CN101572562B - 消除干扰的方法 - Google Patents

Abstract

本发明关于一种消除干扰的方法。首先，接收由一传送端所发出的接收信号，其中接收信号中包含有一训练序列。接着，计算接收信号中的训练序列的一信号对干扰噪声比，根据信号对干扰噪声比，进而判断接收信号中是否存在有一同频干扰信号，并计算接收信号中每个时间索引对应的信号能量，以侦测干扰的一起始点与一结束点。最后，当侦测出接收信号中存在有同频干扰信号，利用起始点与结束点的时间，决定启动一干扰消除滤波器的时间。

Description

消除干扰的方法

技术领域

本发明是有关于一种消除干扰的方法，且特别是有关于一种消除接收信号中同频干扰的方法。

背景技术

在无线通信的环境中，若传送信号的频带与相邻区域所使用的频带相同时，传送信号将容易遭受到同频干扰(co-channel interference)。因此，在目前无线通信系统中所使用的蜂窝式(Cellular)结构将使邻近地区都使用不同的频带，如图1所示。图1绘示为蜂窝式无线通信系统的示意图。请参考图1，区域A、B、C与D均使用不同的频带，并且，使用相同频带的区域均被其它的区域所分隔。当图1中的手持装置110位于区域A时，区域A中的基站传送至手持装置的信号，不容易受到周围区域B、C与D中的信号所干扰，同时，由于和区域A使用相同频带的区域距离较远，因此同频干扰的能量较低，手持装置110所接收的信号也不易受到同频干扰。

上述相邻区域使用不同频带的方式，将会使得频带的使用率降低，也就使得系统的容量降低。然而，当系统内的客户端增加时，将可能使得部分手持装置无法进行通信。因此，目前也有部分的通信系统中的结构如图2所示，以提高系统的容量。图2绘示为蜂窝式无线通信系统的示意图。请参考图2，每个区域F均使用相同的频带，因而使得基站与手持装置210之间的信号容易遭受到周围基站的干扰。因此，在上述图2中的蜂窝式结构下，接收端通常引用单天线干扰消除(SingleAntenna Interference Cancellation，SAIC)的技术，来消除接收信号中的同频干扰。

目前的接收端通常结合单天线干扰消除技术与信道估测技术，来消除接收信号中的干扰。然而，此做法在同频干扰很大的状况下，能够大大提高接收端的效能。但是，若在同频干扰很小甚至没有同频干扰时，单天线干扰消除技术反而会降低接收端的效能，甚至使接收端的效能低于传统未使用单天线干扰消除技术的接收端。

美国专利公开号US 2007/0058709提出一种切换机制，使接收端能够动态地切换使用单天线干扰消除均衡器与最大可能序列估测(Maximum-Likelihood Sequence Estimation，MLSE)均衡器。并且，上述机制让整个丛发(burst)信号选择经由单天线干扰消除均衡器或最大可能序列估测均衡器处理，进而提高接收端的效能。

另外，美国专利公开号US 2005/0152485提出一种单天线干扰消除接收器(SAIC receiver)，利用系统所定义的多种训练序列(trainingsequence)，计算不同训练序列与干扰信号的相关性(correlation)，由相关性的大小来决定干扰信号与欲得到的信号之间的时间差，再将所得到的时间差提供给后端的信道估测单元。

发明内容

本发明提供一种消除干扰的方法，用以在接收端消除接收信号中的干扰。

为解决上述问题，本发明提出一种消除干扰的方法，包括：接收由一传送端所发出的一接收信号，其中接收信号中包含一训练序列；计算接收信号中的训练序列的一信号对干扰噪声比，利用信号对干扰噪声比，判断接收信号中是否存在有一同频干扰信号，并计算接收信号中每个时间索引分别对应的信号能量，用以侦测同频干扰信号的一起始点与一结束点；以及，当侦测出接收信号中存在有同频干扰信号，利用起始点与该结束点，作为启动一干扰消除滤波器的时间。

在本发明的一实施例中，当判断接收信号中不存在有同频干扰信号时，进行最大可能序列估测算法，用以等化接收信号。

在本发明的一实施例中，当接收信号对应的时间索引介于起始点与该结束点之间时，接收信号透过干扰消除滤波器进行等化处理。当接收信号对应的时间索引介于起始点与该结束点之外时，接收信号透过最大可能序列估测算法进行等化处理。

在本发明的一实施例中，上述计算接收信号中的训练序列的信号对干扰噪声比的步骤包括：利用接收信号中的训练序列，估测第一信道脉冲响应；将一预设训练序列与第一信道脉冲响应进行卷积运算，以得到一第一估测信号，并计算第一估测信号的能量；计算第一估测信号与接收信号中的训练序列的差值，以得到一第一干扰噪声，并计算第一干扰噪声的能量；以及，计算第一估测信号的能量与第一干扰噪声的能量的比值，以得到信号对干扰噪声比。

在本发明的一实施例中，上述判断该接收信号中是否存在有同频干扰信号的步骤包括：将信号对干扰噪声比与一第一阈值进行比较；以及，当信号对干扰噪声比小于该第一阈值，则判断出接收信号中存在有同频干扰信号，否则，判断出接收信号中不存在有同频干扰信号。

在本发明的一实施例中，上述侦测干扰的起始点与结束点的步骤包括：依照接收信号的时间索引，依序计算每个时间索引对应的接收信号的信号能量；依照接收信号的时间索引，依序计算第k时间索引对应的接收信号与第k-1时间索引对应的接收信号的信号能量差值；计算一能量阈值；计算一变化阈值；在接收信号的时间索引中，找出一第一时间与一第二时间，其中第一时间为大于或等于能量阈值的接收信号的信号能量中的最小的时间索引，第二时间为大于或等于能量阈值的该接收信号的信号能量中的最大的时间索引；在接收信号的时间索引中，找出一第三时间与一第四时间，其中第三时间为大于或等于变化阈值的该接收信号的信号能量差值中具有最小的时间索引，第四时间为大于或等于该变化阈值的该接收信号的信号能量差值中具有最大的时间索引；在第一时间与该第三时间中，选取较小的时间作为起始点；以及在第二时间与第四时间中，选取较大的时间作为结束点。

在本发明的一实施例中，上述消除干扰的方法进一步包括利用所侦测出的同频干扰信号的起始点与结束点，调整起始点与结束点之期间内在一译码算法中对应的分支计量值。

本发明因采用侦测干扰的起始点与结束点，并利用所侦测出的起始点与结束点的时间，决定启动干扰消除滤波器的时间，使得干扰消除滤波器可以准确地在接收信号中存在有同频干扰时才会启动，进而能够提高接收端的效能。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

附图说明

图1绘示为蜂窝式无线通信系统的示意图。

图2绘示为蜂窝式无线通信系统的示意图。

图3绘示为本发明实施例的消除干扰方法的步骤流程图。

图4绘示为GSM系统中的丛发信号的数据结构示意图。

图5绘示为真实的丛发信号与同频干扰在时域上的示意图。

图6绘示为本发明另一实施例的消除干扰方法的步骤流程图。

图7绘示为步骤S620中的多个子步骤流程图。

图8绘示为步骤S620中的多个子步骤流程图。

图9绘示为步骤S630中的多个子步骤流程图。

图10(a)绘示为丛发信号的信号能量的波形示意图。

图10(b)绘示为丛发信号的信号能量差值的波形示意图。

图11绘示为步骤S630中的多个子步骤流程图。

图12(a)绘示为补偿后的丛发信号的信号能量的波形示意图。

图12(b)绘示为补偿后的丛发信号的信号能量差值的波形示意图。

图13绘示为本发明另一实施例的消除干扰方法的步骤流程图。

图14绘示为在不同载波干扰比之下，接收端的位错误率趋势图。

具体实施方式

图3绘示为本发明实施例的消除干扰方法的步骤流程图。在本实施例中，先假设消除干扰方法应用于一接收端，而此接收端为了消除接收信号中的同频干扰，因而具有一干扰消除滤波器。

请参考图3，首先，接收端接收由传送端所发出的接收信号(步骤S310)。其中，接收信号中包含有一训练序列。接着，接收端计算接收信号中的训练序列的信号对干扰噪声比(Signal-to-Interference-plus-Noise power Ratio，SINR)，并利用所计算出的信号对干扰噪声比，判断接收信号中是否存在有一同频干扰信号(步骤S320)，也就是判断接收信号是否遭受到同频干扰。

当判断出接收信号中存在有同频干扰信号时，接收端将计算接收信号中每个时间索引(time index)对应的信号能量，以侦测干扰的一起始点与一结束点(步骤S330)。由于当接收信号受到同频干扰时，将造成信号振幅瞬时大量增加或减少。因此，本实施例藉由侦测接收信号的能量，来侦测出干扰的起始点与结束点。

在计算出干扰的起始点与结束点之后，接收端将利用所侦测出的起始点与结束点，决定启动内部的干扰消除滤波器的时间(步骤S340)。换句话说，接收端依据所侦测出的起始点与结束点，判断接收信号受到同频干扰的区段时，当判断出此时的接收信号受到同频干扰时，干扰消除滤波器将被使用来消除此时的同频干扰。反之，若在步骤S320中，接收端判断出接收信号中不存在有同频干扰信号时，接收端将不启动内部的干扰消除滤波器(步骤S350)，直接对接收信号进行等化与解调。

上述接收端中的干扰消除滤波器可以是使用单天线干扰消除技术或是其它的干扰消除技术。另外，上述实施例中的步骤S320与S330可以是同时进行，也可以是依序进行，也就是说，在接收到接收信号之后，接收端可直接侦测干扰的起始点与结束点，并同时判断接收信号是否受到同频干扰。

为了使本领域通常知识者可以透过本实施例实施本发明，以下将本发明应用于一全球行动通信系统(Global System for Mobilecommunications，以下简称GSM)。依照GSM规范，数据以丛发(burst)的型式放在时间槽(timeslot)传输。因此，以下的接收信号例如为一丛发信号。图4绘示为GSM系统中的丛发信号的数据结构示意图。请参考图4，一般的丛发信号包括起始位(head bit)、数据位、旗标(flag)、训练序列(training sequence)、结束位(tailing bit)与保护区间(guard interval)。其中，训练序列包含26个位，且位于丛发信号的中间位置。而整个丛发信号不包含保护区间共148个位。

丛发信号传输的过程中，当基站所发出的信号被周围基站的信号干扰时，若周围基站使用的频带与本身基站所使用的频带不相同时，干扰的信号将轻易地被接收器中前端的带通滤波器(bandpass filter)滤除。然而，若周围基站使用的频带与服务的基站使用的频带相同时，周围基站发出的信号将成为严重的同频干扰。

在时域上，上述的同频干扰可能与所传送的真实的丛发信号同步或者不同步。以训练序列为观察的基准，同频干扰可能与传送的丛发信号之间的关系如图5所示。图5绘示为真实的丛发信号与同频干扰在时域上的示意图。请参考图5，其横坐标表示时间，图5中包括一真实的丛发信号以及五种同频干扰的状态。状态1的同频干扰与真实的丛发信号完全同步，状态2～5的同频干扰与真实的丛发信号不同步。其中，状态2的同频干扰晚于发生真实的丛发信号，但发生于训练序列之前。状态3的同频干扰发生于训练序列之后。状态4的同频干扰早于发生真实的丛发信号，但结束于训练序列之后。状态5的同频干扰早于发生真实的丛发信号，但结束于训练序列之前。

由图5可观察出，在状态2～状态5中的同频干扰并没有干扰到整个丛发信号，但是，若接收端将整个丛发信号都使用干扰消除滤波器进行处理，将使得未受到同频干扰的丛发信号被干扰消除滤波器过度补偿而失真，使得接收端解调出错误的信息。因此，接收端中的干扰消除滤波器在一个丛发信号内，需要更有弹性地被开启或关闭。

图6绘示为本发明另一实施例的消除干扰方法的步骤流程图。首先，接收端接收来自传送端的一丛发信号(步骤S610)。由图4中的丛发信号的数据结构可知，依照GSM系统的规定，丛发信号包含有一个26位的训练序列。接着，接收端计算丛发信号中的训练序列的信号对干扰噪声比，并利用所计算出的信号对干扰噪声比，判断丛发信号中是否存在有一同频干扰信号(步骤S620)，也就是说，判断接收信号是否遭受到同频干扰。

在本实施例中，上述步骤S620又包含多个子步骤，如图7所示。请参考图7，首先，接收端利用所接收的丛发信号中的训练序列，估测一第一信道脉冲响应(步骤S710)。为了方便说明，以下将估测出的第一信道脉冲响应表示为

其中底线表示该数学符号为向量。而接收的丛发信号表示为r[k]，k＝0，...，147，由上述GSM系统中的丛发信号的数据结构可知，丛发信号中的训练序列为r[k]，k＝61，...，86。而在上述步骤S710中，由于利用训练序列估测信道脉冲响应为接收端常用技术，故不再详加赘述。

接着，接收端计算一预设训练序列与第一信道脉冲响应的卷积(convolution)，以得到一第一估测信号，并计算第一估测信号的能量(步骤S720)。其中，上述预设训练序列为接收端已知的信号，表示为s＝[s[0]s[1]…s[25]]。而第一估测信号表示为

其值为 $\underset{\‾}{\overset{~}{s}}=\underset{\‾}{s}\⊗\underset{\‾}{\overset{^}{h}}.$

表示卷积运算子(convolution operator)。由上述第一估测信号的数学式可知，第一估测信号

表示原始未受信道影响的训练序列只受到信道脉冲响应的影响，换句话说，第一估测信号没有干扰与噪声的成分。

另外，上述步骤S720中的第一估测信号

的能量的计算方式例如为：

$P_{\underset{\‾}{\overset{~}{s}}}=\frac{1}{26}\underset{k=0}{\overset{25}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\tilde{s}\left[k\right]\right|}^2$

在此，为了减少信道对丛发信号中的部分训练序列造成的影响，将第一估测信号

中前面l个信号在计算能量时，不纳入考虑，因此，第一估测信号

的能量的计算方式表示为：

$P_{\underset{\‾}{\overset{~}{s}}}=\frac{1}{27-l}\underset{k=0}{\overset{26-l}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\tilde{s}\right[l-1+k\left]\right|}^2.$

其中，l表示为第一信道脉冲响应

的信道长度(channel length)。

接下来，接收端计算第一估测信号

与丛发信号中的训练序列r[k]，k＝61，...，86的差值，以得到一第一干扰噪声，并计算第一干扰噪声的能量(步骤S730)。其中，第一干扰噪声表示为z，其值为 $\underset{\‾}{z}=\left[z\right[0\left]z\right[1]\·\·\·z[25\left]\right]=\left[r\right[61\left]r\right[62]\·\·\·r[86\left]\right]-\left[\tilde{s}\right[0\left]\tilde{s}\right[1]\·\·\·\tilde{s}[25\left]\right].$ 由于上述已计算出未包含干扰与噪声的第一估测信号

因此，就信号的角度而言，由第一估测信号与丛发信号中的训练序列r[k]，k＝61，...，86的差值所得的第一干扰噪声z可以视为丛发信号中关于训练序列中的干扰与噪声成份。

另外，上述步骤S730中，计算第一干扰噪声z的能量的方式可类似于步骤S720中的能量计算方式，故第一干扰噪声z的能量的数学式可表示为：

$P_{\underset{\‾}{z}}=\frac{1}{26}\underset{k=0}{\overset{25}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z\right[k\left]\right|}^2,$ 或是 $P_{\underset{\‾}{z}}=\frac{1}{27-l}\underset{k=0}{\overset{26-l}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z\right[l-1+k\left]\right|}^2.$

接下来，接收端计算第一估测信号的能量

与第一干扰噪声的能量P _z 的比值，以得到信号对干扰噪声比(步骤S740)。其中，信号对干扰噪声比表示为SINR_a，其值为 $\mathrm{SIN}{R}_a=\frac{P_{\underset{\‾}{\overset{~}{s}}}}{P_{\underset{\‾}{z}}}.$ 然后，判断接收端的信号对干扰噪声比SINR_a是否小于第一阈值(步骤S750)。由于同频干扰信号由邻近区域所传输的相同频带的信号造成，使得在接收的丛发信号受到同频干扰时，接收的丛发信号将包含有大量的干扰，使得丛发信号的信号对干扰噪声比SINR_a变小。

因此，若信号对干扰噪声比SINR_a小于第一阈值时，则接收端将判断出丛发信号中存在有同频干扰信号(步骤S760)。相反地，若信号对干扰噪声比SINR_a大于或等于第一阈值，则接收端将判断出丛发信号中不存在有该同频干扰信号(步骤S770)。在本实施例中，上述的第一阈值可以由接收端根据硬件设计或系统的规格调整。

由上述图7可知，接收端透过信号对干扰噪声比SINR_a的值来侦测同频干扰。为了使得接收端能够更精准地侦测出丛发信号中是否有同频干扰，本实施例另提出一增益参数，使接收端同时依据信号对干扰噪声比SINR_a与增益参数来侦测同频干扰，而详细步骤如图8所示。请参考图8，步骤S810～S840相同于图7中步骤S710～S740，故不再详加赘述。接下来，接收端对所接收的丛发信号进行一干扰消除算法，以得到一等效丛发信号(步骤S850)。在本实施例中，接收端例如包括一干扰消除滤波器，而上述步骤S850中，接收端例如先将所接收的丛发信号透过干扰消除滤波器进行滤波处理后，得到滤波后的等化丛发信号。

接下来，接收端利用等效丛发信号中的等效训练序列，计算一第二信道脉冲响应(步骤S855)。在此为了方便说明本实施例，等化丛发信号表示为r′[k]，k＝0，...，147，等化丛发信号中的等化训练序列表示为r′[k]，k＝61，...，86，而透过等化训练序列所估测出的第二信道脉冲响应表示为

在估测出第二信道脉冲响

之后，接收端计算预设训练序列与第二信道脉冲响应的卷积，以得到一第二估测信号，并计算第二估测信号的能量(步骤S860)。其中预设训练序列为接收端已知的信号，表示为s＝[s[0]s[1]…s[25]]，而第二估测信号表示为

上述步骤S860中的第二估测信号

与其能量的计算方式类似于图7的步骤S720，故第二估测信号的值为 $\underset{\‾}{{\tilde{s}}^{\′}}=\underset{\‾}{s}\⊗\underset{\‾}{{\hat{h}}^{\′}},$ 能量可为 $P_{\underset{\‾}{{\tilde{s}}^{\′}}}=\frac{1}{26}\underset{k=0}{\overset{25}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{s}}^{\′}\right[k\left]\right|}^2$ 或 $P_{\underset{\‾}{{\tilde{s}}^{\′}}}=\frac{1}{27-l}\underset{k=0}{\overset{26-l}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{s}}^{\′}\right[l-1+k\left]\right|}^2.$

接下来，接收端计算第二估测信号与丛发信号的差值，以得到一第二干扰噪声，并计算该第二干扰噪声的能量(步骤S865)。其中，第二干扰噪声表示为z′，其值为

$\underset{\‾}{z^{\′}}=\left[z^{\′}\right[0\left]z^{\′}\right[1]\·\·\·z^{\′}[25\left]\right]=\left[r^{\′}\right[61\left]r^{\′}\right[62]\·\·\·r^{\′}[86\left]\right]-\left[{\tilde{s}}^{\′}\right[0\left]{\tilde{s}}^{\′}\right[1]\·\·\·{\tilde{s}}^{\′}[25\left]\right]$

。上述步骤S865中，计算第二干扰噪声z′的能量的计算方式可例如为图7的步骤S730，因而第二干扰噪声z′的能量例如为：

$P_{\underset{\‾}{z^{\′}}}=\frac{1}{26}\underset{k=0}{\overset{25}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z^{\′}\right[k-1\left]\right|}^2,$ 或是 $P_{\underset{\‾}{z^{\′}}}=\frac{1}{27-l}\underset{k=0}{\overset{26-l}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z^{\′}\right[l-1+k\left]\right|}^2.$

接下来，接收端计算第二估测信号的能量与第二干扰噪声的能量P _z′ 的比值，以得到一等效信号对干扰噪声比(步骤S870)，并计算等效信号对干扰噪声比与信号对干扰噪声比的比值，以得到一增益参数(步骤S875)。其中，等效信号对干扰噪声比表示为SINR_b，其值为 ${\mathrm{SINR}}_b=\frac{P_{\underset{\‾}{{\tilde{s}}^{\′}}}}{P_{\underset{\‾}{z^{\′}}}}.$ 而增益参数表示为G，其值为

$G=\frac{{\mathrm{SINR}}_b}{{\mathrm{SINR}}_a}.$

接着，接收端判断信号对干扰噪声比SINR_a是否小于一第一阈值，并判断增益参数G是否大于一第二阈值(步骤S880)。其中第一阈值与第二阈值可由接收端根据硬件设计或系统的规格调整。当信号对干扰噪声比SINR_a小于第一阈值且增益参数G大于第二阈值时，接收端则判断出丛发信号中存在有同频干扰信号(步骤S885)；反之，接收端则判断出丛发信号中不存在有同频干扰信号(步骤S890)。由上述步骤S880～S890可知，本实施例除了利用信号对干扰噪声比SINR_a的大小来判断是否有同频干扰之外，还另外利用增益参数G，来判断在使用干扰消除技术之后，接收端是否可以有效地提高信号对干扰噪声比。

请回头参考图6，若在步骤S620中，接收端判断出丛发信号中不存在有同频干扰信号时，接收端将不启动内部的干扰消除滤波器，并进行一最大可能序列估测(Maximum-Likelihood SequenceEstimation，MLSE)算法，以等化丛发信号(步骤S650)。

反之，若接收端判断出丛发信号中存在有同频干扰信号时，将侦测干扰的起始点与结束点(步骤S630)。由于当接收信号受到同频干扰时，接收信号的振幅瞬时会有大幅地增加或减少，因此，本实施例藉由侦测接收信号的能量，来侦测出干扰的起始点与结束点。上述步骤S630包括多个子步骤如图9所示。

请参考图9，首先，接收端依照丛发信号的时间索引，依序计算每个时间索引对应的丛发信号的信号能量(步骤S910)。以下时间索引例如表示为k，而时间索引对应的信号能量表示为P₀[k]，其值例如是将接收的丛发信号的平方，表示为P₀[k]＝|r[k]|²，其中k＝0，...，147。为了方便说明本实施例，假设丛发信号的信号能量的波形如图10(a)所示。其中，横坐标为取样时间k，纵坐标为信号能量P₀[k]。

请同时参考图9与图10(a)，接下来，接收端计算一能量阈值(步骤S920)。其中能量阈值表示为T_P0，其计算方式例如是由P₀[k]选出N个具有较大值的信号能量，选出的信号能量表示为α₀，α₁，...，α_N-1。而能量阈值的值例如为：

$T_{P_0}=\mathrm{\γ}\·\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i.$ 其中γ为接收端用以调整能量阈值的参数。

接着，接收端将在丛发信号对应的时间索引中(也就是k＝0，...，147之内)，找出一第一时间与一第二时间(步骤S930)。其中第一时间表示为F_P0，第二时间表示为B_P0。在上述步骤S930中，接收端先找出时间索引k中，大于或等于能量阈值T_P0的信号能量P₀[k]，再将大于或等于能量阈值T_P0的信号能量P₀[k]中的最小的时间索引作为第一时间F_P0，并将大于或等于能量阈值T_P0的信号能量P₀[k]中的最大的时间索引作为第二时间B_P0。换句话说，第一时间 $F_{P_0}=\min \left\{k\right|P_0\left[k\right]\≥T_{P_0}\},$ 第二时间 $B_{P_0}=\max \left\{k\right|P_0\left[k\right]\≥T_{P_0}\}.$

请继续参考图9，接收端依照丛发信号的时间索引，依序计算第k时间索引对应的丛发信号与第k-1时间索引对应的丛发信号的信号能量差值(步骤S940)。以下能量差值表示为P_d[k]，其中k＝0，...，147。而上述步骤S940中，接收端例如将k＝0对应的能量差值P_d[0]设定为一任意值，例如为P₀[0]，对于时间索引k介于0～147的能量差值P_d[k]，其值例如为P_d[k]＝|P₀[k]-P₀[k-1]|。为了方便说明本实施例，假设丛发信号的信号能量差值的波形如图10(b)所示。其中，横坐标为取样时间k，纵坐标为信号能量差值P_d[k]。

请同时参考图9与图10(b)，接下来，接收端计算一变化阈值(步骤S950)。其中变化阈值表示为T_Pd，其计算方式例如类似于上述步骤S920，由P_d[k]选出多个具有较大值的信号能量差值，再藉由所选出的多个信号能量差值的平均而得。

接着，接收端将在丛发信号对应的时间索引中(也就是k＝0，...，147之内)，找出一第三时间与一第四时间(步骤S960)。其中第三时间表示为F_Pd，第四时间表示为B_Pd。在上述步骤S960中，接收端先找出时间索引k中，大于或等于变化阈值T_Pd的信号能量差值P_d[k]，再将大于或等于变化阈值T_Pd的信号能量差值P_d[k]中的最小的时间索引作为第三时间F_Pd，并将大于或等于变化阈值T_Pd的信号能量差值P_d[k]中的最大的时间索引作为第四时间B_Pd。换句话说，第三时间 $F_{P_d}=\min \left\{k\right|P_d\left[k\right]\≥T_{P_d}\},$ 第四时间

$B_{P_d}=\max \left\{k\right|P_d\left[k\right]\≥T_{P_d}\}.$

请同时参考9与图10(a)(b)，最后，接收端在第一时间F_P0与第三时间F_Pd中，以较小的时间作为起始点(步骤S970)，并在第二时间B_P0与第四时间B_Pd中，以较大的时间作为结束点(步骤S980)。换句话说，干扰的起始点为min(F_P0，F_Pd)，结束点为max(B_P0，B_Pd)。另外，本实施例的起始点也可选择第一时间F_P0与第三时间F_Pd中的较大的时间，或者以第一时间F_P0与第三时间F_Pd的平均作为起始点，同样地，结束点也可有其它的决定方式，故本实施例并未限制起始点与结束点的决定方式。

由上述图9中的各子步骤可知，本实施例是透过丛发信号的信号能量与能量差值，来找出干扰的起始点与结束点。然而本领域具通常知识者应当知道，本实施例也可以是仅透过信号能量来决定起始点与结束点，也就是利用第一时间与第二时间来决定干扰的起始点与结束点。并且，本实施例也可以是仅透过信号能量差值来决定起始点与结束点，也就是利用第三时间与第四时间来决定干扰的起始点与结束点。

另外，为了使侦测起始点与结束点的过程不容易受到传输环境中其它电磁波的瞬时干扰的影响，因而造成接收端的误判，上述步骤S630又可以如图11中的各子步骤来实施。图11中的步骤类似于上述图9中的步骤，不同点在于接收端在计算出每个时间索引k对应的信号能量P₀[k]之后，透过平滑化滤波器对每个时间索引对应的信号能量进行信号补偿(步骤S1115)，以得到补偿后的信号能量，表示为k＝0～147。并且，接收端在计算出每个时间索引k对应的信号能量差值P_d[k]之后，透过平滑化滤波器对每个时间索引对应的信号能量进行信号补偿(步骤S1145)，以得到补偿后的信号能量差值，表示为

k＝0～147。补偿后的信号能量

与补偿后的信号能量差值

的波形分别绘示于图12(a)与图12(b)。

另外，图11中的在步骤S1120与S1130分别雷同于图9中的步骤S920与S940，其差别在于步骤S1120与S1130均是透过补偿后的信号能量

而完成，并未直接利用信号能量P₀[k]。同样地，图11中的步骤S1150与S1160分别雷同于图9中的步骤S950与S960，其差别在于步骤S1150与S1160均是透过补偿后的信号能量差值

而完成，并未直接利用信号能量差值P_d[k]。

请回头参考图6，在计算出干扰的起始点与结束点之后，接收端利用所侦测出的起始点与结束点，决定启动内部的干扰消除滤波器的时间(步骤S640)。换句话说，接收端依据所侦测出的起始点与结束点，判断所接收的丛发信号受到同频干扰的时间，并且让丛发信号中受到同频干扰的部分能够由干扰消除滤波器进行滤波处理，而其余在丛发信号中没有受到同频干扰的部分，进行传统接收端的等化或滤波处理。其中传统接收端例如利用最大可能序列估测算法来处理及等化丛发信号中没有受到同频干扰的部分。

由上述实施例可知，接收端利用最大可能序列估测算法或干扰消除滤波器，对丛发信号进等化或滤波。而以目前的GSM系统而言，接收端将对等化或滤波后的丛发信号进行译码与调变，以还原出原始的信息。而接收端在进行一译码算法时，本实施例还可以利用所侦测出的起始点与结束点，调整起始点与结束点之期间所对应的分支计量值(branch metric)，例如是降低干扰的起始点与结束点对应的分支计量值。换句话说，由于在起始点与结束点期间内，丛发信号受到严重的同频干扰，因此上述调整分支计量值将能够提高接收端错误更正(error correction)的能力。

图13绘示为本发明另一实施例的消除干扰方法的步骤流程图。再此假设本实施例与上述图6的实施例应用于相同的情况。请参考图13，首先，接收端接收来自传送端的一丛发信号(步骤S1310)。接着，接着，接收端判断丛发信号中是否存在有同频干扰信号(步骤S1320)，并侦测干扰的起始点与结束点(步骤S1330)。在本实施例中，上述步骤S1320与S1330分别类似于上述实施中的步骤S620与S630，故不再详加赘述。

接下来，若接收端判断出丛发信号中存在有同频干扰信号时，将利用在步骤S1330中所侦测出的起始点与结束点，决定启动内部的干扰消除滤波器的时间(步骤S1340)。反之，若接收端判断出丛发信号中不存在有同频干扰信号时，将进行最大可能序列估测算法，以等化丛发信号(步骤S1350)。最后，接收端利用在上述步骤S1330所侦测出的干扰的起始点与结束点，调整在一译码算法中起始点与结束点之期间对应的分支计量值(步骤S1360)。其中，调整分支计量值的方法例如是依据起始点与结束点之期间内的信号对噪声干扰比。换句话说，上述步骤S1360可以是计算丛发信号中起始点与结束点之期间内的信号对噪声干扰比，并计算丛发信号中起始点与结束点之期间之外的信号对噪声干扰比，再将所计算出的信号对噪声干扰比分别乘上在译码算法中的分支计量值，以调整分支计量值。

由于丛发信号在受到同频干扰的情况下，信号对噪声干扰比将会降低，因此，上述利用信号对噪声干扰比调整分支计量值的方法，将使得起始点与结束点之期间对应的分支计量值降低，而起始点与结束点之期间之外对应的分支计量值提高，以提高接收端错误更正的能力。而上述译码算法可以是维特比译码(Viterbidecoding)或其它错误更正码的译码方法。

以下以计算机仿真的方式，仿真GSM系统的接收端效能。图14绘示为在不同载波干扰比(Carrier-to-Interference Ratio，CIR)之下，接收端的位错误率(Bit Error Rate，BER)趋势图。请参考图14，第一条曲线S1绘示为对整个接收信号皆透过单天线干扰消除滤波器进行滤波的接收端效能。第二条曲线S2绘示为传统未使用单天线干扰消除滤波器的效能。第三条曲线S3绘示为应用本发明的接收端效能。由图14可看出应用本发明的接收端效能明显优于其它种类的接收端。

综上所述，本发明实施例可以归纳出以下优点：

1.本发明侦测干扰的起始点与结束点，并且利用所侦测出的起始点与结束点决定干扰消除滤波器启动的时间，使得接收端只有在接收信号受到同频干扰的期间，才启动干扰消除滤波器，使得在没有受到同频干扰的接收信号不会被干扰消除滤波器过度补偿而造成信号失真。

2.本发明透过所侦测出的起始点与结束点，调整译码时的分支计量值，使得受到同频干扰的丛发信号对应的分支计量值降低，以提高接收端的错误更正能力。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定的范围为准。

Claims (12)

1. 一种消除干扰的方法，适用于无线通信中，包括：

a.接收一传送端发出的一接收信号，其中该接收信号包含一训练序列；

b.计算该接收信号中该训练序列的一信号对干扰噪声比，利用该信号对干扰噪声比，判断该接收信号中是否存在有一同频干扰信号，并计算该接收信号中每个时间索引分别对应的信号能量，用以侦测该同频干扰信号的一起始点与一结束点；以及

c.当侦测出该接收信号中存在有该同频干扰信号，利用该起始点与该结束点，作为启动一干扰消除滤波器的参考。

2. 如权利要求1所述的消除干扰的方法，其中上述步骤b进一步包括：

当判断该接收信号中存在有该同频干扰信号时，计算该接收信号中每个时间索引分别对应的信号能量，用以侦测该同频干扰信号的该起始点与该结束点。

3. 如权利要求1所述的消除干扰的方法，其中上述步骤b包括：

计算该接收信号中每个时间索引分别对应的信号能量，用以侦测该同频干扰信号的该起始点与该结束点，同时计算该接收信号中的该训练序列的该信号对干扰噪声比，并利用该信号对干扰噪声比，判断该接收信号中是否存在有该同频干扰信号。

4. 如权利要求1所述的消除干扰的方法，其中当判断该接收信号中不存在有该同频干扰信号时，进行一最大可能序列估测算法，用以等化该接收信号。

5. 如权利要求1所述的消除干扰的方法，其中上述步骤c进一步包括：

当该接收信号对应的时间索引介于该起始点与该结束点之间时，该接收信号透过该干扰消除滤波器进行等化处理，否则，该接收信号透过一最大可能序列估测算法进行等化处理。

6. 如权利要求1所述的消除干扰的方法，其中计算该接收信号中的该训练序列的该信号对干扰噪声比的步骤包括：

利用该接收信号中的该训练序列，估测一第一信道脉冲响应；

将一预设训练序列与该第一信道脉冲响应进行卷积运算，以得到一第一估测信号，并计算该第一估测信号的能量；

计算该第一估测信号与该接收信号中的该训练序列的差值，以得到一第一干扰噪声，并计算该第一干扰噪声的能量；以及

计算该第一估测信号的能量与该第一干扰噪声的能量的比值，以得到该信号对干扰噪声比。

7. 如权利要求6所述的消除干扰的方法，其中判断该接收信号中是否存在有该同频干扰信号的步骤包括：

将该信号对干扰噪声比与一第一阈值进行比较，其中，当该信号对干扰噪声比小于该第一阈值，则判断出该接收信号中存在有该同频干扰信号，否则，判断该接收信号中不存在有该同频干扰信号。

8. 如权利要求6所述的消除干扰的方法，其中计算该接收信号中的该训练序列的该信号对干扰噪声比的步骤进一步包括：

对该接收信号进行一干扰消除算法，以得到一等效接收信号；

利用该等效接收信号中的一等效训练序列，估测一第二信道脉冲响应；

计算该预设训练序列与该第二信道脉冲响应的卷积，以得到一第二估测信号，并计算该第二估测信号的能量；

计算该第二估测信号与该接收信号中的该训练序列的差值，以得到一第二干扰噪声，并计算该第二干扰噪声的能量；

计算该第二估测信号的能量与该第二干扰噪声的能量的比值，以得到一等效信号对干扰噪声比；以及

计算该等效信号对干扰噪声比与该信号对干扰噪声比的比值，以得到一增益参数。

9. 如权利要求8所述的消除干扰的方法，其中判断该接收信号中是否存在有该同频干扰信号的步骤包括：

将该信号对干扰噪声比与一第一阈值进行比较，并比较该增益参数与一第二阈值；以及

当该信号对干扰噪声比小于该第一阈值且该增益参数大于该第二阈值，则判断出该接收信号中存在有该同频干扰信号，否则，判断该接收信号中不存在有该同频干扰信号。

10. 如权利要求1所述的消除干扰的方法，其中侦测该同频干扰信号的该起始点与该结束点的步骤包括：

依照该接收信号的时间索引，依序计算每个时间索引分别对应的该接收信号的信号能量；

依照该接收信号的时间索引，依序计算第k时间索引对应的该接收信号与第(k-1)时间索引对应的该接收信号的信号能量之间的差值；

在该接收信号的时间索引中，找出一第一时间与一第二时间，其中该第一时间与该第二时间系分别为大于或等于一能量阈值的该接收信号的信号能量中的最小的时间索引与最大的时间索引；

在该接收信号的时间索引中，找出一第三时间与一第四时间，其中该第三时间与该第四时间系分别为大于或等于一变化阈值的该接收信号的信号能量差值中具有最小的时间索引与最大的时间索引；

在该第一时间与该第三时间中，选取较小的时间作为该起始点；以及

在该第二时间与该第四时间中，选取较大的时间作为该结束点。

11. 如权利要求10所述的消除干扰的方法，其中在依照该接收信号的时间索引，依序计算第k时间索引对应的该接收信号与第(k-1)时间索引对应的该接收信号的信号之间的能量差值步骤，进一步包括：

透过一平滑化滤波器，对每个时间索引对应的该接收信号的信号能量差值进行信号补偿。

12. 如权利要求1所述的消除干扰的方法，进一步包括：

利用所侦测出的该同频干扰信号的该起始点与该结束点，调整该起始点与该结束点之期间内在一译码算法中对应的分支计量值。

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