CN101630004A - 用于多普勒雷达应用的混频器结构 - Google Patents

用于多普勒雷达应用的混频器结构 Download PDF

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Abstract

提供一种用于多普勒雷达应用的混频器结构(210)以及一种多普勒雷达传感器(30)，具有：用于来自电子振荡器(32)的输出信号的振荡器输入端口(LO)、用于来自接收装置(34)的输出信号的射频输入端口(RF)、用于产生于混频器结构(210)的总输出中频信号的输出端口(IF；IFI，IFQ)、以及两个带有二极管(18a，18b)的混频器支路(12a，12b)。混频器支路(12a，12b)连接到振荡器输入端口(LO)和射频输入端口(RF)，使得中频信号(IF1，IF2)被处理到总输出信号中，其中中频信号(IF1，IF2)产生于混频器支路中并对应于振荡器信号和射频信号之间的多普勒偏移。每个混频器支路包括具有二极管、负载电阻、解耦电容、串联电阻和串联电容的整流器电路。

Description

用于多普勒雷达应用的混频器结构
技术领域
本发明涉及根据权利要求1的前序部分的用于多普勒雷达应用的混频器结构。
现有的混频器结构具有用于来自电子振荡器的输出信号的振荡器输入端口。此外，还提供了用于来自接收装置的输出信号的射频输入端口和用于在混频器结构和两个混频器支路中产生的总输出信号的输出端口，其中每个混频器支路都带有二极管。混频器支路连接到振荡器输入端口和射频输入端口，以使得在这些混频器支路中产生的并对应于振荡器信号和射频信号之间的多普勒偏移的中频信号被处理到总输出信号中。
另外，本发明涉及根据权利要求9的前序部分的多普勒雷达传感器，该传感器具有至少一个混频器结构。
除此之外，本发明涉及用于自动门的多普勒雷达传感器。
背景技术
上述混频器结构用于低消耗(cost)微波平面收发信机。混频器结构可被用于不同的传感器，特别是被用来提供多普勒信号，其中通过将来自微波主振荡器的本地振荡器信号与从目标返回的接收信号进行混合来输出所述多普勒信号，所述接收信号在起接收装置作用的天线处被接收。
在现有技术的混频器结构中，目标是将射频端口(通常被称作RF端口)的输入向下转换到中频端口(通常被称作IF端口)的输出。这通过在本地振荡器端口(通常被称作LO端口)处将射频与输入频率进行混合而实现，并获得其差值以作为所述中频。由于所有这些频率都是射频，混频器的设计中将混频器结构的三个端口匹配到相对较低的特征阻抗，比如50欧姆或75欧姆。
现有技术的混频器结构通过使用诸如二极管或晶体管的有源设备而具有非线性。现有的混频器结构，诸如在史蒂芬·A·马斯所著的《微波混频器》(Artech House出版公司出版，国际标准书号为ISBN 0-890006-171-8)或大卫·波轧所著的《微波工程》(Wiley出版公司出版，ISBN 0-471-17096-8)中，使用了不止一个二极管，这主要是用于使所述混频器结构相对于LO、RF或IF端口进行平衡。这种平衡技术能够带来好处，诸如能够抑制LO幅度噪声，实现端口隔离和寄生抑制。
在现有技术的单平衡混频器结构中，二极管在IF端口处反向设置(mount)且互相并联。在这种结构中，LO信号在两个二极管上都产生等量幅度噪声。该信号同相且与LO端口和各个二极管之间的电长度不相关。二极管提供相反的整流噪声，该整流噪声在IF端口处利用两个二极管信号之和而被消除。这种结构中的混频器二极管的固有RF阻抗相当小，这对于多普勒雷达应用来说并不理想。
对于低消耗多普勒传感器应用来讲，对混频器结构的约束可以大不相同。当多普勒传感器相对于目标进行移动时，会在混频器结构的输出端观察到交流(AC)整流信号。该信号的幅度将取决于接收天线(RX)信号，并且它的频率将严格地按下列等式与目标速度成正比：
FDoppler＝2·FCarrier·V/c    等式1
其中c是光速，v是目标的速度，FCarrier是雷达的载波频率。
由于多普勒信号通常是极低频信号，所以用于对IF信号进行放大的放大器通常是音频(AF)放大器而不是射频放大器。通常使用简单低消耗可操作放大器。AF放大器具有与射频放大器的经典50欧姆输入阻抗相比要大很多的输入阻抗。具有低IF输出阻抗的混频器结构会导致信号的损失。这是由于可操作放大器和混频器结构之间匹配不佳造成的。如果能够在混频器结构的输出端实现较高的信号幅度，则将会导致需要较小的增益，降低设备的消耗。
在现有技术的多普勒传感器中，二极管需要被很好的匹配，以确保完全消除(cancellation)。其中没有调整的可能性。由于二极管接入直流(DC)，二极管间的电流使它们具有固有低射频阻抗。该阻抗很难被确定，同样二极管匹配过程也很难被确定。
WO 94/11755公开了多普勒传感器，特别的用于对带有频率发生器以及传输和接收单元的车辆进行速度测量。传输和接收单元通过波导连接到频率发生器。两个二极管起混频器的作用，其以1/8波长为间隔在波导中接收信号，从而当这些信号被非线性叠加时，在二极管的输出端将获得相位偏移为90°的信号。通过在微分器中进行微分可以从二极管的输出中获得充分低噪声信号。低噪声信号包含由频率发生器生成的频率与被反射并接收的信号的多普勒偏移频率之间的差值，以作为中频。根据所述中频，可以在评估单元中确定将被测量的相对速度的量。
因此，本发明的目标是对混频器结构的总输出信号的幅度进行优化。
这同本发明的其它目标一样基本上通过权利要求1的特征部分与权利要求1的前序部分相结合来完成。
发明内容
根据本发明，每个混频器支路包括整流电路，该整流电路具有二极管、与二极管并联的负载电阻、与二极管并联的去耦电容、与二极管串联的串联电阻和串联电容。
根据本发明，可通过对两个整流支路输出端进行连接而将整流支路的两个中频信号输出合并到交流中，以优化用于多普勒雷达应用的可用中频信号的幅度。电容移除由振荡器产生的直流电压。从而起整流器作用的支路可被单独的设计和优化以实现最优效果。因此，分支上的测量变得更加简单并且更加可重复。该设计更加灵活，能够使用若干不同的二极管。
特别地，支路的阻抗和输入信号线的阻抗的匹配可以被轻易地实施和优化。支路给出更高的中频电压，这是因为它们能够通过更高的负载阻抗而被优化。
在优选的实施方式中，二极管可以以相反的方向被设置。从而被一个二极管整流的本地振荡器信号噪声被其余的二极管中的一个所消除，与此同时中频信号同相并被求和。这就提供了很好的振荡器幅度噪声抑制。
优选地，每个混频器支路能够包括用来对整流器电路的输入阻抗和射频输入端口线的阻抗进行匹配的匹配电路。进而，可以通过这样的匹配网络来实现电压设置。由此中频信号被优化。
在另一个极其有益的实施方式中，混频器支路通过180°或90°混合耦合器(特别是180°环形波导耦合器或90°支线耦合器)连接到振荡器输入端口和射频输入端口。通过混合型耦合器，单个平衡混频器能够被容易地实现，从而提高混频器对于振荡器输入端口、射频输入端口和输出信号端口的平衡。该平衡技术能够带来好处，比如振荡器信号幅度噪声抑制、端口隔离和寄生振荡抑制。
此外，混频器支路能够容易地通过可操作放大器与输出端口进行连接，从而中频信号相加以生成总输出信号。从而，可操作放大器将累加中频信号并消除振荡器幅度调制(AM)噪声信号。通过调整对可操作放大器进行馈电的串联电阻，能够实现优化振荡器噪声消除，即使使用的是非匹配二极管也是如此。通过独创性(inventive)的容性AC(交流)，能够实现对所述信号的耦合，并将所述信号添加到可操作放大器中，而并不改变各个二极管的两种不同DC极化，因此也不改变它们的RF输入阻抗。
这种有益的多普勒雷达传感器包括至少一个独创性的混频器结构，其插入在多普勒传感器的振荡器和与接收和传输装置之间。根据本发明，单个接收和传输装置(特别的，天线)可被用于发射和接收两者。混频器结构与振荡器与接收和传输装置之间的主线进行耦合，以使得该混频器装置由来自振荡器的本地振荡器功率和来自所述接收和传输装置的射频信号进行馈电，同时还允许所述振荡器功率的一部分被发送到所述接收和传输装置。这样，可以实现优化的低消耗多普勒雷达传感器。
在优选的实施方式中，混频器结构可以包括3dB耦合器，用于获得混频器结构所需要的振荡器信号和射频信号，同时允许所述振荡器信号功率的一半到达所述接收和传输装置，并进一步被发射。这样的耦合器可靠而便宜。
在目标是逐渐接近传感器或是慢慢地远离传感器的情况下，有时期望能确定目标相对于所述多普勒雷达传感器所做的移动的方向。为了实现这样的功能，改进的多普勒传感器能够具有两个混频器结构，这两个混频器结构可被插入到振荡器与接收和传输装置之间，其中这两个混频器结构位于两个并联臂上，使得他们的3dB耦合器相对于彼此以信号波的波长的1/8进行偏移。这种双混频器结构提供了两个信道。对这两个信道的处理将会给出移动的方向。
现有的多普勒雷达传感器具有至少一个混频器结构，其具有传输线部件(section)，该传输线部件插入于振荡器与接收和传输装置之间，并且，可通过所述传输线部件在不同的点连接到混频器二极管，以采集信号波。
根据本发明的多普勒雷达传感器，传输线部件的长度是信号波的半波长的倍数，传输线部件与来自振荡器和所述接收和传输装置的线具有不同的特征阻抗，并且传输线部件的阻抗被调整以对所述接收和传输装置与所述混频器结构之间的振荡器信号比进行调整。这样的传输线部件是直通的(straightforward)且由于该传输线部件是被插入的，它对振荡器和所述接收和传输装置之间的沿线上的驻波比不会产生影响。
更有益的是，支路中的两个二极管以相反的方向被设置，并以沿传输线部件的信号波的1/4波长进行分离，从而在传递多普勒信号的同时，提供振荡器幅度噪声消除。在传输线部件处的二极管的各自位置上，振荡器信号幅度噪声的相位保持不变。射频信号一旦与振荡器信号进行混合就会给出相位为180°的中频信号。
进一步改进的双信道多普勒雷达传感器可以具有两个混频器结构，其中具有插入于振荡器与接收和传输装置之间的传输线部件，使得混频器结构的混频器支路彼此之间具有信号波的1/8波长的偏移。这种线内混频器布置方法(approach)提供两个信道的直通实施，以确定移动的方向。
进一步简化的单或双信道多普勒雷达传感器能够具有简化的线内混频器结构，其中提供电容以对每个信道中的混频器二极管进行去耦。
特别地，混频器二极管能够彼此直接连接，并能直接连接到特有的(unique)负载电阻。
根据本发明的另一个方面，特有的串联电阻和电容在连接到可操作放大器时被使用。
该解决方案提供的电压增益较少，但更加简化。该结构与现有技术中的经典布置方法相似，但被应用于新近描述的线内结构。
用于自动门的独创性多普勒雷达传感器具有至少一个独创性混频器结构，这种混频器结构便宜、耐用、可靠。
附图说明
本发明的进一步的优势和可能应用将通过下面的详细描述而变得显而易见，这些描述是结合附图的方式通过具体实施方式给出的。
在说明书、附带的权利要求、摘要和附图中，使用了术语和相应的简化数字标号，以便对说明书进行最佳描述。在示出的附图中：
图1描述了混频器结构的示意性第一实施方式，该混频器结构用于多普勒雷达应用，其中具有两个支路，每个支路带有与二极管串联的串联电阻和串联电容；
图2描述了混频器结构的示意性第二实施方式，该混频器结构与图1中示出的混频器结构相似，其中两个支路连接到180°环形波导耦合器；
图3描述了混频器结构的示意性第三实施方式，该混频器结构与图1和图2中示出的混频器结构相似，其中两个支路连接到90°混合耦合器；
图4描述了多普勒雷达传感器的示意性第一实施方式，其中图3中所示的混频器结构被插入于振荡器和多普勒传感器的天线之间；
图5a描述了多普勒雷达传感器的示意性第二实施方式，该多普勒雷达传感器与图4中示出的多普勒雷达传感器相似，其中两个支路连接到插入于振荡器和天线之间的传输线部件；
图5b描述了多普勒雷达传感器的示意性简化实施方式，该多普勒雷达传感器与图5相似，其中两个支路连接到插入于振荡器和天线之间的传输线部件，两个混频器二极管被电容去耦，彼此之间DC耦合并通过串联电阻和电容连接到放大器；
图6a描述了示意性的双信道多普勒雷达传感器，其基于两个图5中所示的单信道多普勒雷达传感器；
图6b描述了多普勒雷达传感器的示意性简化实施方式，其与图6a相似，其中两个支路连接到插入于振荡器和天线之间的传输线部件，两个混频器二极管被电容去耦，彼此之间DC耦合并通过串联电阻和电容连接到放大器；以及
图7描述了示意性的双信道多普勒雷达传感器，其基于两个图4中所示的单信道多普勒雷达传感器；
附图标记列表
10混频器结构
12a混频器支路
12b混频器支路
14串联电阻
14a串联电阻
14b串联电阻
16串联电容
16a串联电容
16b串联电容
18a二极管
18b二极管
20混合耦合器
22负载电阻
22a负载电阻
22b负载电阻
24a去耦电容
24b去耦电容
26a匹配电路
26b匹配电路
28可操作放大器
30雷达传感器
32振荡器
34天线
36 3dB耦合器
110混频器结构
118a二极管
118b二极管
120 180°环形波导耦合器
130雷达传感器
210混频器结构
220 90°混合耦合器
230雷达传感器
310混频器结构
320传输线部件
IF1信号
IF2信号
具体实施方式
图1示出了用于自动门的多普勒雷达传感器的混频器结构10的第一实施方式。雷达的载波频率优选为24.125GHz。
混频器结构10具有用于来自电子振荡器输出信号的本地振荡器输入端口LO，和用于来自天线的输出信号的天线射频输入端口RF。混频器结构10还具有用于混频器结构10产生的总输出信号的中频输出端口IF。
混频器结构10具有两个混频器支路12a和12b，每个支路分别带有负载电阻22a和22b、去耦电容24a和24b、与二极管18a和18b串联的串联电阻14a和14b以及串联电容16a和16b。两个支路12a和12b的二极管18a和18b以相反方向设置。
混频器支路12a和12b通过180°或90°混合耦合器20连接到LO端口和RF端口，使得在混频器支路12a和12b中产生的对应于LO信号和RF信号之间的多普勒偏移的中频信号IF1和IF2被处理到总IF输出信号。两个支路12a和12b起到了混合耦合器20的每个输出端上的整流器的作用，一个给出正电压，另一个给出负电压。
为了增加二极管18a和18b的RF输入阻抗，在两个二极管18a和18b之间不存在直接DC链路，从而混频器结构10的两个支路12a和12b被分别考虑。增加的二极管RF输入阻抗会对IF1和IF2信号的信号幅度的增加产生影响。这是有积极作用的，特别是与具有相对较高阻抗的用于IF信号的放大器结合使用时。由于两个二极管18a和18b没有被直接连接，在二极管18a和18b之间没有极化电流流过，且二极管18a和18b的RF阻抗不会减少。
在每个支路12a和12b和地之间，分别置有电阻22a和22b以作为负载，它们将把由相关的二极管18a或18b产生的IF1信号和IF2信号的电流转变(convert)成电压。去耦电容24a和24b被用于每个支路12a和12b，以向RF信号提供接地。
匹配电路26a和26b作为阻抗变换器被用于每个支路12a和12b，以作出混合耦合器20的输出线的低阻抗(典型的，50欧姆)与二极管18a和18b的高阻抗之间的转换。所述匹配电路26a和26b是按阻抗提升(step up)的或是按电压提升的。这意味着二极管18a和18b之间的RF电压将会更高，生成更高的整流IF1或IF2信号电压。
两个混频器支路12a和12b通过可操作放大器28与IF输出端口进行连接，从而使得IF1和IF2信号将被添加到一起以产生总输出信号。由此，支路12a和12b的两个IF1和IF2输出被合并为进入可操作放大器28的反向(inverting)输入端(-)的AC。支路12a和12b的电容16a和16b因而移除由LO信号产生的DC电压，该电压对18a或18b中的一个二极管来讲是正的，对另一个来讲是负的。
可操作放大器28的IF输出端口经由一对并联的电阻30和电容32而连接到反向输入端(-)，提供反馈和增益设置。可操作放大器28的非反向输入端(+)连接到参考电压VREF。
可操作放大器28将两个支路12a和12b的IF1和IF2信号相加并消除LO AM噪声信号。
在多普勒雷达传感器中，LO波与从目标反射的RF信号进行叠加，并且混频器二极管18a和18b将对结果信号的瞬时幅度进行整流。通过二极管18a和18b进行整流的信号的幅度变化是中频多普勒频率。从而，两个二极管18a和18b将接收LO AM噪声，其与LO和RF信号之间的相对相位不相关。这样，多普勒IF信号将被起到两个单独检测器作用的两个支路12a和12b检测，并将具有允许IF1和IF2信号相加以及允许消除LO AM噪声的相位关系。简单的AC耦合对来自两个支路的多普勒信号相加，并对LO幅度噪声进行消除，同时保留各自的二极管DC极化。
图2示出了混频器结构110的第二实施方式，其与图1中所示的第一实施方式相似。其中与第一混频器结构10中的元件相同的元件具有相同的参考标记，从而对这些内容的描述可以参见第一实施方式的解释。与第一实施方式不同的是，两个支路12a和12b连接到180°环形波导耦合器120。
LO端口、RF端口和用于连接支路12a和12b的端口连接到环形波导耦合器120上的不同点。环形波导耦合器120的端口之间的相移如下所示：
LO端口到支路12a：1/4信号波长(λ/4)；
支路12a到RF端口：1/4信号波长(λ/4)；
RF端口到支路12b：1/4信号波长(λ/4)；
支路12b到LO端口：3/4信号波长(3λ/4)。
二极管匹配电路和可操作放大器在第二实施方式中被省略。支路12a和12b直接合并到混频器结构110的IF端口。
混频器结构110在LO端口和RF端口之间很好地进行了隔离。
图3中，示出了混频器结构210的第三实施方式。第三实施方式与图2中所示的第二实施方式相似。与第二实施方式不同的是，两个支路12a和12b连接到90°混合支线耦合器220的输出端。
所述混合耦合器220生成90°相移信号以使用LO信号对二极管18a和18b进行极化，以及生成-90°相移信号，以由二极管18a和18b对RF信号进行RF接收。
图4表示单信道多普勒雷达传感器30的第一实施方式。图3中示出的混频器结构210插入于多普勒传感器30的振荡器32和天线34之间。单个天线34用于发射和接收。其中与图3中示出的混频器结构210中的元件相同的元件仍然具有相同的参考标记，从而对这些内容的描述可以参见图3中所示的混频器结构210的解释。
振荡器输入端口LO经由3dB耦合器36连接到振荡器32，并且射频输入端口(RF)经由3dB耦合器36连接到天线34。通过该3dB耦合器36，可以获得混频器结构210所需的振荡器信号和天线信号，同时将振荡器信号功率的一半传送到天线34，并继而被发射。
图5a示出了单信道多普勒雷达传感器130的第二实施方式，该单信道多普勒雷达传感器130与图4中所示的单信道多普勒雷达传感器30相似。与第一实施方式不同的是，传输线部件320插入于振荡器32和天线34之间。带有两个二极管118a和118b的混频器支路12a和12b连接到传输线部件320的不同点以进行采集。由于传输线部件320的长度是信号波的半波长的倍数(nλ/2)，从一侧看入的阻抗与从另一侧看入的阻抗相等。这意味着由于传输线部件320是被插入的，从而它对振荡器32和天线34之间的沿线上的驻波比不会产生影响。传输线部件320具有不同的特征阻抗，并且其阻抗被调整为对天线34和混频器结构310之间的振荡器信号比进行调整。
两个二极管118a和118b与图1-图4中所示的其它实施方式中的二极管18a和18b具有相似的功能。它们以相反的方向设置，并由沿传输线部件320的信号波的1/4波长(λ/4)进行分离，以在传递多普勒信号的同时提供振荡器幅度噪声消除。二极管118a和118b对沿传输线部件320传播的电压的一部分进行采集，并导致前向LO功率和从目标返回的RF功率的混合。
通过调整传输线部件320的特征阻抗，便可能对被发送到天线34的LO能量相对于被发送到混频器结构310的能量之间的比值进行调整。在沿传输线部件320的二极管118a和118b的各自位置处，LO幅度噪声保持不变，但一旦RF信号与RF信号进行混合，便会给出180°相变的IF1和IF2。由于两个二极管118a和118b处于相反的方向，IF多普勒信号被获取，LO幅度噪声被消除。两个不同相的信号相减的事实会最大化它们的和，并且噪声消除会改善信号噪声比。
图5b示出了图5a的实施方式的简化版本，其中两个二极管由电容24a、24b进行去耦，且随后彼此DC连接，并连接到负载电阻22，这将把由二极管生成的IF电流转变成电压，该电压由单独的电阻14和电容16施加到可操作放大器上。该结构提供更少的电压增益，但有时更易进行加工。这同样是经典混频器电路在线内混频器配置中的应用。
图6a示出了双信道多普勒雷达传感器230，其基于两个如图5a中所示的单多普勒雷达传感器。双信道多普勒雷达传感器230具有两个带有IFI和IFQ输出端口的信道以用于方向感应。其中与图5a中示出的单信道多普勒雷达传感器130中的元件相同的元件仍然具有相同的参考标记，从而对这些内容的描述可以参见图5中所示的单信道多普勒传感器130的解释。
为了实现两个信道，两个混频器结构310插入于振荡器32和天线34之间，以使得混频器结构310的混频器支路12a和12b彼此之间具有信号波的1/8波长(λ/8)的偏移，由此，二极管118a和118b相距1/4波长(λ/4)。这意味着混频器结构310具有沿传输线部件的45°偏移。
通过对两个混频器结构310的每个二极管118a和118b进行交织(interleave)，并保持它们之间在传输线部件320上间隔距离λ/8，便有可能从两个支路12a和12b中获得IFI和IFQ信道，同样具有LO幅度噪声消除和多普勒信号求和的特性。由于两个信道IFI和IFQ之间沿传输线部件320方向偏移1/8波长(λ/8)，IFI信号和IFQ信号间的相位调整将会按照需要为90°。通过处理IFI信号和IFQ信号能够确定移动的方向。能够确定目标是逐渐接近传感器230还是逐渐远离。
此外，还可以进一步地获益，即如果支路12a或12b的二极管118a和118b中的一个出现问题将会被检测为错误行为。
图6b示出了图6a中的实施方式的简化版本，其中每个信道的两个二极管通过电容24a、24b进行去耦，并随后彼此DC连接，以及连接到负载电阻22，这将把由二极管生成的电流转变成电压，该电压由单独的电阻14和电容16施加到可操作放大器上。该结构提供更少的电压增益，但有时更易进行加工。这同样是经典混频器电路在线内混频器配置中的应用。
图7示出了可替换的双信道多普勒雷达传感器330，其基于图4中所示的两个多普勒雷达传感器30。两个混频器结构210与图3中所示的相似，插入于振荡器32和天线34之间。两个混频器结构310位于两个并联臂40上，从而它们的3dB耦合器36相对于彼此偏移信号波的1/8波长(λ/8)。
两个混频器结构210的输出端实现两个信道IFI和IFQ，其与图6中所示的双信道多普勒雷达传感器230的信道IFI和IFQ相似。对这两个信道IFI和IFQ的处理将给出目标相对于双信道多普勒雷达传感器230的移动的方向。
所有描述的混频器结构10；110；210；310，以及所有描述的多普勒雷达传感器30；130；230；330都能被用于不同于自动门的其它应用。
区别于单天线配置，多普勒雷达传感器30；130；230；330还能通过双天线配置来实现，其中一个天线用作发射机(TX)，一个天线用作接收机(RX)。混频器结构10；110；210；310的LO端口随后经由分路器连接到振荡器并直接连接到RX。RF信号清楚地能够供给混频器结构10；110；210；310。LO端口和RF端口之间需要例如大于20dB的隔离，以避免天线辐射方向图畸变。

Claims (13)

1.一种用于多普勒雷达应用的混频器结构(10；110；210；310)，该混频器结构(10；110；210；310)具有：
用于来自电子振荡器(32)的输出信号的振荡器输入端口(LO)；
用于来自接收装置(34)的输出信号的射频输入端口(RF)；
用于产生于所述混频器结构(10；110；210；310)的总输出中频信号的输出端口(IF；IFI、IFQ)；以及
两个混频器支路(12a，12b)，每个混频器支路(12a，12b)带有二极管(18a，18b；118a，118b)，其中所述混频器支路(12a，12b)连接到所述振荡器输入端口(LO)和射频输入端口(RF)，从而使得中频信号(IF1，IF2)被处理到总输出信号中，其中所述中频信号(IF1，IF2)产生于所述混频器支路(12a，12b)中并对应于振荡器信号和射频信号之间的多普勒偏移，其特征在于，每个混频器支路(12a，12b)包括整流器电路，该整流器电路具有二极管(18a，18b；118a，118b)、负载电阻(22a，22b)、去耦电容(24a，24b)、串联电阻(14a，14b)和串联电容(16a，16b)。
2.根据权利要求1所述的混频器结构，其特征在于，所述二极管(18a，18b；118a，118b)以相反的方向设置。
3.根据权利要求1或2所述的混频器结构，其特征在于，每个混频器支路(12a，12b)包括匹配电路(26a，26b)，以将该混频器支路(12a，12b)的输入阻抗与射频输入端口线的阻抗进行匹配。
4.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的混频器结构，其特征在于，所述混频器支路(12a，12b)通过180°或90°混合耦合器(20；120；220)而连接到所述振荡器输入端口(LO)和所述射频输入端口(RF)。
5.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的混频器结构，其特征在于，所述混频器支路(12a，12b)通过可操作放大器(28)而交流连接到输出端口(IF)，从而使得中频信号(IF1，IF2)将相加以产生所述总输出信号。
6.一种多普勒雷达传感器(30；130；230；330)，该多普勒雷达传感器(30；130；230；330)具有至少一个根据前述权利要求中的任一权利要求所述的混频器结构(210；230)，该混频器结构(210；230)具有：
用于来自电子振荡器(32)的输出信号的振荡器输入端口(LO)；
用于来自接收和传输装置(34)的输出信号的射频输入端口(RF)；以及
用于产生于所述混频器结构(210；310)的总输出信号的输出端口(IF；IFI，IFQ)，
其特征在于，所述混频器结构(210；310)插入于所述多普勒传感器的振荡器(32)与接收和传输装置(34)之间。
7.根据权利要求6所述的多普勒雷达传感器，其特征在于，所述混频器结构(210)包括3dB耦合器(36)，该3dB耦合器(36)用来获取所述混频器结构(210)所需的振荡器信号和射频信号，同时使所述振荡器信号功率的一半能够到达所述接收和传输装置(34)并且被发射。
8.根据权利要求7所述的多普勒雷达传感器，其特征在于，两个混频器结构(210)插入于所述振荡器(32)与所述接收和传输装置(34)之间，其中所述两个混频器结构(210)位于两个并联臂(40)上，从而使得所述两个混频器结构(210)的3dB耦合器(36)相对于彼此偏移信号波的1/8波长。
9.一种具有至少一个混频器结构(310，410)的多普勒雷达传感器，该多普勒雷达传感器包括传输线部件(320)，该传输线部件(320)插入于振荡器(32)与接收和传输装置(34)之间的线路中，并且混频器二极管(118a，118b)连接到所述传输线部件(320)的不同点以采集信号波，其特征在于，所述传输线部件(320)的长度是所述信号波的半波长的倍数，所述传输线部件(320)的特征阻抗与来自所述振荡器(32)和来自所述接收和传输装置(34)的线路的特征阻抗不同，并且所述传输线部件(320)的阻抗被调整，以对所述接收和传输装置(34)与所述混频器结构(310，410)之间的振荡器信号比进行调整。
10.根据权利要求9所述的多普勒雷达传感器，其特征在于，所述支路中的两个混频器二极管(118a，118b)以相反的方向设置，并以沿所述传输线部件(320)的所述信号波的1/4波长进行分离。
11.根据权利要求9或10所述的多普勒雷达传感器，其特征在于，两个混频器结构(310，410)插入于所述多普勒传感器(230)的振荡器(32)与接收和传输装置(34)之间，从而使得第一混频器结构(310，410)的混频器二极管(118a，118b)沿所述传输线部件相对于第二混频器结构(310，410)的混频器二极管(118a，118b)具有所述信号波的1/8波长的偏移。
12.根据权利要求9-11中的任一权利要求所述的多普勒雷达传感器，其特征在于，设置有根据权利要求1-5中的任一权利要求所述的混频器结构(310)。
13.根据权利要求6-12中的任一权利要求所述的多普勒雷达传感器，该多普勒雷达传感器用于自动门。
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