CN101567866A - 决策反馈均衡器及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭露一种决策反馈均衡器及其方法，依据输入信号(S_i)形成前馈信号(S_ff)，并且形成第一决策信号(S_d1)以及第二决策信号(S_d2)，第一决策信号(S_d1)以及第二决策信号(S_d2)分别相关于总和信号(S_su)，反馈滤波器接收第二决策信号(S_d2)以形成反馈信号(S_fb)。调整装置依据第一加权信号(V₁)调整第一决策信号(S_d1)，以形成第一调整信号(S_a1)，并且将第一调整信号(S_a1)传送至前馈滤波器。调整装置还依据第二加权信号(V₂)调整反馈信号(S_fb)，以形成第二调整信号(S_a2)。总和装置接收前馈信号(S_ff)以及第二调整信号(S_a2)，以产生总和信号(S_su)，并且将总和信号(S_su)传送至决策装置。

Description

决策反馈均衡器及其方法

【技术领域】

本发明为关于一种均衡器(equalizer)及其方法，特别是关于一种具有调整装置的决策反馈均衡器(decision feedback equalizer，DFE)及其方法。

【背景技术】

决策反馈均衡器(decision feedback equalizer，DFE)通常应用于先进的通讯系统，例如符合先进电视系统委员会(Advanced Television SystemsCommittee，ATSC)制定的技术标准的系统，一般来说，是利用数字式八级残余边带(8-level vestigial sideband，8-VSB)作为信号的调变方法。

参考图1，其绘示现有技术中高清晰度电视系统(HDTV)的资料讯框的示意图，该资料讯框符合先进电视系统委员会(ATSC)制定的技术标准。每个讯框100包括两个图场(field)，每个图场具有一场同步区段(FIELD_SYNC#1或是#2)102以及312个资料区段(DATA)104，每个同步区段以4个二阶符码(binary-level symbol，SEGMENT_SYNC)106为起始，该二阶符码的规则图案值(pattern)为{+5，-5，-5，+5}。在一资料区段104中，828个符码是资料符码，主要是来自于前馈错误修正(forward error correction，FEC)的编码系统，且其值为{+-1，+-3，+-5，+-7}的随机值。在场同步区段102中，828个符码中大部分包括虚拟随机序列(pseudo random(PN)sequences)的{+5，-5}二位值，这些虚拟随机序列用于训练均衡器的系数，使得均衡器能够补偿因为多重路径信号蔓延所引起的符码间干扰(intersymbol interference，ISI)。

基本上，现有技术的均衡器依据两种模式来进行操作，包括一训练模式(training mode)以及一错误追踪模式(error tracking mode)，该均衡器以下列公式表示：

$x\left[k\right]=\underset{i=0}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\left[k\right]y[k-i]-\underset{j=1}{\overset{N_a}{\mathrm{\Σ}}}{b}_j\left[k\right]\hat{x}[k-j]$

其中“a_i”是前馈滤波(feed-forward filter)系数，“y”是输入信号，“b_j”是反馈滤波(feedback filter)系数，“x”是均衡器的输出信号，“N_a”是指针(index)”i”的范围，“N_b”是指针“j”的范围，此处指针“i”以及“j”分别表示“a”以及“b”在上述公式中的顺序编号，以及

是决策装置的输出。

在该训练模式中，该前馈滤波系数“a”_i以及反馈滤波系数“b_j”分别以下列公式表示：

a_i[k+1]＝a_i[k]-μe_D[k]y[k-i]

$b_j[k+1]=b_j\left[k\right]+{\mathrm{\μe}}_D\left[k\right]\hat{x}[k-j]$

其中“e_D”称为决策导向误差(decision-directed error)，并且以下列公式表示：

$e_D\left[k\right]=x\left[k\right]-\hat{x}\left[k\right]$

在该错误追踪模式中，使用Sato控制机制，该前馈滤波系数“a_i”以及反馈滤波系数“b_j”分别以下列公式表示：

a_i[k+1]＝a_i[k]-μf[k]e_D[k]y[k-i]

$b_j[k+1]=b_j\left[k\right]+\mathrm{\μf}\left[k\right]e_D\left[k\right]\hat{x}\text{[k-j]}$

f[k]＝1 if sgn{e_D[k]}＝sgn{e_s[k]}否则f[k]＝0

此处“e_s”称为Sato误差，并且以下列公式表示：

e_s[k]＝x[k]-γsgn{x[k]}以及γ＝E[|x_c[k]|²]/E[|x_c[k]|]

其中，γ是固定纯量，sgn[]是signum函数，“E{}”表示期望值，以及“xc[k]”表示传送的符码。

然而由于现有的决策反馈均衡器具有内含的误差(inherent potential)，将会由单一误差量从而导致大量的蔓延性误差，称为误差蔓延(errorpropagation)，此外，均衡器需要数以百万计的符码之后才会收敛。

因此需要发展一种新式的决策反馈均衡器来解决上述问题。

【发明内容】

本发明的一目的在于提供一种决策反馈均衡器及其方法，以降低决策反馈均衡器的收敛(convergence)时间，亦即提高其收敛的速度。

本发明另一目的在于提供一种决策反馈均衡器及其方法，以减缓或是避免蔓延性的误差。

为达上述目的，本发明提出一种决策反馈均衡器及其方法，该决策反馈均衡器，包括：一前馈滤波器、一决策装置、一反馈滤波器、一调整装置以及一总和装置，其中该前馈滤波器依据一输入信号，用以产生一前馈信号；该决策装置用以形成第一决策信号以及第二决策信号，其中第一决策信号以及第二决策信号相关于一总和信号；该反馈滤波器耦接于决策装置，用以接收第二决策信号，以形成一反馈信号；该调整装置分别耦接于前馈滤波器、决策装置以及反馈滤波器，该调整装置依据一第一加权值调整第一决策信号，以形成一第一调整信号，并且将该第一调整信号传送至前馈滤波器，该调整装置依据一第二加权值调整第二决策信号，以形成一第二调整信号；该总和装置分别耦接于前馈滤波器、决策装置以及调整装置，接收前馈信号以及第二调整信号，以形成总和信号，并且将该总和信号传送至决策装置。

本发明的执行决策反馈均衡器的方法，包括下列步骤：利用一前馈滤波器依据一输入信号形成一前馈信号；利用一决策装置形成一第一决策信号以及一第二决策信号，其中该第一决策信号以及第二决策信号相关于一总和信号；利用一反馈滤波器接收该第二决策信号，以形成一反馈信号；利用一调整装置依据一第一加权值调整该第一决策信号，以形成一第一调整信号，并且将该第一调整信号传送至前馈滤波器，该调整装置依据一第二加权值调整该第二决策信号，以形成一第二调整信号；利用一接收总和装置接收该前馈信号以及第二调整信号，以产生总和信号，并且将该总和信号传送至决策装置。

相较于现有技术，本发明决策反馈均衡器及其方法利用调整装置增加第一加权值，以快速地修正输入信号，以加速本发明的收敛。当本发明决策反馈均衡器逐渐收敛之后，减少第一加权值且增加第二加权值，以微幅调整本发明决策反馈均衡器，使得本发明决策反馈均衡器的误差蔓延下降而获得改善。另，该调整装置可依据本发明决策反馈均衡器的信噪比(signal to noise，SNR)来调整第一加权值以及第二加权值。当本发明决策反馈均衡器的信噪比较低时，增加第一加权值，以使本发明决策反馈均衡器快速收敛。相反地，当本发明决策反馈均衡器的信噪比较高时，减少第一加权值且增加第二加权值，以精确地调整本发明决策反馈均衡器，以减缓或是避免蔓延性的误差。

为让本发明的上述内容能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：

【附图说明】

图1绘示现有技术中高清晰度电视系统(HDTV)的资料讯框的示意图，该资料讯框符合先进电视系统委员会(ATSC)制定的技术标准。

图2为依据本发明实施例中决策反馈均衡器的方块图。

图3为依据本发明实施例中执行决策反馈均衡器的方法流程图。

【具体实施方式】

请参考图2，其绘示依据本发明实施例中决策反馈均衡器(decisionfeedback equalizer，DFE)200的方块图。该决策反馈均衡器200包括前馈滤波器(feed-forward filter)204、决策装置(decision device)206、反馈滤波器(feedback filter)208、调整装置(adjusting device)202以及总和装置(summationdevice)210。该前馈滤波器204耦接于调整装置202，总和装置210耦接前馈滤波器204至决策装置206，反馈滤波器208耦接决策装置206至调整装置202。

该前馈滤波器204依据输入信号(S_i)形成前馈信号(S_ff)，该决策装置206形成第一决策信号(S_d1)以及第二决策信号(S_d2)，该第一决策信号(S_d1)以及第二决策信号(S_d2)分别相关于总和信号(S_su)，该反馈滤波器208接收第二决策信号(S_d2)以形成反馈信号(S_fb)。该调整装置202依据第一加权信号(V₁)调整第一决策信号(S_d1)，以形成第一调整信号(S_a1)，并且将该第一调整信号(S_a1)传送至前馈滤波器204。该调整装置202还包括依据第二加权信号(V₂)调整该反馈信号(S_fb)，以形成第二调整信号(S_a2)。该总和装置210接收前馈信号(S_ff)以及第二调整信号(S_a2)，以产生总和信号(S_su)，并且将总和信号(S_su)传送至决策装置206。该调整装置202将于下文详细说明。

在一实施例中，该决策装置206包括硬式决策装置(hard decision device)以及格子译码器(trellis decoder)，第一决策信号(S_d1)利用硬式决策装置所产生；当资料以格子编码器进行编码时，第二决策信号(S_d2)利用该格子译码器产生，该格子译码器的反馈追踪阶层数例如是1，以改善符码误差率(symbolerror rate，SER)。本发明的格子译码器亦可使用更大的反馈追踪阶层数的值，例如2或是3以上，以进一步改善符码误差率。应注意的是，当格子译码器的反馈追踪阶层数越高，该符码误差率越佳，但是执行格子译码器的时间延迟量亦越高，反之时间延迟量亦越低，本发明选择较佳的追踪阶层数(例如是1)，使符码误差率符合规格要求且能提高格子译码器的执行速度。

该调整装置202还包括信道评估装置(channel estimator)212卷积装置214、控制器216、第一乘法装置218以及第二乘法装置220。信道评估装置耦接前馈滤波器204至卷积装置214，该控制器216经由第一乘法装置218分别耦接至前馈滤波器204以及卷积装置214。进一步地，该控制器216经由第二乘法装置220分别耦接至反馈滤波器208以及总和装置210。

该信道评估装置212评估该输入信号(S_i)，以形成信道评估信号(S_es)，该卷积装置214接收第一决策信号(S_d1)以及该信道评估信号(S_es)，以产生卷积信号(S_co)，该控制器216产生第一加权信号(V₁)以及第二加权信号(V₂)。该第一乘法装置218将来自控制器216的卷积信号(S_co)乘以该第一加权信号(V₁)，以形成第一调整信号(S_a1)，并且将该第一调整信号(S_a1)传送至前馈滤波器204。该第二乘法装置220将来自反馈滤波器208的反馈信号(S_fb)乘以第二加权信号(V₂)，以形成第二调整信号(S_a2)，并且将该第二调整信号(S_a2)传送至总和装置210。

在一实施例中，该决策反馈均衡器200还包括误差信号评估器(errorestimator)222以及噪声预测器(noise predictor)224。该误差信号评估器222耦接至决策装置206，以分别接收总和信号(S_su)以及第二决策信号(S_d2)，以依据该总和信号(S_su)评估第二决策信号(S_d2)的误差量。噪声预测器224预测总和信号(S_su)，以白化(whiten)该前馈信号(S_ff)的噪声，并且将白化后的前馈信号(S_ff)传送至总和装置210。在一实施例中，该前馈滤波器204以及噪声预测器224是全通(all-pass)系统。

基本上，符码间干扰(ISI)分成两种，一种是前驱(precursor)符码间干扰，该前驱符码间干扰来自于目前符码之后的多个符码对于已接收到符码的影响；另一种后置(post-cursor)符码间干扰，该后置符码间干扰来自于目前符码之前的多个符码对于已接收到符码的影响。一般来说，前馈滤波器204用于消除该前驱符码间干扰，反馈滤波器208用于处理信道响应系数(channelresponse coefficients)以及前馈滤波器系数的卷积所产生的后置符码间干扰。当处理一目前符码时，等化滤波器将接收到的符码乘以一组系数。将该前馈滤波器以及反馈滤波器的结果加至总和装置210，然后输出至资料流中。

均衡器以两种模式执行，第一种模式是训练模式，在此模式中，接收器已知接收资料的正确值。接折执行第二种模式，称为追踪模式，在此模式中，接收器并不知道输入资料的原始值，因而接收器需要评估该原始值，以计算均衡的误差量。

本发明具有调整装置202的决策反馈均衡器200以方程式(E1)表示，且α+β＝1，其中α是第一加权值(V₁)，β是第二加权值(V₂)，则：

$x[n-K]=\underset{i=-K}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i[n-K]\left\{y\right[n-(K+i)]-\mathrm{\α}\underset{j=1}{\overset{D}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{x}}_{\mathrm{HD}}[n-(K+i)-j\left]\hat{h}\right[j\left]\right\}-(1-\mathrm{\α})\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i[n-K]{\hat{x}}_{\mathrm{TD}}[n-(K+i)]......\left(E1\right)$

此处“a_i”是前馈滤波器204的系数，“i”的范围介于“-K”至“L”之间；“n”是时间指针(time index)；y[k]是在时间k的输入信号(Si)；“b_i”是反馈滤波器208的系数，“i”的范围介于1至”M”之间；

是硬式决策相关的决策装置输出；以及是格子决策(trellis decision)相关的决策装置输出；

是估计的信道脉冲响应(channel impulse response)；“D”是估计的反因果式(anti-causal)信道长度。

以下式取代 $y\left[n\right]=\underset{k=-L_a}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}h\left[k\right]x[n-k]+\mathrm{\η}\left[n\right]$ 且假设D≥L_c； $x={\hat{x}}_{\mathrm{HD}}={\hat{x}}_{\mathrm{TD}};$ 以及 $h=\hat{h},$ 则：

$x[n-k]=\underset{i=-K}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i[n-K]\left\{\underset{j=-\mathrm{La}}{\overset{-1}{\mathrm{\Σ}}}x\right[n-(K+i)-j\left]h\right[j]+x[n-(K+i)\left]h\right[0]+\mathrm{\η}[n]+(1-\mathrm{\α})\underset{j=1}{\overset{D}{\mathrm{\Σ}}}x[n-(K+i)-j\left]h\right[j\left]\right\}$

$-(1-\mathrm{\α})\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i[n-K]x[n-(K+i)]......\left(E1\right)$

此处”La”是相关于前驱符码间干扰的反因果式信道长度；h[j]是信道脉冲响应。

$\underset{i=-K}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i[n-k]\left\{\underset{j=-\mathrm{La}}{\overset{-1}{\mathrm{\Σ}}}x\right[n-(K+i)-j\left]h\right[j\left]\right\}......(E1-1)$

$\underset{i=-K}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i[n-k]\left\{x\right[n-(K+i)\left]h\right[0]+\mathrm{\η}[n\left]\right\}......(E1-2)$

$\underset{i=-K}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i[n-K]\left\{(1-\mathrm{\α})\underset{j=1}{\overset{D}{\mathrm{\Σ}}}x\right[n-(K+i)-j\left]h\right[j\left]\right\}-(1-\mathrm{\α})\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i[n-K]x[n-(K+i)]......(E1-3)$

此处表示式(E1-2)是除了噪声项η(n)以外的标的信号(wanted signal)，表示式(E1-1)是前驱符码间干扰，表示式(E1-3)是后置符码间干扰。

在一实施例中，该前馈滤波器204包括两个缓冲器(buffer)，其中一个用以储存资料，另一个用以储存前馈系数”a_i”。同样地，反馈滤波器208包括两个缓冲器，其中一个用以储存资料，另一个用以储存反馈系数”bi”。当资料流输入至该前馈滤波器204，资料的每个符码相对应于一个系数。在方程式(E1)中，”n”是时间指针；介于”-K”至”L”的范围是该前馈滤波器204的时间长度；介于”1”至”M”的范围是该反馈滤波器208的时间长度。较佳实施例中，”K”、”L”以及”M”是相关于信道长度的正整数，使得这些”K”、”L”以及”M”的区间范围是包含噪声在内范围。

在启始阶段(start stage)或是回复阶段(recovery)(来自误差蔓延)，现有技术需要数以百万计的符码长度才能收敛。为了降低收敛的时间，调整装置202的控制器216设定α＝1，以利用卷积装置214来消除后置符码间干扰。而当决策反馈均衡器200逐渐收敛之后，例如将α值下降设为0.125，其中是以位运算(bitwise operation)来设定0.125。所属技术领域的技术人员应注意的是，α+β之和是常数，较佳实施例中α值的选用可消除后置符码间干扰。换言之，第一加权值(V₁)以及第二加权值(V₂)是预定值。因此，可利用反馈滤波器208来消除后置符码间干扰。所以，决策反馈均衡器的收敛时间有效地被降低。

该调整装置202的卷积装置214以及信道评估装置212通过增加α值，以快速地修正输入信号(S_i)，以加速决策反馈均衡器的收敛。当决策反馈均衡器逐渐收敛之后，减少α值且增加β值，以微幅调整决策反馈均衡器，使得决策反馈均衡器的误差蔓延下降而获得改善。在一实施例中，该调整装置202的控制器216依据决策反馈均衡器的信噪比(signal to noise，SNR)来调整α值以及β值。当决策反馈均衡器的信噪比较低时，增加α值，以使决策反馈均衡器快速收敛。相反地，当决策反馈均衡器的信噪比较高时，减少α值且增加β值，以精确地调整决策反馈均衡器，以减缓或是避免蔓延性的误差。

如上所述，当卷积信号乘以α值以产生第一调整信号(S_a1)并且加入至前馈滤波器204时，则卷积装置214对第一决策信号(S_d1)与信道评估信号进行卷积，以消除输入信号的后置符码间干扰。此外，当第一反馈信号(S_fb)乘以β值以产生第二调整信号(S_a2)并且加入至总和装置210时，反馈滤波器208接收第二决策信号(S_d2)以形成第一反馈信号(S_fb)，并且消除第二决策信号(S_d2)的后置符码间干扰。

在一实施例中，决策装置206包括格子译码器以及硬式决策装置，以分别形成第一决策信号(S_d1)以及第二决策信号(S_d2)。

在每一场同步区段(FIELD_SYNC)，信道评估器212利用下两种方式任一种来评估信道脉冲响应(channel impulse response，CIR)：

1.关联方法：

${\hat{h}}_a\left[n\right]=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}s\left[k\right]y[k+n]\mathrm{forn}=0,-1,...,-N_{\mathrm{ff}}$

${\hat{h}}_c\left[n\right]=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}s\left[k\right]y[k+n]\mathrm{forn}=1,2,...,-N_{\mathrm{fb}}$

$\hat{h}\left[n\right]={\hat{h}}_a\left[n\right]+{\hat{h}}_c\left[n\right]$

2.最小平方法：

h＝[h[-L_a]，h[-K+1]，…，h[0]，…，h[L_c]]

$y\left[n\right]=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}h\left[k\right]s[n-k]$

两个限制条件

A.M+L_c+L_a+1≤4+511+63*3+24+92＝820

B.M+1≥L_c+L_a+1

因此， ${\hat{h}}_{\mathrm{LS}}=\arg \min \left\{{(y-\mathrm{Sh})}^H(y-\mathrm{Sh})\right\}={\left(S^{H}S\right)}^{-1}{S}^{H}y$

参考图2以及图3，图3为依据本发明实施例中执行决策反馈均衡器的方法流程图。本发明的执行决策反馈均衡器的方法，包括下列步骤：

在步骤S300中，前馈滤波器204依据输入信号形成前馈信号。

在步骤S302中，决策装置206形成第一决策信号以及第二决策信号，该第一决策信号以及第二决策信号相关于总和信号(S_su)。

在步骤S304中，反馈滤波器208接收第二决策信号，以形成反馈信号。

在步骤S306中，调整装置202依据第一加权值调整第一决策信号，以形成第一调整信号，并且将该第一调整信号传送至前馈滤波器204。此外，调整装置202依据第二加权值调整该第二决策信号，以形成第二调整信号。

依据第一加权值调整第一决策信号以及依据第二加权值调整第二决策信号的步骤中，还包括下列步骤：(1)评估输入信号，以形成信道评估信号，其中V₁(α)＝0；以及(2)接收第一决策信号以及信道评估信号，以形成卷积信号。

该控制器216用以产生第一加权值以及第二加权值。在步骤S306期间，调整装置执行下列步骤：(1)第一乘法装置将来自控制器的卷积信号乘以第一加权信号，以形成第一调整信号，并且将第一调整信号传送至前馈滤波器；以及(2)第二乘法装置将来自反馈滤波器的反馈信号乘以第二加权信号，以形成第二调整信号，并且将第二调整信号传送至总和装置。该控制器依据决策反馈均衡器的信噪比来调整第一加权信号与第二加权信号之间的比值。第一加权信号与第二加权信号的总和是预定值。

在步骤S308中，接收前馈信号以及第二调整信号，以产生总和信号，并且将总和信号传送至决策装置。

在步骤S310中，分别接收该总和信号以及第二决策信号，以依据该总和信号来评估第二决策信号的误差。

在步骤S312中，预测总和信号，并且将该总和信号传送至总和装置210。

Claims (20)

1.一种决策反馈均衡器，包括：一前馈滤波器、一决策装置以及一反馈滤波器，其中该前馈滤波器依据一输入信号，用以产生一前馈信号；该决策装置用以形成第一决策信号以及第二决策信号，其中第一决策信号以及第二决策信号相关于一总和信号；该反馈滤波器耦接于决策装置，用以接收第二决策信号，以形成一反馈信号，其特征在于：该决策反馈均衡器还包括一调整装置以及一总和装置，该调整装置分别耦接于前馈滤波器、决策装置以及反馈滤波器，该调整装置依据一第一加权值调整第一决策信号，以形成一第一调整信号，并且将该第一调整信号传送至前馈滤波器，该调整装置依据一第二加权值调整第二决策信号，以形成一第二调整信号；该总和装置分别耦接于前馈滤波器、决策装置以及调整装置，接收前馈信号以及第二调整信号，以形成总和信号，并且将该总和信号传送至决策装置。

2.如权利要求1所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该调整装置还包括：一信道评估装置以及一卷积装置，其中该信道评估装置耦接于前馈滤波器，用以评估输入信号，以形成一信道评估信号；该卷积装置分别耦接于信道评估装置以及决策装置，用以接收第一决策信号以及信道评估信号，以形成一卷积信号。

3.如权利要求2所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该调整装置还包括一控制器，用以产生第一加权值以及第二加权值。

4.如权利要求3所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该调整装置还包括一第一乘法装置，将来自控制器的卷积信号乘以第一加权信号，以形成第一调整信号，并且将第一调整信号传送至前馈滤波器。

5.如权利要求3所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该调整装置还包括一第二乘法装置，将来自反馈滤波器的反馈信号乘以第二加权信号，以形成第二调整信号，并且将第二调整信号传送至总和装置。

6.如权利要求3所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该控制器依据均衡器的信噪比来调整第一加权信号与第二加权信号之间的比值。

7.如权利要求1所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该决策反馈均衡器还包括一误差评估器。

8.如权利要求1所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该决策反馈均衡器还包括一噪声预测器。

9.如权利要求1所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该第一加权信号与第二加权信号的总和是一预定值。

10.如权利要求1所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该第一决策信号是利用一硬式决策装置所产生。

11.如权利要求1所述的决策反馈均衡器，其特征在于：该第二决策信号是利用一格子译码器所产生。

12.一种执行决策反馈均衡器的方法，其特征在于：该方法包括下列步骤：利用一前馈滤波器依据一输入信号形成一前馈信号；利用一决策装置形成一第一决策信号以及一第二决策信号，其中该第一决策信号以及第二决策信号相关于一总和信号；利用一反馈滤波器接收该第二决策信号，以形成一反馈信号；利用一调整装置依据一第一加权值调整该第一决策信号，以形成一第一调整信号，并且将该第一调整信号传送至前馈滤波器，该调整装置依据一第二加权值调整第二决策信号，以形成一第二调整信号；利用一接收总和装置接收该前馈信号以及第二调整信号，以产生该总和信号，并且将该总和信号传送至决策装置。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于：依据第一加权值调整第一决策信号以及依据第二加权值调整第二决策信号的步骤中，还包括下列步骤：

评估该输入信号，以形成一信道评估信号；以及

接收该第一决策信号以及信道评估信号，以形成一卷积信号。

14.如权利要求13所述的方法，该方法还包含产生第一加权值以及第二加权值的步骤。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于：该方法还包含将来自控制器的卷积信号乘以第一加权信号，以形成第一调整信号，并且将该第一调整信号传送至前馈滤波器。

16.如权利要求14所述的方法，其特征在于：该方法还包含将来自反馈滤波器的反馈信号乘以第二加权信号，以形成第二调整信号，并且将该第二调整信号传送至总和装置。

17.如权利要求14所述的方法，其特征在于：该方法还包括依据均衡器的信噪比来调整第一加权信号与第二加权信号之间的比值。

18.如权利要求13所述的方法，其特征在于：该第一加权信号与第二加权信号的总和是一预定值。

19.如权利要求13所述的方法，其特征在于：该方法还包括分别接收该总和信号以及第二决策信号，以依据该总和信号来评估第二决策信号的误差。

20.如权利要求13所述的方法，其特征在于：该方法还包含预测该总和信号。

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