BFDM/OQAM类型的调制中全然相同。

更具体地说，对于指定长度的原型滤波器，BFDM/OQAM类型的调制的有用性在于它减少了由传输系统引起的延迟。

如上所述，正如OFDM/OQAM调制技术，BFDM/OQAM类型的调制技术以OFDM类型的调制传送复值数据符号的速率的两倍的速率传送实值数据符号。从而，原理上，这两种调制具有相同的频谱效率。

事实上，在双正交状态下，接收时的解调基可以和发射时的不同，并且可被表示成下述形式：

$f_{m,n}\left(t\right)=f(t-n{\mathrm{\τ}}_0)e^{j2\mathrm{\πm}{v}_{0}t}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{m,n}}---\left(2\right)$

双正交性的条件可表述成下述形式：

其中：<.，.>_R指示实标量积，

指示实部。

下面，我们使用首字母缩写词OQAM来表示OFDM/OQAM技术和BFDM/OQAM技术。

2.1.4MC-CDMA调制

在必须在传输频带内在若干用户(也称为预订用户)之间共享频谱资源的应用中，已知为传统调制的OFDM调制(具有保护间隔，并由简单的快速傅里叶变换实现)能够与CDMA(码分多址访问)类型的多址访问技术相关联。

这种也称为MC-CDMA的技术在无线移动环境中得到广泛研究，并且还被设想用于PLC应用。

更具体地说，它使一组用户能够在相同频带内实现同时传输。

因为CDMA类型的多址访问在访问方面的灵活性，及其通过使用单位频率再利用因子而在蜂窝网络中获得的性能，使得被考虑用在各种系统中。这种技术为必须能够在上行链路和下行链路模式下，向少数用户提供快速数据传输，以及向大量用户提供不太快速但是健壮的数据传输的新的移动和蜂窝通信系统提供灵活性。

主要在通信的下行链路(同步链路)中研究MC-CDMA技术，并且通过用扩展码(它是用户自己的码)区分每个用户，MC-CDMA技术使不同的用户能够占据相同的时间-频率空间。

与每个用户相关联的码(也被称为扩频码)是正交的，并且例如来自于Walsh-Hadamard型矩阵。

对于下行链路，通信系统的每个移动终端处理仅一个传输信道，其在接收时借助“迫零”(ZF)或者最小均方差(MMSE)类型的信号的简单均衡，恢复码的正交性。

不过，在上行链路上，来自各个用户的数据流的通过不同的传播信道的传播引起扩频码的正交性的极大损失，该损失不能被完全恢复，从而引起较高的多址干扰(MAI)。如果实现和下行链路的均衡相同的均衡，MAI随后导致劣等的传输性能。于是在上行链路上，MC-CDMA技术需要实现更复杂的检测器。

MC-CDMA调制在不同的子载波上实现数据流的扩频。从而扩频序列被应用在频域中，从而使得受益于信道的频率分集。

另外，在频域中应用扩频的优点在于在接收时能够重新恢复信号的所有耗散能量，并使用它以可能最有效的方式再现发射的信号。

更具体地说，参见图1，我们介绍关于用户j的MC-CDMA传输系统的一般结构。

在串/并转换(图中未示出)之后，每个复值数据符号

经过N_c次复制，其中d_n，j，m ^(c)表示在时刻n，第j^th个用户的第m^th个复值数据符号，并且N_c是扩展码的长度。从而，在N_c个不同的子载波上传送相同的数据符号。

例如，我们考虑数据符号d_n，u，0 ^(c)：数据符号的每个副本11₁，11₂，...，11_Nc具有应用于它的适合于每个用户的扩展码片(chip)。

例如，与用户u相关联的扩展码的码片c_0，u被应用于数据符号d_n，u，0 ^(c)的第一副本11₁，码片c_1，u被应用于数据符号d_n，u，0 ^(c)的第二副本11₂，码片

被应用于数据符号d_n，u，0 ^(c)的最后的副本11_Nc。

尤其可注意的是，如果调制的子载波的数目N_pm等于码的大小N_c，那么不进行串/并转换。

来自扩展操作的符号随后经历典型的OFDM类型的多载波调制12(反向傅里叶变换，随后是保护间隔的插入)。

从而认为MC-CDMA信号的每个子载波传送与扩展码的码片对应的符号的一部分，从而引入频率分集。

于是，MC-CDMA技术具有两个方面的正交性：相同用户的数据的频率正交性和用户之间的扩展码的正交性。

这种技术的主要应用之一在于分配频谱资源的灵活性，并且从而在于传送的信息的位速率的灵活性。事实上，如果用户需要以大于基本位速率的位速率传送信息(已知扩展码具有相应的给定位速率)，那么网络将尽可能地分配给它不同的扩展码序列，当然不利之处在于同时用户的数目减少。

如果U个用户都使用单个码来传送他们的数据，那么发送的信号的表达式为：

$s\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{m=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{p=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n,j,m}^{\left(c\right)}{c}_{p,j}{e}^{2\mathrm{i\&pi;}{F}_{m{N}_c+p}t}g(t-n{T}_s)---\left(4\right)$

其中：

- $F_{m{N}_c+p}=F_0+\frac{m{N}_c+p}{2{\mathrm{\&tau;}}_0};$

-T_s＝2τ₀+Δ；

-N₀是每个用户在多载波符号中传送的数据的数目，使得

-U是同时用户的数目；

- $c_{p,j}=\&PlusMinus;\frac{1}{\sqrt{N_c}}$ 是用户j的扩展码的第p个功率标准化码片；

-子载波之间的间隔等于

如果2τ₀是多载波符号的有效持续期的话。

MC-CDMA信号随后在传播信道13中被传送，并在块14中被解调和均衡(消除了保护间隔的OFDM解调和均衡)。

随后实现解扩展，所述解扩展与作为扩展的逆过程的操作对应，提供复数数据符号的估计。

不过，这种MC-CDMA传输技术具有与OFDM类型的多载波调制的应用关联的缺陷。

事实上，如上所述，由于保护间隔的插入，OFDM调制意味频谱效率的损失。

此外，OFDM中使用的门函数(用于信号的矩形整形)在频率中未被适当布局，从而使其对所有频率漂移敏感并且伴随传输掩蔽的损失。

此外，必须注意为了获得系统的最大位速率，这种传输技术需要使用扩展码矩阵的所有码(即，扩展码的整个矩阵)。于是，为了获得系统的最大容量，我们要使用和该扩展矩阵相关联的所有码。

2.1.5OQAM-CDMA实值调制

OQAM类型调制的使用使得能够克服对使用保护间隔的需要。

从而，还提出了结合CDMA多址访问技术与其中传送的数据符号是实值符号的OQAM调制。

不过，为了获得系统的最大位速率，这种传输技术同样要求使用扩展码的整个矩阵。

发明内容

本发明以发射由实现OQAM类型调制的时间连续的多载波符号，和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的方法的形式，提出没有现有技术的所有这些缺陷的新颖解决方案。

按照本发明，这种方法包括在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的步骤，每个所述子载波调制一个复值。

从而，本发明在于，在结合OQAM多载波调制和实现数据的扩展的多址访问技术的系统中的创新的复值数据符号的传输方法。更具体地说，本发明可被用于在同一个子载波上传送复值。

于是，本发明提出一种在OQAM/CDMA调制中传送复数数据的解决方案。

事实上，现有的OQAM调制技术使得在OFDM/OQAM信号中传送的数据符号必须是实值，以便在实域中保证子载波之间的正交性，而本发明使得能够在OFDM/OQAM调制中传送复值数据符号。

另外可指明的是本文献中这时和下面的术语“OQAM多载波调制”意味BFDM/OQAM或OFDM/OQAM多载波调制。

通过使用OQAM类型的调制，与传统的MC-CDMA(也称为OFDM/CDMA)技术相比，本发明还改善了传输性能。事实上，这种类型的调制的使用消除了使用保护间隔的需要，从而提高了提出的解决方案的频谱效率。另外，对于信道和对于给定的传输掩蔽，能够计算与该调制相关联的波形。

于是，与现有技术相比，按照本发明的OQAM/CDMA类型技术的联合具有灵活性和位速率性能方面的优点。

按照本发明的一个特性，发射方法包括从一组可用扩展码中获得至少一个扩展码子集的步骤，并且所述扩展步骤实现复值数据符号与从所述子集得到的扩展码的相乘。

从而，本发明使得能够获得传输系统的最大传输位速率，而不需要使用所有可用的扩展码，其中可用码的数目取决于实现本发明的通信网络的规模。

从而，按照本发明，尽管只使用例如一半的可用码，不过与扩展码相关的干扰被减小。换句话说，在相同位速率的情况下，通过仅仅使用为MC-CDMA或OQAM/CDMA类型的实值技术所使用的扩展码的一半的扩展码，就能够发射复数数据，而不会导致扩展码之间的正交性的极大损失，从而减小多址干扰(MAI)。

特别地，考虑实现本发明的通信网络中的传输流的数目，确定扩展码的所述子集。

传输流的数目对应于网络中的用户的数目，如果每个用户只使用一个扩展码的话。用户也可使用若干个码。类似地，扩展码可与网络中可用的不同服务相关联。

按照本发明的一个特殊方面，所述一组可用扩展码是由尺寸为 $M=2^{n_0}$ 的扩展矩阵的列定义的，n₀是正整数，所述获得步骤提供两个扩展码子集，每个子集包含M/2个码。

例如，扩展矩阵是Walsh-Hadamard型矩阵，并且所述两个子集是递归确定的。

于是，扩展码起源于Walsh-Hadamard型矩阵或者是从Walsh-Hadamard矩阵导出的定义例如Golay码的矩阵。

按照本发明的一个具体实施例，如下确定两个子集

和

-对于尺寸 $M=2^{n_0}=2^1$ 的扩展矩阵，第一子集S₁ ¹包含与所述扩展矩阵的第一列对应的扩展码，第二子集S₂ ¹包含与所述扩展矩阵的第二列对应的扩展码；

-对于尺寸 $M=2^{n_0+1}$ 的扩展码，第一子集

包含与由索引j限定的所述扩展矩阵的列对应的扩展码， $j=\{S_1^{n_0}\&cup;{\stackrel{\&OverBar;}{S}}_1^{n_0}\},$ 第二子集

包含与由索引j限定的所述扩展矩阵的列对应的扩展码， $j=\{S_2^{n_0}\&cup;{\stackrel{\&OverBar;}{S}}_2^{n_0}\},$ $1\&le;j\&le;2^{n_0+1},$

其中

令i_1，α， $1\&le;\mathrm{\&alpha;}\&le;2^{n_0-1}$ 表示子集

中的码的索引，并且令i_2，β， $1\&le;\mathrm{\&beta;}\&le;2^{n_0-1}$ 表示子集

中的码的索引，则

$S_1^{n_0}=\{i_{\mathrm{1,1}},i_{\mathrm{1,2}},i_{\mathrm{1,3}},K,i_{{\mathrm{1,2}}^{n_0-1}}\},$ 和 $S_2^{n_0}=\{i_{\mathrm{2,1}},i_{\mathrm{2,2}},i_{\mathrm{2,3}},K,i_{{\mathrm{2,2}}^{n_0-1}}\},$

我们得到：

- ${\stackrel{\&OverBar;}{S}}_1^{n_0}=\{i_{\mathrm{2,1}}+2^{n_0},i_{\mathrm{2,2}}+2^{n_0},i_{\mathrm{2,3}}+2^{n_0},K,i_{{\mathrm{2,2}}^{n_0-1}}+2^{n_0}\}$ - ${\stackrel{\&OverBar;}{S}}_2^{n_0}=\{i_{\mathrm{1,1}}+2^{n_0},i_{\mathrm{1,2}}+2^{n_0},i_{\mathrm{1,3}}+2^{n_0},K,i_{{\mathrm{2,2}}^{n_0-1}}+2^{n_0}\}.$

按照本发明的一个特性，扩展步骤使用所述子集之一的所有扩展码加上另一个子集的至少一个扩展码。

相对于现有系统提出的最大位速率，本发明还增大了传输位速率，即，在使用一半以上的可用扩展码的情况下，增大了系统的容量。

按照本发明的一个特殊方面，发射方法包括Alamouti类型的空时编码步骤，并在包括至少两个发射天线和至少一个接收天线的多天线系统中被实现。

事实上，由于提出的解决方案使得能够处理复数数据，因此能够把Alamouti类型的MIMO(多输入多输出)或MISO(多输入单输出)类型的编码方案用于传输。

本发明的另一方面还涉及可从通信网络下载和/或记录在计算机可读载体上和/或可由处理器执行的包含用于实现上述发射方法的程序码指令的计算机程序产品。

在另一个实施例中，本发明涉及一种发射由实现OQAM类型的调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的设备，所述设备包括在至少一个多载波符号的一组子载波内扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的装置，每个所述子载波调制一个复值。

这种设备特别适合于实现上面说明的发射方法。例如，该设备可以是基站或无线电话类终端，膝上型计算机或PDA类个人数字助理。

本发明还涉及由实现OQAM调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号，其中表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号在至少一个多载波符号的一组子载波上被扩展，每个所述子载波调制一个复值。

这种信号可按照上面说明的发射方法发射。当然，该信号可包括和本发明的发射方法有关的不同特性。

本发明的另一方面涉及一种接收由实现OQAM类型的调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的方法。

在发射时，多载波扩频信号经过在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的步骤，每个所述子载波调制一个复值，所述接收方法包括与扩展步骤的反向步骤对应的解扩展对多载波符号，提供表示源数据信号的至少一个估计的复值数据符号的步骤。

从而，本发明提出一种估计在组合OQAM类型的多载波调制和进行数据的扩展的多址访问技术的系统中估计复数数据的解决方案。

特别地，这种接收方法包括在所述解扩展步骤之前的第一均衡步骤，和在所述解扩展步骤之后的第二均衡步骤，所述第二均衡步骤减小影响所述估计的数据符号的符号间干扰项。

当实现的扩展码的数目使得能够超过现有的MC-CDMA类型的现有系统的理论频谱效率时，第二均衡步骤特别有用。

当扩展步骤使用一个子集的扩展码加另一个子集的至少一个扩展码时，获得这种频谱效率。

按照本发明的一个特性，该接收方法包括Alamouti类型的空时解码步骤，并在包含至少两个发射天线和至少一个接收天线的多天线系统中被实现。

本发明的另一方面还涉及一种可从通信网络下载和/或记录在计算机可读载体上和/或可由处理器执行的包含用于实现上述接收方法的程序码指令的计算机程序产品。

在另一个实施例中，本发明涉及一种接收由实现OQAM类型的调制的时间连续的多载波符号，和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的设备。

在发射时，所述多载波扩频信号经过在至少一个多载波符号的一组子载波内扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的步骤，每个所述子载波调制一个复值，所述接收设备包括与所述扩展的反向操作对应的解扩展对所述多载波符号，提供表示源数据信号的至少一个估计的复值数据符号的装置。

这种接收设备特别适合于实现上述接收方法。例如，所述设备可以是无线电话终端，膝上型计算机或者PDA式个人数字助理。

附图说明

参考附图，根据下面作为简单的非限制性说明例子给出的具体实施例的说明，本发明的其它特征和优点将更清楚，其中：

图1表示按照现有技术的MC-CDMA类型的传输系统；

图2图解说明按照本发明的发射方法的主要步骤；

图3表示按照本发明的用于发射的复值OQAM-CDMA类型的系统；

图4-6图解说明与现有技术相比的本发明的性能特性；

图7和8分别表示按照本发明的具体实施例的发射设备和接收设备的简化结构。

具体实施方式

5.1一般原理

本发明的一般原理在于在结合码分多址访问技术和OQAM类型的多载波调制的发射系统中的复值数据的传输。

于是，本发明提出一种能够实现复值数据的传输的发射技术，和能够实现这些复值数据的精确估计的接收技术。

图2图解说明按照本发明的发射扩频多载波信号的主要步骤。

在发射端，待发射的源数据信号21是用至少一个复值数据符号23的形式表示(22)的。按照本发明的发射方法包括在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展一个或多个复值数据符号23，并传递由时间连续的多载波符号形成的多载波扩频信号25的步骤24。

在接收端，按照本发明的接收方法包括对应于与扩展操作相反的操作对多载波符号解扩展，传递表示源数据信号21的一个或多个估计的复值数据符号的步骤。

术语OQAM调制应理解为既表示OFDM/OQAM类型的调制，又表示BFDM/OQAM类型的调制。

5.2具体实施例的说明

更具体地说，按照一个具体实施例，本发明在于选择发射时要使用的扩展码，以便限制发射时和接收时数据符号之间的干扰。

如果我们考虑在通信网络中可用的一组N个扩展码(可用码的该数目被确定为网络规模的函数)，那么在本实施例中，本发明提出只使用这些可用码中的一些码。

例如，如果我们在基站和无线电通信终端之间的下行链路传输的环境中进行说明，那么基站能够从一组可用码中确定扩展码的子集，并且把复值数据符号乘以来自该子集的扩展码。

在无线电通信终端和基站之间的上行链路传输的环境中，基站也能够从一组可用码中确定扩展码的子集，并把该子集的码，或者代表该子集的信息转发给终端。终端随后能够把复值数据符号乘以来自该子集的扩展码。

事实上，扩展码能够与网络中可用的不同用户和/或不同服务相关联。若干扩展码也能够与相同用户或相同服务相关联。

于是，提出的解决方案通过发射复值数据，增大了发射系统的容量，而在过去，本领域的技术人员认为尤其是因为发射和接收时产生的符号间干扰，在OQAM模式下是不能发射复值数据符号的。

此外，按照本发明提出的方法不要求在接收时使用迭代法。

参见图3，更详细地说明对于用户u，按照本发明的用于发射的OQAM-CDMA系统的一般结构。

更具体地说，使用下述符号：

-U是发射信息的用户的数目；

-d_n，u，r ^(c)是用户u将在时刻nτ₀，在一组N_c个带索引r的子载波上发射的复值数据，其中N_c是扩展码的长度，τ₀是OQAM多载波符号的有效持续期；

-c_p，u是在带索引p的载波上分配给用户u的码，其中p＝{0，...，N_c-1}；

-L是所使用的一个或多个原型函数的长度；和

-Q是帧的大小。

如图3所示，每个复值数据符号

经过N_c次复制。

例如，如果我们考虑数据符号d_n，u，0 ^(c)，那么该数据符号的每个副本31₁，31₂，...，31_Nc具有应用于它的适合于每个用户和/或每种服务的扩展码的码片。

例如，与用户u相关联的扩展码的码片c_0，u被应用于数据符号d_n，u，0 ^(c)的第一副本31₁，码片c_1，u被应用于数据符号d_n，u，0 ^(c)的第二副本31₂，码片

被应用于数据符号d_n，u，0 ^(c)的最后的副本31_Nc。

于是，复值数据符号被乘以取决于所考虑的子载波的扩展码。

特别地，扩展码选自通信网络中的一组可用码中所考虑的码的子集。特别选择这些码，以便限制接收时影响数据符号的干扰。

起源于扩展操作的符号随后经历OQAM类型的多载波调制32。

随后，在传播信道33中传送OQAM-CDMA信号。

于是，传输的一般原理在于通过码的恰当选择实现发送复值符号的OQAM-CDMA系统。

在接收端，在第一均衡步骤34中，按照ZF(迫零)或MMSE(最小均方差)类型的均衡技术，解调并均衡(或者均衡并解调)接收的符号。

随后在把子载波乘以对应的码，并把结果相加时，多载波符号被解扩展，从而产生具有符号间干扰的估计的复值数据符号。

最后，例如以干扰消除矩阵E^-1的形式实现第二均衡步骤，以减小影响估计的复值数据符号的干扰。该矩阵E^-1对应于表示干扰的矩阵E(也被称为干扰矩阵)的逆矩阵。特别地，干扰消除矩阵E^-1的表达式取决于系统使用的扩展码的数目。

更具体地说，该第二均衡步骤限制多址干扰。

5.3获得扩展码的子集

传统上，在网络内可用的该组扩展码是由扩展矩阵的列定义的。例如，扩展矩阵是Walsh-Hadamard类型的矩阵。于是，扩展码起源于Walsh-Hadamard矩阵或者是从Walsh-Hadamard矩阵导出的定义例如Golay码的矩阵。

按照本发明，确定源自该组可用扩展码的扩展码的至少一个子集。

例如，获取步骤提供递归确定的扩展码的两个子集。选择一个子集的扩展码，以便在接收时实现对干扰的完全控制。换句话说，这些码的选择提供子载波的复正交性。

更具体地说，扩展码的子集被定义成如下所示：

-对于尺度 $M=2^{n_0}=2^1$ 的扩展矩阵，第一子集S₁ ¹包含与扩展矩阵的第一列对应的扩展码，第二子集S₂ ¹包含与扩展矩阵的第二列对应的扩展码；

-对于尺度 $M=2^{n_0+1}$ 的扩展码，第一子集

包含与由索引j限定的所述扩展矩阵的列对应的扩展码， $j=\{S_1^{n_0}\&cup;{\stackrel{\&OverBar;}{S}}_1^{n_0}\},$ 并且第二子集

包含与由索引j限定的所述扩展矩阵的列对应的扩展码， $j=\{S_2^{n_0}\&cup;{\stackrel{\&OverBar;}{S}}_2^{n_0}\},$ $1\&le;j\&le;2^{n_0+1},$

其中

令i_1，α， $1\&le;\mathrm{\&alpha;}\&le;2^{n_0-1}$ 表示子集

的码的索引，令i_2，β， $1\&le;\mathrm{\&beta;}\&le;2^{n_0-1}$ 表示子集的码的索引，使得 $S_1^{n_0}=\{i_{\mathrm{1,1}},i_{\mathrm{1,2}},i_{\mathrm{1,3}},K,i_{{\mathrm{1,2}}^{n_0-1}}\},$ 且 $S_2^{n_0}=\{i_{\mathrm{2,1}},i_{\mathrm{2,2}},i_{\mathrm{2,3}},K,i_{{\mathrm{2,2}}^{n_0-1}}\},$

我们得到：

- ${\stackrel{\&OverBar;}{S}}_1^{n_0}=\{i_{\mathrm{2,1}}+2^{n_0},i_{\mathrm{2,2}}+2^{n_0},i_{\mathrm{2,3}}+2^{n_0},K,i_{{\mathrm{2,2}}^{n_0-1}}+2^{n_0}\}$

- ${\stackrel{\&OverBar;}{S}}_2^{n_0}=\{i_{\mathrm{1,1}}+2^{n_0},i_{\mathrm{1,2}}+2^{n_0},i_{\mathrm{1,3}}+2^{n_0},K,i_{{\mathrm{2,2}}^{n_0-1}}+2^{n_0}\}$

下面，我们给出对于不同的Walsh-Hadamard矩阵尺度，确定扩展码的子集的一个例子。

例如，我们考虑尺度为 $N_c=2^{n_0}=2^1$ Walsh-Hadamard矩阵：

${\mathrm{WH}}^1=\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)$

该组可用码由矩阵的第一列(定义例如分配给第一用户的码)，和矩阵的第二列(定义例如分配给第二用户的另一码)形成。

按照本发明，从该组码中选择子集。

于是，第一子集对应于索引为1的矩阵的第一列，即， $S_1^1=\left(\begin{array}{c}1\\ 1\end{array}\right),$ 第二子集对应于索引为2的矩阵的第二列，即， $S_2^1=\left(\begin{array}{c}1\\ -1\end{array}\right).$

对于尺度为 $N_c=2^{n_0+1}=2^2=4$ 的Walsh-Hadamard矩阵，我们得到：

${\mathrm{WH}}^2=\left(\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right)$

于是，我们如下确定第一和第二子集，令j表示扩展矩阵的列的索引：

-对于第一子集S₁ ²， $j=S_1^1\&cup;{\stackrel{\&OverBar;}{S}}_1^1=\left\{1\right\}\&cup;\{2+2^1\}=\left\{\mathrm{1,4}\right\},$ 这意味S₁ ²包含扩展码 $\left(\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\\ 1\end{array}\right)$ 和 $\left(\begin{array}{c}1\\ -1\\ -1\\ 1\end{array}\right);$

-对于第二子集S₂ ²， $j=S_2^1\&cup;{\stackrel{\&OverBar;}{S}}_2^1=\left\{2\right\}\&cup;\{1+2^1\}=\left\{\mathrm{2,3}\right\},$ 这意味S₂ ²包含扩展码 $\left(\begin{array}{c}1\\ -1\\ 1\\ -1\end{array}\right)$ 和 $\left(\begin{array}{c}1\\ 1\\ -1\\ -1\end{array}\right).$

随后，对于尺度为 $N_c=2^{n_0+1}=2^3=8$ 的Walsh-Hadamard矩阵，我们得到：

-对于第一子集S₁ ³， $j=S_1^2\&cup;{\stackrel{\&OverBar;}{S}}_1^2=\left\{\mathrm{1,4}\right\}\&cup;\{2+2^2,3+2^2\},$ 即，j＝{1，4，6，7}，

-对于第二子集S₂ ³， $j=S_2^2\&cup;{\stackrel{\&OverBar;}{S}}_2^2=\left\{\mathrm{2,3}\right\}\&cup;\{1+2^2,4+2^2\},$ 即，j＝{2，3，5，8}；

依此类推。

从而，按照本发明，不是使用与尺度为8的Walsh-Hadamard矩阵的8列相关的8个码，而是选择扩展码的子集，例如，子集S₁ ³，并在传输中的扩展步骤期间使用该子集的码。

从而，对于寻求的相同位速率，本发明使用的扩展码为MC-CDMA系统的一半，从而减小多址干扰。

此外，如果使用一半以上的可用扩展码，即，例如，子集S₁ ³的所有扩展码和子集S₂ ³的一个扩展码，那么与现有技术相比，能够增大传输位速率，即，增大系统的容量。

最后，由于在OQAM/CDMA模式中发送复值数据，而不再是实数数据的缘故，可指明的是借助发射时的Alamouti类型的空时编码和接收时的Alamouti类型的空时解码，本发明能够按MIMO或MISO模式运行。

5.4多址干扰的减小

为了便于理解本发明，下面引入许多假定，以便描述提出的解决方法。本领域的技术人员易于把所描述的教导扩展到一般情况。

我们首先考虑理想的信道。从而，在恰当地设计系统的规模的情况下，载波的理想均衡等同于没有传输信道。首先，噪声的影响被忽略。

同样是在最大分集的背景下进行本发明的说明的，这意味调制的子载波的数目等于扩展码的大小。

从而，自此以后使用下面的符号：

-d_n，u ^(c)将由用户u发射的复值数据符号；

-c_m，u在索引为m的子载波上分配给用户u的码；

- $a_{m,n,u}=c_{m,u}{d}_{n,u}^{\left(c\right)}$ 在时刻nτ₀，在载波m上的复数多载波符号。

另外还假定：

-扩展码相互正交；

-调制基和解调基正交(已知也可扩展到双正交情况)；

-原型函数g为实函数；

-原型滤波器的长度为M的倍数，以致L＝bM＝2bN。

从而，用多载波扩频信号s(t)，以长度为Q的帧传送多载波符号，所述多载波扩频信号s(t)在基带中被写为：

$s\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_{m,n}{g}_{m,n}\left(t\right)---\left(5\right)$

其中 $x_{m,n}=\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{m,n,u}.$

由于信道被假定是完美的，因此认为在接收端的接收信号也是信号s(t)。

下面，说明接收器能够从s(t)取回发射的数据d_n，u ^(c)的方式。

为此，我们首先计算在用给定用户u₀自己的码解扩展之后，由给定用户u₀接收的复数信号的表达式，给出：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}<y\left(t\right),g_{p,n_0}\left(t\right)>$

$=\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}\underset{n=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_{m,n}<g_{m,n}\left(t\right),g_{p,n_0}\left(t\right){>}_c$

其中<.，.>_c表示复数形式的普通标量乘积。

由于函数g_m，n的基被假定为在实值的主体中是正交的，我们得到：

${<g_{m,n}\left(t\right),g_{p,n_0}\left(t\right)>}_c={\mathrm{\&delta;}}_{m-p,n-n_0}+j{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n}^{(p,n_0)}{I}_{|n-n_0|<2b}---\left(6\right)$

其中 $I_{|n-n_0|<2b}$ 是指示n₀周围宽度为2b的间隔的函数，

是能够根据模糊函数g(t)计算的实数项。于是，实正交性使信号z能够被重写成如下所示：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}\underset{n=0}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_{m,n}({\mathrm{\&delta;}}_{m-p,n-n_0}+j{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n}^{(p,n_0)}{\mathrm{\&delta;}}_{|n-n_0|<2b})---\left(7\right)$

$=\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}\left(\underset{n=-2b+1}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{m,u}{d}_{n+n_0,u}^{\left(c\right)}({\mathrm{\&delta;}}_{m-p,n-n_0}+j{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)})\right)\right)---\left(8\right)$

$=\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u}{d}_{n_0,u}^{\left(c\right)}+j\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u}{d}_{n+n_0,u}^{\left(c\right)}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)---\left(9\right)$

$=\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n_0,u}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{p,u}\right)+j\left(\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)---\left(10\right)$

由于扩展码是正交的，我们得到：

$\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{p,u}=\left\{\begin{array}{cc}1& \mathrm{si\; u}=u_0\\ 0& \mathrm{si\; u}\&NotEqual;u_0\end{array}\right.$

使得能够简化方程式(10)：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j\left(\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)---\left(11\right)$

为了表述在长度为Q的帧的传输期间，由一组U个用户接收的信号，引入分别与发射数据集和在解扩展之后接收的信息相对应的矢量X和Z：

$X=[d_{0,u_0}^{\left(c\right)},d_{1,u_0}^{\left(c\right)},...,d_{Q-1,u_0}^{\left(c\right)},d_{0,u_1}^{\left(c\right)},{d\left(c\right)}_{1,u_1},...,d_{Q-1,u_1}^{\left(c\right)},...,d_{0,u_{U-1}}^{\left(c\right)},d_{1,u_{U-1}}^{\left(c\right)},...,d_{Q-1,u_{U-1}}^{\left(c\right)}{]}^t$

$Z=[z_{0,u_0}^{\left(c\right)},z_{1,u_0}^{\left(c\right)},...,z_{Q,u_0}^{\left(c\right)},z_{0,u_1}^{\left(c\right)},z_{1,u_1}^{\left(c\right)},...,z_{Q,u_1}^{\left(c\right)},...,z_{0,u_{U-1}}^{\left(c\right)},z_{1,u_{U-1}}^{\left(c\right)},...,z_{Q,u_{U-1}}^{\left(c\right)}{]}^t$

其中t表示转置运算。

于是，按矢量形式，解调和解扩展操作可被写成：

Z＝EX            (12)

其中E是表示影响多载波扩频信号的干扰的矩阵，也被称为干扰矩阵。

矩阵E的元素仅仅取决于使用的原型函数和扩展码。其维数为Q×U。

通常，或者借助矩阵E的逆矩阵，或者借助取决于系统的负载(例如，使用的码的数目)的复杂性较低的算法(例如，基于ZF或MMSE类标准)，方程式(12)被用于提取发射的数据。

如果我们考虑从Walsh-Hadamard矩阵得到的扩展码和OQAM调制的相位选择以致于 ${\mathrm{\&phi;}}_{m,n}=\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(m+n+2\mathrm{mn}),$ 那么能够证实：

-当U＝I时，矩阵E是如在附录A中证明的恒等矩阵。这种情况下，我们得到 $z_{n,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n,u_0}^{\left(c\right)},$ 这意味在解扩展之后，直接获得关于每个用户的各项数据；

-当 $U\&le;\frac{M}{2},$ 并且恰当地选择U个扩展码时(一个扩展码与每一个用户相联系)，E是如在附录B中证明的单位矩阵。这种情况下，我们也得到 $z_{n,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n,u_0}^{\left(c\right)}.$ 另外，我们获得多址干扰(MAI)的减小。

-当 $U>\frac{M}{2}$ 时，附加码的增加采取非可逆矩阵E的形式。这种情况下，推荐两种解决方案：

ο如果通过乘以E，发射的数据元素X的不同的可能序列产生不相交的序列，那么即使矩阵E是不可逆的，第二均衡步骤也实现最大似然(ML)类算法；

ο另外通过取消例如最小的干扰项，也能够修改干扰矩阵E，以使其可逆。最小干扰项的这种取消不会引起性能的任何过度恶化。

可指出的是通过根据码是相互干扰还是相互不干扰，应用不同的处理操作，能够降低计算的复杂度。

从而，对于并不相互干扰的

个码，能够以最大速率进行传输，即，每个τ₀传送一个复值数据符号。

对于其它

个码，按

速率的传输能够消除干扰，并利用尺度为(4b-1)×U的干扰矩阵E由4b-1个符号的分组完成估计。

下面，我们说明本发明的三个实现例子。

A) $U=\frac{M}{2}$ 的情况

首先，借助如图4中图解说明的模拟，比较按照现有的MC-CDMA技术(曲线42)和在U＝M的满负荷下工作的实值OQAM-CDMA技术(曲线41)的Rayleigh信道上的数据传输与在U＝M/2的半负荷下工作的本发明的复值OQAM-CDMA技术(曲线43)。

当不存在保护间隔时，所有这些技术产生相同的频谱效率。

在最大频率分集(即，N_c＝M)条件下工作的这些系统的其它特性是：

-子载波的数目M等于32；

-第一ZF式均衡；

-在OQAM的情况下，使用的原型滤波器是从长度为4T0(b＝4)的IOTA函数导出的；

-在复值OQAM-CDMA的情况下，我们考虑在遵循上面所给出的技术的情况下，选择的不相互干扰的按照本发明的8个码的子集，上面给出的技术提供码的两个子集S₁ ³²和S₂ ³²，以致在令j表示扩展矩阵上的列的索引的条件下：

第一子集S₁ ³²由j＝{1，4，6，7，10，11，13，16，18，19，21，24，25，28，30，31}定义，和

第二子集S₂ ³²由j＝{2，3，5，8，9，12，14，15，17，20，22，23，26，27，29，32}定义。

图4表示在第一ZF式均衡的情况下，在作为信噪比或者说SNR的函数的二进制误码率(BER)方面，所给出的三种技术结果相同。

此外，与MC-CDMA类技术相比，本发明的技术使得能够克服保护间隔，这赋予它更高的频谱效率。

B) $U\&le;\frac{M}{2}$ 的情况

下面，我们给出与系统的负荷百分率对应的，现有技术的性能和本发明技术的作为所使用的扩展码的数目的函数的性能。

更具体地说，图5关于被固定并且等于10dB的Eb/N0值，比较MC-CDMA系统(曲线52)和实值OQAM/CDMA系统(曲线51)的作为负荷百分率的函数的误码率与本发明的复值OQAM/CDMA系统(曲线53)。

对该模拟来说，信道的概况如下：

-路径的数目：3；

-时间跨度(μs)：0；0,2527；0,32；

-功率值(dB)：-0；-3；-2,2204；

-载频：fc＝1000MHz；

-FFT的大小：32；

-采样频率：10MHz；

-保护间隔的大小(μs)：0.5。

接收时使用第一MMSE型均衡技术。从而，不论系统的负载从1％到100％，干扰矩阵E都等同于单位矩阵，从而对于所有三个系统来说产生相似的复杂度。

图5表明由于不插入保护间隔，不论系统的负载是多大，用实值或复值OQAM/CDMA获得的性能都高于用MC-CDMA获得的性能。

此外，一直到约30％的系统负荷为止，与使用实值数据符号相比，按照本发明的调制复值数据符号的OQAM/CDMA系统产生增益。

如上所述，这种增益起源于在OQAM模式下，在复值数据符号的传输期间，使用数目较少(例如，一半数目)的扩展码而获得的少量多址访问干扰(MAI)。在30％的负荷之后，实值OQAM和复值OQAM两个系统的性能特性基本相同。

C) $U>\frac{M}{2}$ 的情况

这里再次采用和上面处理的情况类似的模拟环境。

此外，在按照本发明的复值OQAM-CDMA中，属于第二子集的附加码被增加到第一子集的16个码中(可回忆起，在本实施例中，每个子集包含Walsh-Hadamard矩阵中不相互干扰的一半可用码)。

于是，通过第一子集，例如S₂ ³²与第二子集的一个码，例如索引为1的码的结合，形成17个扩展码的集合，以致在令j表示扩展矩阵的列的索引的情况下，集合S由j＝{1，2，3，5，8，9，12，14，15，17，20，22，23，26，27，29，32}定义。

为了限制由索引为1的码引起的干扰，我们选择最短并且最简单的可能的正交原型滤波器，即，b＝1的门函数，并且对于索引为1的码，以1/3的速率进行传输。

从而我们获得干扰矩阵E：

$E=\left(\begin{array}{cc}{I}_{3\&times;\mathrm{16,3}\&times;16}& j*y^t\\ j*y& 1\end{array}\right)$

其中y＝[0.9801，0，0.0199，0.0852，0，0.0852，0.0247，0，0.0247，0.0247，0，0.0247，0.0277，0，0.0277，0.0277，0，0.0277，0.0181，0，0.0181，0.0374，0，0.0374，0.0293，0，0.0293，0.0293，0，0.0293，0.0183，0，0.0183，0.0404，0，0.0403，0.0194，0，0.0194，0.0503，0，0.0503，0.0238，0，0.0238，0.0238，0，0.0238]。

注意矩阵E是不可逆的(det(E)＝0，||y||＝1)。

为了使矩阵E可逆，提出取消y的极低值(例如，低于0.04的值)，这等同于引入低于-34dB的噪声值。从而，y被近似为：

y＝[0.9801，0，0，0.0852，0，0.0852，0.0，0，0.0247，0.0，0，0.0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0.0503，0，0.0503，0，0，0，0，0，0]

如此修改的干扰矩阵E变成可逆d。令E^-1表示矩阵E的逆。

更具体地说，图6图解说明传统MC-CDMA系统的性能(曲线62)，和按照本发明的系统的性能：

-实现16个扩展码(曲线63)；

-实现17个扩展码和基于已修改矩阵E的逆和ZF类技术的一个第二均衡(曲线64)；

-实现17个扩展码和基于已修改矩阵E的第二MV式均衡(曲线65)；

从而可指明的是附加码的加入稍微削弱了按照本发明的复值OQAM-CDMA模式的性能。

不过，只有对超过10dB的SNR值，即，只有从5.10^-2量级的误码率开始，这种削弱才是可察觉的。从而，由于发生了解码过程的激活，因此以纠错码进行的相同的仿真产生基本等同的性能值，保持在未编码情况下，在此点获得的曲线的差异。

此外，使用一半以上的可用扩展码可增大系统的容量。

从而，本发明的一个方面提出一旦实现的扩展码的数目使得能够超越MC-CDMA系统的理论频谱效率，就使用特定矩阵E^-1来消除接收时的干扰。

可回想的是矩阵E^-1用于根据系统的负荷(例如，使用的码的数目)，通过矩阵E的逆，或者复杂度较低的算法(例如，基于ZF或MMSE式标准的算法)来估计传送的信息。

5.5发射和接收设备的结构

最后，参见图7和8，给出分别实现按照上面说明的一个具体实施例的复值数据的发射和接收的发射设备和接收设备的简化结构。

这种类型的发射设备包含由缓冲存储器构成的存储器71，配备例如微处理器μP并由实现按照本发明的发射方法的计算机程序73驱动的处理单元72。

初始化时，计算机程序73的码的指令例如被载入RAM中，并由处理单元72的处理器执行。处理单元72输入待发射的源数据信号21。处理器72的微处理器按照计算机程序73的指令，执行上面说明的发射方法的步骤，从而产生多载波扩频信号25。为此，除了缓冲存储器71之外，发射设备还包括用于在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的装置，每个所述子载波调制一个复值。这些装置由处理单元72的微处理器驱动。

对应的接收设备包括由缓冲存储器构成的存储器81，配备微处理器μP并由实现按照本发明的接收方法的计算机程序83驱动的处理单元82。

初始化时，计算机程序83的码的指令例如被载入RAM中，并由处理单元82的处理器执行。处理单元82输入由时间连续的多载波符号形成的多载波扩频信号25。处理单元82的微处理器按照计算机程序83的指令，执行上面说明的接收方法的步骤，从而估计表示源数据信号的至少一个复值数据符号。

为此，除了缓冲存储器81之外，接收设备还包括用于解扩展多载波符号(与所述扩展的反向操作对应)，提供表示源数据符号的至少一个估计的复值数据符号的装置。这些装置由处理单元82的微处理器驱动。

附录A

当U＝1时，恒等式E＝I的证明

首先，我们回想用于在考虑相位项 ${\mathrm{\&phi;}}_{m,n}=\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(m+n+2\mathrm{mn})$ 时，由方程式(1)定义的OQAM调制的符号。

下面，方程式(1)的基本函数被重写成下述形式：

$g_{m,n}\left(t\right)=g(t-n{\mathrm{\&tau;}}_0)e^{j2\mathrm{\&pi;}{F}_{0}t}{v}_{m,n}---\left(13\right)$

其中， $v_{m,n}=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(m+n+2\mathrm{mn})\right)$ 和F₀＝v₀。

这种情况下，出现在方程式(6)中的虚数干扰分量可被重写成如下所示：

其中A_g是模糊函数类的函数，使得：

$A_g(n,m)={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}g(u-n{\mathrm{\&tau;}}_0)g\left(u\right)\exp \left(2\mathrm{j\&pi;}{F}_0\mathrm{um}\right)\mathrm{du}---\left(15\right)$

此外，由于 $v_{m,n}{v}_{p,n_0}^{*}={\left(j\right)}^{m+n-p-n_0}{(-1)}^{\mathrm{mn}-{\mathrm{pn}}_0},$ 因此方程式(14)变成：

如在方程式(11)中所示，用户u₀在解扩展之后接收的信号的表达式为：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j\left(\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_0}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)$

当U＝1时，我们得到：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j\left(\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_0}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)$

$=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j(\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_0}^{\left(c\right)}(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}$

可以证明方程式(17)的最后一项始终为零。按照在方程式(11)中回想的定义，扩展码使得 $c_{p,u_0}{c}_{p,u_0}=\frac{1}{2N}.$ 由于原型函数G被假定为实函数，因此根据方程式(16)可以推断项A_g(n，0)也总是实数。从而，用S₁表示的方程式(17)的最后一项可被写成：

由于，当n是偶校验数时，我们得到

并且如果n是奇校验数，我们得到 $\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{\mathrm{pn}}=0,$ 其结果是不论n是什么，S₁＝0。

随后，分析用S₂表示的方程式(17)的第二项。

同样，由于原型函数g被假定为实函数，我们得到 $A_g(n,m)=A_g^{*}(n,-m),$ 以致于S₂的两个虚部可被重写成：

对于n为偶校验值，将从方程式(19)提取的虚部是两个共轭数之和，于是必定为零。

对于n为奇校验值，它可被重写成：

从而，我们能够区分两种情况：

-p和m具有不同奇偶性，则：

-p和m具有相同奇偶性，则：

于是，通过考虑n为奇校验值，并且p和m具有相同奇偶性的情况，能够获得方程式(17)的内容：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+2j(\underset{n=-b}{\overset{b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n_0+n,u_0}^{\left(c\right)}(\underset{p=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}$

由于按照下式的Walsh-Hadamard矩阵的性质：

$\underset{m=0}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{k+2\mathrm{\&upsi;},u_0}{c}_{k,u_0}{(-1)}^k=0,\mathrm{pour\&upsi;}=0,...,N;k=0,...,2N-1-2\mathrm{\&upsi;},---\left(21\right)$

关系式(20)变成：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}$

于是，这表明借助最大频率分集，即，a_m，n＝c_md_m的OQAM-CDMA类型的系统，并在单一用户的情况下，能够在不引起任何附加复杂度的情况下，实现复值数据d_m的传输。

附录B

当 $U\&le;\frac{M}{2}$ 时，恒等式E＝I的证明

如果我们考虑尺度为M＝2ⁿ的Walsh-Hadamard矩阵，那么存在表示为S₁ ⁿ和S₂ ⁿ的两个索引子集，基数值等于M/2，并且构成索引集合的一部分。

首先证明当U＝2时，就分别与用户u₀和用户u₁相关，以致 $u_0,u_1\&Element;S_1^n$ 的两个码来说(这里， $u_0,u_1\&Element;S_2^n$ )，我们得到：

$z_{n,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n,u_0}^{\left(c\right)}\mathrm{et}{z}_{n,u_1}^{\left(c\right)}=d_{n,u_1}^{\left(c\right)}.$

对于任何n₀，已知按照方程式(11)：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j\left(\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)$

当U＝2时，我们得到：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j\left(\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_0}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u_0}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)$

$+j\left(\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_1}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u_1}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)---\left(22\right)$

如附录A中所示，我们得到：

$j\left(\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_0}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u_0}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)=0---\left(23\right)$

从而：

$z_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j\left(\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_1}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u_1}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)$

$=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j\left(\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_1}^{\left(c\right)}\left(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{p,u_0}{c}_{m,u_1}{\mathrm{\&gamma;}}_{m,n+n_0}^{(p,n_0)}\right)\right)$

$=d_{n_0,u_0}^{\left(c\right)}+j(\underset{\begin{array}{c}n=-2b+1\\ n\&NotEqual;0\end{array}}{\overset{2b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{n+n_0,u_1}^{\left(c\right)}(\underset{p=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}$

现在，按照Walsh Hadamard矩阵的第二性质，对于 $u_0,u_1\&Element;S_1^n,$ 我们得到：

因此：

此外，按照Walsh Hadamard矩阵的第三性质，对于n的任意值以及对于 $u_0,u_1\&Element;S_1^n,$ 我们得到：

从而， $z_{n,u_0}^{\left(c\right)}=d_{n,u_0}^{\left(c\right)}{\mathrm{etz}}_{n,u_1}^{\left(c\right)}=d_{n,u_1}^{\left(c\right)}.$

该结果被证明，可看出利用在子集S₁ ⁿ或者在子集S₂ ⁿ中选择的U个用户的索引，能够被容易地扩展到 $U\&le;\frac{M}{2}.$

换句话说，干扰矩阵E等于单位矩阵。如上所述，子集S₁ ⁿ和S₂ ⁿ的构建通过递归实现的。

Claims (17)

1、一种用于发射由实现OQAM类型调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的方法，

其特征在于所述方法包括在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的步骤，

每个所述子载波调制复值。

2、按照权利要求1所述的发射方法，其特征在于所述方法包括从一组可用扩展码获得扩展码的至少一个子集的步骤，并且所述扩展步骤实现将复值数据符号与从所述子集得到的扩展码相乘。

3、按照权利要求2所述的发射方法，其特征在于所述发射方法是在通信网络中实现的，并且考虑所述网络中的传输流的数目而确定扩展码的所述子集。

4、按照权利要求2或3所述的发射方法，其特征在于所述一组可用扩展码是由尺度为

的扩展矩阵的列定义的，n₀是正整数，并且所述获得步骤提供扩展码的两个子集，每个子集包含M/2个码。

5、按照权利要求4所述的发射方法，其特征在于所述扩展矩阵是Walsh-Hadamard型矩阵，并且所述两个子集是递归地确定的。

6、按照权利要求5所述的发射方法，其特征在于所述两个子集

和

是如下确定的：

-对于尺度为

的扩展矩阵，第一子集S₁ ¹包含与所述扩展矩阵的第一列对应的扩展码，并且第二子集S₂ ¹包含与所述扩展矩阵的第二列对应的扩展码；

-对于尺度为

的扩展码，第一子集

包含与由索引j限定的所述扩展矩阵的列对应的扩展码，使得

并且第二子集

包含与由索引j限定的所述扩展矩阵的列对应的扩展码，使得

其中：

令i_1，α表示子集

的码的索引，

并且令i_2，β表示子集的码的索引，

使得

$S_1^{n_0}=\{i_{\mathrm{1,1}},i_{\mathrm{1,2}},i_{\mathrm{1,3}},K,i_{1,2^{n_0-1}}\},$ 和 $S_2^{n_0}=\{i_{\mathrm{2,1}},i_{\mathrm{2,2}},i_{\mathrm{2,3}},K,i_{2,2^{n_0-1}}\},$

则得到：

- ${\stackrel{\&OverBar;}{S}}_1^{n_0}=\{i_{\mathrm{2,1}}+2^{n_0},i_{\mathrm{2,2}}+2^{n_0},i_{\mathrm{2,3}}+2^{n_0},K,i_{2,2^{n_0-1}}+2^{n_0}\}$

- ${\stackrel{\&OverBar;}{S}}_2^{n_0}=\{i_{\mathrm{1,1}}+2^{n_0},i_{\mathrm{1,2}}+2^{n_0},i_{\mathrm{1,3}}+2^{n_0},K,i_{1,2^{n_0-1}}+2^{n_0}\}.$

7、按照权利要求2-6任意之一所述的发射方法，其特征在于所述扩展步骤使用所述子集之一的所有扩展码加上另一个子集的至少一个扩展码。

8、按照权利要求1-7任意之一所述的发射方法，其特征在于所述多载波扩频信号是BFDM/OQAM或OFDM/OQAM类型的。

9、按照权利要求1-8任意之一所述的发射方法，其特征在于包括Alamouti类型的空时编码步骤，并且在包括至少两个发射天线和至少一个接收天线的多天线系统中被实现。

10、一种可从通信网络下载和/或记录在计算机可读载体上和/或可由处理器执行、包含用于实现按照权利要求1-9至少之一的发射方法的程序代码指令的计算机程序产品。

11、一种用于发射由实现OQAM类型调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的设备，

其特征在于所述设备包括用于在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的装置，每个所述子载波调制复值。

12、一种由实现OQAM类型调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号，

其特征在于表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号在所述多载波符号中的至少一个的一组子载波上被扩展，

每个所述子载波调制复值。

13、一种用于接收由实现OQAM类型调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的方法，其特征在于

在发射时，所述多载波扩频信号经过在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的步骤，每个所述子载波调制复值，

所述用于接收的方法包括与扩展步骤的反向步骤对应的解扩展所述多载波符号，提供表示源数据信号的至少一个估计的复值数据符号的步骤。

14、按照权利要求13所述的接收方法，其特征在于它包括在所述解扩展步骤之前的第一均衡步骤，和在所述解扩展步骤之后的第二均衡步骤，

所述第二均衡步骤减小影响所述估计的数据符号的符号间干扰项。

15、按照权利要求13或14所述的接收方法，其特征在于其包括Alamouti类型的空时解码步骤，并且在包含至少两个发射天线和至少一个接收天线的多天线系统中被实现。

16、一种可从通信网络下载和/或记录在计算机可读载体上和/或可由处理器执行、包含用于实现按照权利要求13-15至少之一的接收方法的程序代码指令的计算机程序产品。

17、一种用于接收由实现OQAM类型调制的时间连续的多载波符号和多个相互正交的扩展码形成的多载波扩频信号的设备，其特征在于，

在发射时，所述多载波扩频信号经过在至少一个多载波符号的一组子载波上扩展表示待发射的源数据信号的至少一个复值数据符号的步骤，每个所述子载波调制复值，

所述接收设备包括用于与所述扩展的反向操作对应的解扩展所述多载波符号，提供表示源数据信号的至少一个估计的复值数据符号的装置。

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