CN101567764A - 一种空时/频分组码检测的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种空时/频分组码检测的方法，该方法包括：接收采用空时/频编码方式发射的信号，根据导频信号进行信道估计；根据信道估计结果构造等效虚拟信道矩阵EVCM；利用构造的EVCM，采用MIMO复用检测方法对接收到的信号进行检测。本发明还同是公开了一种空时/频分组码检测的装置，包括：预处理模块、等效矩阵生成模块和检测执行模块。本发明实施例的这种空时/频分组码检测的方法和装置，对发射符号进行STBC/SFBC编码并根据接收端得到的信道估计结果构造出等效虚拟信道矩阵，从而能够将各种MIMO复用检测算法应用到对各种信道条件下的STBC/SFBC的检测当中，因此这种检测方法和装置具有更好的鲁棒性，同时还能够获得良好的检测效果。

Description

一种空时/频分组码检测的方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术，具体涉及一种空时/频分组码检测的方法和装置。

背景技术

目前，空时分组码(STBC)由于具有结构简单，不需要结合信道编码便可获得较大的分集增益的优点，被各种通信系统广泛采用。

STBC的编码方法最初是由Alamouti提出，该方法最初适用于两个发射天线，在此基础上，Tarokh等将其推广至两个以上的发射天线。与Atamouti编码方法相同，Tarokh仍然采用正交设计的编码矩阵，不论是Alamouti还是Tarokh的编码方式都不能获得编码增益，但可以获得最大的分集增益。然而，Alamouti与Tarokh提出的正交空时分组码(OSTBC)都是基于复正交设计理论的，采用这种编码方式的空时分组码，只有当发射天线的数目等于2时，才能保证编码速率为1，从而实现数据的全速率传输。而如果发射天线数目大于2，编码速率则小于1。为了解决数据全速率传输的问题，Tirkkonen等和Jafarkhani又分别提出了准正交空时分组码(QOSTBC)的编译码方法。

同时，分集的基本思想是为接收机提供发射信号的不同副本。若这些副本所经历的衰落各自独立，那么所有这些副本同时经历深衰落的可能性就较小。因此采用合理的方式合并这些副本可大大降低衰落对传输效果的影响。

分集可分为发射分集与接收分集。终端受到价格成本的限制，同时还由于要保证一定的体积和大小以获得必要的便携性等原因，使得传统的接收分集难以在接收端实现，因此人们逐渐将目光转向发射分集技术的研究上来。在很多实际场合，一个具有多个发射天线且具有较低复杂度的系统比较理想，而STBC则满足这个性质。现有技术中对采用STBC编码的信号进行检测的方法，如图1所示，其中包括：

步骤101：在发射端采用STBC编码矩阵对待发射信号进行编码并映射到相应的天线上发射，所述天线可以为2个或2个以上。

步骤102：接收端根据导频信号进行信道估计。

步骤103：当信道满足准静态衰落条件时，利用简化的最大似然检测(ML)算法对接收到的信号进行检测译码。

当信道满足准静态衰落条件时，STBC可被视为一种能够提供满分集增益和具有非常低的编译码复杂度的多发射天线系统调制方案。以Alamouti和Jafarkhani-QOSTBC为例：

1)Alamouti：

Alamouti编码矩阵为：

$C=\left(\begin{array}{cc}{x}_1& -x_2^{*}\\ x_2& x_1^{*}\end{array}\right)---\left(1\right)$

C中列序号代表发送码字的时刻，行序号则代表对应的发射天线编号，例如x₁表示t₁时刻第1根天线的发射信号，x₂表示t₁时刻第2根天线的发射信号，x₁ ^*表示t₂时刻第2根天线的发射信号等，其中，x^*表示x的共轭。

当信道满足准静态衰落条件时，Alamouti的ML检测可以简化为单符号判决，该判决表达式为：

$x_1=\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}[y_1^j{h}_{1j}^{*}+{\left(y_2^j\right)}^{*}{h}_{2j}]$

$x_2=\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}[y_1^j{h}_{2j}^{*}-{\left(y_2^j\right)}^{*}{h}_{1j}]---\left(2\right)$

式中，h_1j，h_2j分别代表发射天线天线1，2至第j根接收天线的信道冲击响应，y₁ ^j，y₂ ^j分别代表第j根接收天线在时刻1和时刻2收到的信号。

2)Jafarkhani-QOSTBC：

Jafarkhani-QOSTBC编码矩阵为：

$C=\left[\begin{array}{cc}A& B\\ -\stackrel{\‾}{B}& \stackrel{\‾}{A}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& -x_2^{*}& -x_3^{*}& x_4\\ x_2& x_1^{*}& -x_4^{*}& -x_3\\ x_3& -x_4^{*}& x_1^{*}& -x_2\\ x_4& x_3^{*}& x_2^{*}& x_1\end{array}\right]---\left(3\right)$

C与式(1)类似，其中各元素的列序号代表发送码字的时刻，行序号代表对应的发射天线的编号，A，B分别表示A，B的共轭矩阵。

类似地，当信道满足准静态衰落条件时，Jafarkhani的ML检测可以简化为成对译码表达式，所述的成对译码表达式为：

$f(x_1,x_4)=\arg \underset{(x_1,x_4)}{\min }\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{\mathrm{ij}}\right|}^2\right)\left(\right|x_1^2|+|x_4^2\left|\right)-2\mathrm{Re}\left((y_1^{j*}{h}_{1j}+y_2^j{h}_{2j}^{*}+y_3^j{h}_{3j}^{*}+y_4^{j*}{h}_{4j})x_1\right)-2\mathrm{Re}\left((y_1^{j*}{h}_{4j}-y_2^j{h}_{3j}^{*}-y_3^j{h}_{2j}^{*}+y_4^{j*}{h}_{1j})x_4\right)$

$+2\mathrm{Re}\left((h_{1j}{h}_{4j}^{*}-h_{3j}{h}_{2j}^{*}-h_{2j}{h}_{3j}^{*}+h_{1j}^{*}{h}_{4j})x_1{x}_4^{*}\right)$

$f(x_2,x_3)=\arg \underset{(x_2,x_3)}{\min }\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{\mathrm{ij}}\right|}^2\right)\left(\right|x_2^2|+|x_3^2\left|\right)-2\mathrm{Re}\left((y_1^{j*}{h}_{2j}-y_2^j{h}_{1j}^{*}+y_3^j{h}_{4j}^{*}-y_4^{j*}{h}_{3j})x_2\right)-2\mathrm{Re}\left((y_1^{j*}{h}_{3j}+y_2^j{h}_{4j}^{*}-y_3^j{h}_{1j}^{*}-y_4^{j*}{h}_{2j})x_3\right)$

$+2\mathrm{Re}\left((h_{2j}{h}_{3j}^{*}-h_{1j}^{*}{h}_{4j}-h_{1j}{h}_{4j}^{*}+h_{2j}^{*}{h}_{3j})x_2{x}_3^{*}\right)---\left(4\right)$

式中各符号定义同式(2)，式(2)与(4)的ML检测的推导过程在此不再赘述，具体方法可以参见相关的论文文献。

可见，当信道满足准静态衰落条件时，OSTBC的ML检测可简化为单符号判决；而QOSTBC的ML检测可简化为成对符号判决，因此可以大大提高检测译码的效率。然而，采用ML简化算法对OSTBC或QOSTBC进行信道检测需要满足严格的限制条件：即编码矩阵传输时间内，信道必须满足准静态衰落。但在绝大多数实际的通信环境中，信道并不能满足准静态衰落的要求，在这种情况下，采用ML的简化算法进行检测的性能和效果会出现显著地下降，甚至可能会造成译码的复杂度太高而无法实现。

发明内容

本发明实施例提供一种空时/频分组码检测的方法和装置，能够适用于各种不同的信道条件。

为达到上述目的，本发明的技术方案具体是这样实现的：

一种空时/频分组码检测的方法，该方法包括：

接收采用空时/频编码方式发射的信号，根据导频信号进行信道估计；

根据信道估计结果构造等效虚拟信道矩阵EVCM；

利用构造的EVCM，采用多入多出复用检测方法对接收到的信号进行检测。

一种空时/频分组码检测的装置，该装置包括：预处理模块、等效矩阵生成模块和检测执行模块；

所述预处理模块，用于接收采用空时/频编码方式发射的信号，并根据其中的导频信号进行信道估计；

所述等效矩阵生成模块，用于根据信道估计结果构造EVCM；

所述检测执行模块，用于利用构造的EVCM，采用多入多出复用检测方法对接收到的信号进行检测。

由上述的技术方案可见，本发明实施例的这种空时/频分组码检测的方法和装置，对发射符号进行STBC/SFBC编码并根据接收端得到的信道估计结果构造出等效虚拟信道矩阵，从而能够将各种多入多出复用检测算法应用到对各种信道条件下的STBC/SFBC的检测当中，因此这种检测方法和装置具有更好的鲁棒性，同时还能够获得良好的检测效果。

附图说明

图1为现有采用STBC编码的信号进行检测的方法示意图。

图2为本发明实施例中空时分组码检测的方法示意图。

图3为本发明实施例中仿真方案的TFU时频分布示意图。

图4(a)为本发明实施例中3/4码率的OSFBC在PA信道下结合各种检测算法的性能曲线示意图。

图4(b)为本发明实施例中3/4码率的OSFBC在TU信道下结合各种检测算法的性能曲线示意图。

图5(a)为本发明实施例中3/4码率的Jafarkhani-QOSFBC编码在PA信道下结合各种检测算法的性能曲线示意图。

图5(b)为本发明实施例中3/4码率的Jafarkhani-QOSFBC编码在TU信道下结合各种检测算法的性能曲线示意图。

图6为本发明实施例中空时/频分组码检测的装置的组成结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。

本发明实施例提供一种空时分组码检测的方法，流程如图2所示，其中包括：

步骤201：接收利用STBC编码矩阵进行编码并映射到相应的天线上发射的发射信号，根据导频信号进行信道估计。

步骤202：根据信道估计结果和STBC发射端的编码矩阵构造检测所需的等效虚拟信道矩阵(Equivalent Virtual Channel Matrix，EVCM)。

根据背景技术部分的说明可知，如果在信道不满足准静态衰落的情况下采用ML检测，会造成译码复杂度太高而无法实现。因此这时使用复杂度较低的次优算法，如各种多入多出(MIMO)复用检测方案，比如迫零算法(ZF)，最小均方误差算法(MMSE)，垂直-贝尔实验室分层空时算法(V-BLAST)，球译码等。根据MIMO复用传输等式，如果要应用上述各种检测算法，则接收信号必须满足以下形式：

Y＝HX+N                    (5)

式(5)中， $X={[x_1,x_2,...,x_{N_t}]}^T$ 为发射的原始信号， $Y=[y_1,y_2,...,y_{N_r}]$ 为第N_r根天线接收到的信号，H为维度为N_r×N_t的信道传输矩阵，N为高斯白噪声矩阵。

与所述各种MIMO复用方案不同，STBC的输入并不是X的形式，而是一个编码矩阵C。因此，将上述各种MIMO复用检测算法应用到STBC/SFBC检测的困难就集中在：怎样根据C来构造出它的EVCM(即矩阵H)，H中包含各天线在不同时刻的信道信息。

下面给出一种构造EVCM的方法：

第一步：为便于表达，先考虑一根接收天线的情况。

进行空时分组编码后，得到表达式：

Y′＝H′C+N                (6)

式(6)中， $C=\left[\begin{array}{ccc}{c}_1^1& ...& c_1^T\\ .& .& .\\ .& .& .\\ .& .& .\\ c_{N_t}^1& ...& c_{N_t}^T\end{array}\right]$ 代表空时分组编码矩阵，第i(i≤N_t)行t(t≤T)列的元素c_i ^t表示第t时刻第i根天线上发送的符号，c_i ^t由符号集Λ＝{0，x₁，x₂，...，x_L}中的元素及其共轭和/或它们的线性组合构成，x_l(l≤L)为星座图中某一点，L为传输符号数(例如图3所示的编码矩阵中，所述的x_l(l≤L)即为x₁、x₂、x₃、x₄构成的星座图中的某一个，传输符号数L此时为4)；

是一对角矩阵，对角元素N_t是方差为σ²/2的复高斯白噪声； $H^{\′}=\left[\begin{array}{ccc}{h}_1^1& ...& h_{N_t}^1\\ .& .& .\\ .& .& .\\ .& .& .\\ h_1^T& ...& h_{N_t}^T\end{array}\right]$ 为信道响应矩阵，第i行t列元素h_i ^t代表第i根发射天线在t时刻的信道冲击响应；Y′上的对角线元素中第t个元素(计为y_i)便代表t时刻接收天线接收到的信号。

下面来研究对N_r根接收天线中的任一根接收天线，t时刻的接收信号y_t，t＝1，2，...，T的表达方式，为了简化分析过程，先不考虑噪声，根据式(6)，可以得到：

$y_t=h_1^t{c}_1^t+h_2^t{c}_2^t+\·\·\·+h_{N_t}^t{c}_{N_t}^t---\left(7\right)$

式中，c_i ^t由符号集Λ＝{0，x₁，x₂，...，x_L}中的元素及其共轭线性构成，x_l(l≤L)为星座图中某一点，L为传输符号数；h_i ^t代表第i根发射天线上在t时刻的信道冲击响应。

第二步：把复数等式写为实数矩阵等式：

c_i ^t表达成实虚部分开的矩阵形式： $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(c_i^t\right)& -\mathrm{Im}\left(c_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(c_i^t\right)& \mathrm{Re}\left(c_i^t\right)\end{array}\right],$ 相应的，把h_i ^t表达为矩阵 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_i^t\right)\end{array}\right].$ 那么(7)式可表达为：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y_t\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(c_1^t\right)& -\mathrm{Im}\left(c_1^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(c_1^t\right)& \mathrm{Re}\left(c_1^t\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_1^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_1^t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(c_2^t\right)& -\mathrm{Im}\left(c_2^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(c_2^t\right)& \mathrm{Re}\left(c_2^t\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_2^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_2^t\right)\end{array}\right]$

$+\·\·\·+\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(c_{N_t}^t\right)& -\mathrm{Im}\left(c_{N_t}^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(c_{N_t}^t\right)& \mathrm{Re}\left(c_{N_t}^t\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_{N_t}^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_{N_t}^t\right)\end{array}\right]---\left(8\right)$

第三步：在第二步的基础上把c_i ^t代入并化简：

对于STBC，c_i ^t可表达为：

$c_i^t={a1}_i^t{x}_1+{b1}_i^t{x}_1^{*}+{a2}_i^t{x}_2+{b2}_i^t{x}_2^{*}\·\·\·+{\mathrm{aL}}_i^t{x}_L+{\mathrm{bL}}_i^t{x}_L^{*}---\left(9\right)$

其中，

同c_i ^t的表示方法，有如下定义：

x_l表示为： $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(x_l\right)& -\mathrm{Im}\left(x_l\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_l\right)& \mathrm{Re}\left(x_l\right)\end{array}\right];---\left(10\right)$

x_l ^*表示为： $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(x_l\right)& \mathrm{Im}\left(x_l\right)\\ -\mathrm{Im}\left(x_l\right)& \mathrm{Re}\left(x_l\right)\end{array}\right];---\left(11\right)$

且有：

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(x_l\right)& -\mathrm{Im}\left(x_l\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_l\right)& \mathrm{Re}\left(x_l\right)\end{array}\right]=\mathrm{Re}\left(x_l\right)\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]+\mathrm{Im}\left(x_l\right)\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]=\mathrm{Re}\left(x_l\right)D+\mathrm{Im}\left(x_l\right)E---\left(12\right)$

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(x_l\right)& \mathrm{Im}\left(x_l\right)\\ -\mathrm{Im}\left(x_l\right)& \mathrm{Re}\left(x_l\right)\end{array}\right]=\mathrm{Re}\left(x_l\right)\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]+\mathrm{Im}\left(x_l\right)\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\end{array}\right]=\mathrm{Re}\left(x_l\right)D+\mathrm{Im}\left(x_l\right)E^{\′}---\left(13\right)$

把式(12)-(13)代入式(9)：

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(c_i^t\right)& -\mathrm{Im}\left(c_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(c_i^t\right)& \mathrm{Re}\left(c_i^t\right)\end{array}\right]=\mathrm{Re}\left(x_1\right){D1}_i^t+\mathrm{Im}\left(x_1\right){E1}_i^t+\mathrm{Re}\left(x_2\right){D2}_i^t+\mathrm{Im}\left(x_2\right){E2}_i^t+...$

$+\mathrm{Re}\left(x_L\right){\mathrm{DL}}_i^t+\mathrm{Im}\left(x_L\right){\mathrm{EL}}_i^t---\left(14\right)$

式中，Dl_i ^t(l≤L)为2行2列的矩阵。

因此，c_i ^t经过信道后的响应为：

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(c_i^t\right)& -\mathrm{Im}\left(c_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(c_i^t\right)& \mathrm{Re}\left(c_i^t\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_i^t\right)\end{array}\right]=\mathrm{Re}\left(x_1\right){D1}_i^t\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_i^t\right)\end{array}\right]+\mathrm{Im}\left(x_1\right){E1}_i^t\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_i^t\right)\end{array}\right]$

$+\mathrm{Re}\left(x_2\right){D2}_i^t\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_i^t\right)\end{array}\right]+\mathrm{Im}\left(x_2\right){E2}_i^t\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_i^t\right)\end{array}\right]$

$+...+\mathrm{Re}\left(x_L\right){\mathrm{DL}}_i^t\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_i^t\right)\end{array}\right]+\mathrm{Im}\left(x_L\right){\mathrm{EL}}_i^t\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h_i^t\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_i^t\right)\end{array}\right]$

$=\mathrm{Re}\left(x_1\right){R1}_i^t+\mathrm{Im}\left(x_1\right){Q1}_i^t+\mathrm{Re}\left(x_2\right){R2}_i^t+\mathrm{Im}\left(x_2\right){Q2}_i^t$

$+...+\mathrm{Re}\left(x_L\right){\mathrm{RL}}_i^t+\mathrm{Im}\left(x_L\right){\mathrm{QL}}_i^t---\left(15\right)$

式中，Rl_i ^t，Ql_i ^t，l＝1，2，...，L为2行1列的矩阵。

把式(15)代入式(8)合并有相同因子Re(x_l)，Im(x_l)的项：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y_t\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_t\right)\end{array}\right]=\mathrm{Re}\left(x_1\right){R1}^t+\mathrm{Im}\left(x_1\right){Q1}^t+\mathrm{Re}\left(x_2\right){R2}^t+\mathrm{Im}\left(x_2\right){Q2}^t+...$

$+\mathrm{Re}\left(x_L\right){\mathrm{RL}}^t+\mathrm{Im}\left(x_L\right){\mathrm{QL}}^t---\left(16\right)$

式中，Rl^t，Ql^t，l＝1，2，...，L为2行1列的矩阵。

因此，式(16)便可写为：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y_t\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccccc}{R1}^t& {Q1}^t& {R2}^t& {Q2}^t& ...& {\mathrm{RL}}^t& {\mathrm{QL}}^t\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(x_2\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_2\right)\\ .\\ .\\ .\\ \mathrm{Re}\left(x_L\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_L\right)\end{array}\right]---\left(17\right)$

第四步：得到所有接收时刻的表达形式：

式(17)是时刻t的接收信号表达式。类似地，很容易得到所有时刻接收信号的表达式：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(y_2\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_2\right)\\ .\\ .\\ .\\ \mathrm{Re}\left(y_T\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_T\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccccc}{R1}^1& {Q1}^1& {R2}^1& {Q2}^1& ...& {\mathrm{RL}}^1& {\mathrm{QL}}^1\\ {R1}^2& {Q1}^2& {R2}^2& {Q2}^2& ...& {\mathrm{RL}}^2& {\mathrm{QL}}^2\\ .& .& .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .& .& .\\ {R1}^T& {Q1}^T& {R2}^T& {Q2}^T& ...& {\mathrm{RL}}^T& {\mathrm{QL}}^T\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(x_2\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_2\right)\\ .\\ .\\ .\\ \mathrm{Re}\left(x_L\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_L\right)\end{array}\right]---\left(18\right)$

从式(18)可以发现，空时编码的传输等式可表达为Y＝HX+N。

式中， $H=\left[\begin{array}{ccccccc}{R1}^1& {Q1}^1& {R2}^1& {Q2}^1& ...& {\mathrm{RL}}^1& {\mathrm{QL}}^1\\ {R1}^2& {Q1}^2& {R2}^2& {Q2}^2& ...& {\mathrm{RL}}^2& {\mathrm{QL}}^2\\ .& .& .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .& .& .\\ .& .& .& .& .& .& .\\ {R1}^T& {Q1}^T& {R2}^T& {Q2}^T& ...& {\mathrm{RL}}^T& {\mathrm{QL}}^T\end{array}\right]$ 便为等效虚拟信道矩阵(EVCM)，它是一个2T×2L的实数矩阵，且有：

X＝[Re(x₁) Im(x₁) Re(x₂) Im(x₂) ... Re(x_L) Im(x_L)]^T

Y＝[Re(y₁) Im(y₁) Re(y₂) Im(y₂) ... Re(y_T) Im(y_T)]^T

N＝[Re(N₁) Im(N₁) Re(N₂) Im(N₂) ... Re(N_T) Im(N_T)]^T    (19)

第五步：扩展到多接收天线的情况：

推导过程和单天线相同，只需对等式中各向量的维度进行扩展即可。假设有N_r根接收天线，那么相应 $Y={[{Y1}^T,{Y2}^T,...,Y{N}_r^T]}^T,$ $H={[{H1}^T,{H2}^T,...,{\mathrm{HN}}_r^T]}^T,$ 其中，Hj，Yj，j≤N_r分别对应第j根接收天线上的等效虚拟信道矩阵和接收信号。X形式不变。

步骤203：利用构造的EVCM，采用与检测复用信号相同的检测方法对接收到的信号进行检测，例如ZF，MMSE，V-BLAST，球译码等检测方法。由于所述各种检测方法均为现有技术，且构造出的EVCM与所述各种算法检测时所需要的信道传输矩阵形式相同，因此步骤203中的检测方法与现有技术完全相同，故此处不再赘述。

同时需要说明的是，STBC与空频分组码(SFBC)原理类似，这两种编码方式在数学上的表达式完全相同。唯一的区别在于，STBC是在时域上对发射天线进行编码，SFBC则是在频域上对发射天线进行编码。在接收端进行解码时的算法也没有区别。因此，文中采用的是STBC来进行说明和举例，但是应当理解，同样的方法也同样可以应用于SFBC，此时式(6)-(19)中含有时域参数的各元素中的时域参数相应地表示的是频域参数，例如：式(8)中第i(i≤N_t)行第t(t≤T)列的元素c_i ^t表示第t个子载波频域范围内第i根天线上发送的符号，，c_i ^t由符号集Λ＝{0，x₁，x₂，...，x_L}中的元素及其共轭线性构成，x_l(l≤L)为星座图中某一点，L为传输符号数；h_i ^t代表第i根发射天线上在第t个子载波上的信道冲击响应，通过类似的含义变换式(6)-(19)中的其它各式同样可以应用在SFBC上。

因此，容易理解，虽然文中使用STBC进行说明，但SFBC的检测方法也同样包含在本发明实施例的保护范围之内。

在信道变化较快的条件下，得到EVCM后，本发明通过将天线在不同时刻或不同频率上的接收信号当成不同天线上的信号来处理，从而能够将各种MIMO复用检测算法应用到对STBC/SFBC编码的检测上来。

为了进一步明确本发明提供的空时分组码检测的方法中EVCM的构造方法，下面分别使用单接收天线情况下的Alamouti，3/4码率OSTBC以及Jafarkhani-QOSTBC进行举例，具体说明推导EVCM的方法：

1)Alamouti-EVCM。

Alamouti的编码矩阵为：

$C=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& -x_2^{*}\\ x_2& x_1^{*}\end{array}\right]---\left(20\right)$

先不考虑噪声，经过上面所述推导可得类似式(18)形式的表达式：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(y_2\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_2\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_2^1\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)\\ \mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^2\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(x_2\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_2\right)\end{array}\right]---\left(21\right)$

所以，Alamouti的EVCM为 $\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_2^1\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)\\ \mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^2\right)\end{array}\right].$ 此外可以发现，根据前面的定义，块矩阵 $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^1\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^1\right)\end{array}\right]$ 可相应写为h₁ ¹。 $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_2^1\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)\end{array}\right]$ 可写为h₂ ¹。但 $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)\end{array}\right],$ $\left[\begin{array}{cc}-\mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^2\right)\end{array}\right]$ 却不是任何一个复数的矩阵形式，这时可以在其第二行乘以-1，这样EVCM便可写成： $\left[\begin{array}{cc}{h}_1^1& h_2^1\\ h_2^{2*}& -h_1^{2*}\end{array}\right],$ 相应地表达式(21)可写为：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(y_2\right)\\ -\mathrm{Im}\left(y_2\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_2^1\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)\\ \mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^2\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(x_2\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_2\right)\end{array}\right]$

即 $\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_1^1& h_2^1\\ h_2^{2*}& -h_1^{2*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]---\left(22\right)$

因此，考虑噪声后的Alamouti的传输等式最终形式可表达如下：

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_1^1& h_2^1\\ h_2^{2*}& -h_1^{2*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_1\\ N_2\end{array}\right]---\left(23\right)$

根据式(23)得到最终的y₂ ^*之后，检测端得到的检测信号即为y₂的共轭，此时需要进一步对得到的y₂ ^*进行共轭转换后方可得到的实际需要的接收信号y₂。

2)3/4码率OSTBC-EVCM。

3/4码率OSTBC的编码矩阵为：

$C=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& -x_2^{*}& x_3^{*}& 0\\ x_2& x_1^{*}& 0& x_3^{*}\\ x_3& 0& -x_1^{*}& -x_2^{*}\\ 0& x_3& x_2& -x_1\end{array}\right]---\left(24\right)$

同Alamouti类似，经过简单的向量相乘运算后，得到形如式(18)的形式： $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(y_2\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_2\right)\\ \mathrm{Re}\left(y_3\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_3\right)\\ \mathrm{Re}\left(y_4\right)\\ \mathrm{Im}\left(y_4\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccccc}\mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^1\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_3^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^1\right)\\ \mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_4^2\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^2\right)\\ -\mathrm{Re}\left(h_3^3\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^3\right)& -\mathrm{Im}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_1^3\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_1^3\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^3\right)\\ -\mathrm{Re}\left(h_4^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_3^4\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^4\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^4\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_1\right)\\ \mathrm{Re}\left(x_2\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_2\right)\\ \mathrm{Re}\left(x_3\right)\\ \mathrm{Im}\left(x_3\right)\end{array}\right]---\left(25\right)$

与Alamouti不同的是，这里的EVCM中并不是所有的2×2阶子矩阵都是一个复数的矩阵形式，以第3、4行的2×2阶子矩阵为例，假设在第4行乘以-1，可见 $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_2^2\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)\end{array}\right]$ 不是任何一个复数的矩阵形式，所以3/4码率OSTBC的EVCM只能表述为一个8×6阶的实数矩阵。

显然，并非所有的空时编码矩阵都能够如同Alamouti-EVCM一样可以简化为一个复数矩阵。通过以上的分析可知，如果空时编码矩阵中某一时刻的各天线发送的符号(即空时编码矩阵C的列向量中的各元素)既有共轭又有非共轭形式时，得到的EVCM便不能表达为复数矩阵；只有当每一时刻的各天线发送的符号只含有共轭形式或只含有非共轭形式时，得到的EVCM才一定能够简化为复数矩阵；同样，对于空频编码矩阵，当某一频率上各天线发送的符号(即空频编码矩阵的列向量中的各元素)既有共轭又有非共轭形式时，得到的EVCM便不能表达为复数矩阵；只有当每一频率上的各天线发送的符号只含有共轭形式或只含有非共轭形式时，得到的EVCM才一定能够简化为复数矩阵，并且，正负号不影响所述结论的成立。

3)Jafarkhani-QOSTBC-EVCM。

编码矩阵为：

$C=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& -x_2^{*}& -x_3^{*}& x_4\\ x_2& x_1^{*}& -x_4^{*}& -x_3\\ x_3& -x_4^{*}& x_1^{*}& -x_2\\ x_4& x_3^{*}& x_2^{*}& x_1\end{array}\right]---\left(26\right)$

参照以上分析，由于C中每一时刻的各天线发送的符号都只含有共轭或只含有非共轭形式，则此时得到的EVCM就可以简化为一个复数矩阵。经过简单的向量运算以及对EVCM中某些行进行乘以-1的变换，可以得到它的等效传输矩阵：

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2^{*}\\ y_3^{*}\\ y_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_1^1& h_2^1& h_3^1& h_4^1\\ h_2^{2*}& -h_1^{2*}& h_4^{2*}& -h_3^{2*}\\ h_3^{3*}& h_4^{3*}& -h_1^{3*}& -h_2^{3*}\\ h_4^4& -h_3^4& -h_2^4& h_1^4\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_1\\ N_2\\ N_3\\ N_4\end{array}\right]---\left(27\right)$

综上所述，可得EVCM构造方法的基本思想在于：把接收信号的各复数表达为实数的形式，经过简单的向量乘运算得到EVCM的实数矩阵。之后观察编码矩阵C，如果每时刻各天线发送的符号都满足只含有共轭或只含有非共轭形式，则可通过对EVCM的某些行进行乘-1的变换后简化为一个复数矩阵，同时实数矩阵等效传输式也可以写为复数矩阵的表达式，采用复数矩阵进行表达能够减少维度。

接下来，再分别以3/4码率OSFBC与Jafarkhani-QOSFBC为例，给出仿真的性能。

仿真方案的TFU时频分布如图3所示，其中时域上有9个OFDM符号，频域上有12个子载波。在频域上对四个相邻子载波进行空频编码。AR1，AR2，AR3，AR4表示相应天线发送的导频符号，用来进行信道估计，表1中的各设置条件明确了进行仿真的环境参数，同时为了体现检测算法本身的性能，需要排除实际应用条件下的各种干扰因素，因此假设信道状态理想可知，且系统理想同步。

子载波带宽	15kHZ
		系统带宽	1.25M
FFT点数	128
		载频	2.6GHZ
TFU个数	5
		调制方式	QPSK
导频数据功率比	1∶1
		信道模型	SCM城区环境TU 6径模型，最大时延5us。SCM徒步PA 4径模型，最大时延0.4us。
移动速度	3km/h
		OSFBC，QOSFBC天线配置	4发1收
发射功率	单个发射天线功率归一化
		MIMO检测算法	ML，ZF，V-BLAST，SD，简化检测等

表1

图4示出了OSFBC编码结合各种检测算法的性能曲线，图中线段上包含“X”标记的为简化ML算法的性能曲线，包含“*”标记的为ML检测算法的性能曲线，包含圆圈标记的为ZF检测算法的性能曲线。

其中图4(a)为3/4码率的OSFBC在PA信道下使用上述各种检测算法的性能曲线，由图4(a)可以得出，传统的简化ML检测算法在步行环境(PA)信道下表现出了接近ML检测算法的性能；

图4(b)为3/4码率的OSFBC在TU信道下使用所述各种检测算法的性能曲线，且图4(b)表明在TU信道下简化ML检测的性能曲线斜率趋近于0，表示此时简化ML检测不可用。这是因为PA信道基本满足准静态衰落，而典型城市环境(TU)信道则相反。

对比图4(a)和(b)两种情况下的检测性能图样，可以看出简化ML的检测算法受到信道类型的限制，而ZF检测在两种不同类型的信道下均表现出了较好的性能。

类似地，图5示出了Jafarkhani-QOSFBC编码结合各种检测算法的性能曲线，图中线段上包含“X”标记的为ZF算法的性能曲线，包含“*”标记的为ML检测算法的性能曲线，包含圆圈标记的为ZF检测算法的性能曲线，包含“|”标记的为MMSE检测算法的性能曲线，包含下三角标记的为球译码检测算法的性能曲线，包含上三角标记的为简化ML检测算法的性能曲线。

对比图5(a)和(b)，可以看出，使用Jafarkhani-QOSFBC编码的情况下，传统的简化ML检测算法在此时的TU信道下同样不可用。同时，可以看到各种MIMO检测算法在PA、TU信道下均可用，其中ZF检测的性能最差，球译码的性能最好。因此，使用的MIMO检测算法的性能越好，其性能曲线越逼近于最优的ML曲线，从而可以达到理想的分集增益。

本发明还同时提供一种空时/频分组码检测的装置，组成结构如图6所示，其中包括：预处理模块610、等效矩阵生成模块620和检测执行模块630；

所述预处理模块610，用于接收采用STBC/SFBC方式发射的信号，并根据其中的导频信号进行信道估计；

所述等效矩阵生成模块620，用于根据信道估计结果构造EVCM；

所述检测执行模块630，用于利用构造的EVCM，采用与检测复用信号相同的检测方法对接收到的信号进行检测。

具体构造EVCM的方法如前文所述，此处不再赘述。

由上述可见，本发明实施例提供的空时/频分组码检测的方法和装置，对发射符号进行STBC/SFBC编码并根据接收端得到的信道估计结果构造出等效虚拟信道矩阵，从而能够将各种MIMO复用检测算法应用到对各种信道条件下的STBC/SFBC的检测当中，具有更好的鲁棒性，并且能够获得良好的检测效果。

因此，容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例，并非用于限定本发明的精神和保护范围，任何熟悉本领域的技术人员所做出的等同变化或替换，都应视为涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1、一种空时/频分组码检测的方法，其特征在于，该方法包括：

接收采用空时/频编码方式发射的信号，根据导频信号进行信道估计；

根据信道估计结果构造等效虚拟信道矩阵EVCM；

利用构造的EVCM，采用多入多出复用检测方法对接收到的信号进行检测。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在单接收天线的情况下，当使用Alamouti编码时：

所述EVCM为 $\left[\begin{array}{cc}{h}_1^1& h_2^1\\ h_2^{2*}& -h_1^{2*}\end{array}\right];$ 其中，所述h_i ^t代表第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应，h_i ^t*则代表第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应的共轭复数。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在单接收天线的情况下，当使用3/4码率的OSTBC或OSFBC进行编码时：

所述EVCM为 $\left[\begin{array}{cccc}{h}_1^1& h_2^1& h_3^1& h_4^1\\ h_2^{2*}& -h_1^{2*}& h_4^{2*}& -h_3^{2*}\\ h_3^{3*}& h_4^{3*}& -h_1^{3*}& -h_2^{3*}\\ h_4^4& -h_3^4& -h_2^4& h_1^4\end{array}\right];$ 其中，所述h_i ^t代表第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应，h_i ^t*则代表第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应的共轭复数。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在单接收天线的情况下，当使用Jafarkhani-QOSTBC或Jafarkhani-QOSFBC进行编码时：

所述EVCM为 $\left[\begin{array}{cccccc}\mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^1\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_3^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^1\right)\\ \mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_4^2\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^2\right)\\ -\mathrm{Re}\left(h_3^3\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^3\right)& -\mathrm{Im}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_1^3\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_1^3\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^3\right)\\ -\mathrm{Re}\left(h_4^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_3^4\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^4\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^4\right)\end{array}\right];$ 其中，所述Re(h_i ^t)代表使用复数形式表示的第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应h_i ^t的实部，Im(h_i ^t)代表使用复数形式表示的第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应h_i ^t的虚部。

5、根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，所述多入多出复用检测方法包括：迫零算法，最小均方误差算法，垂直-贝尔实验室分层空时算法或球译码。

6、一种空时/频分组码检测的装置，其特征在于，该装置包括：预处理模块、等效矩阵生成模块和检测执行模块；

所述预处理模块，用于接收采用空时/频编码方式发射的信号，并根据其中的导频信号进行信道估计；

所述等效矩阵生成模块，用于根据信道估计结果构造EVCM；

所述检测执行模块，用于利用构造的EVCM，采用多入多出复用检测方法对接收到的信号进行检测。

7、根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述等效矩阵生成模块中包括等效矩阵生成单元一：

所述等效矩阵生成单元一，用于当发射端使用Alamouti编码且接收端为单接收天线的情况下，生成EVCM为 $\left[\begin{array}{cc}{h}_1^1& h_2^1\\ h_2^{2*}& -h_1^{2*}\end{array}\right];$ 其中，所述h_i ^t代表第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应，h_i ^t*则代表第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应的共轭复数。

8、根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述等效矩阵生成模块中包括等效矩阵生成单元二：

所述等效矩阵生成单元二，用于当发射端使用3/4码率的OSTBC或OSFBC进行编码，且接收端为单接收天线的情况下，生成EVCM为 $\left[\begin{array}{cccc}{h}_1^1& h_2^1& h_3^1& h_4^1\\ h_2^{2*}& -h_1^{2*}& h_4^{2*}& -h_3^{2*}\\ h_3^{3*}& h_4^{3*}& -h_1^{3*}& -h_2^{3*}\\ h_4^4& -h_3^4& -h_2^4& h_1^4\end{array}\right];$ 其中，所述h_i ^t代表第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应，h_i ^t*则代表第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应的共轭复数。

9、根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述等效矩阵生成模块中包括等效矩阵生成单元三：

所述等效矩阵生成单元三，用于当发射端使用Jafarkhani-QOSTBC或Jafarkhani-QOSFBC进行编码，且接收端为单接收天线的情况下，生成EVCM为 $\left[\begin{array}{cccccc}\mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^1\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^1\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^1\right)& \mathrm{Im}\left(h_3^1\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^1\right)\\ \mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_4^2\right)\\ \mathrm{Im}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^2\right)& -\mathrm{Im}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^2\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^2\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^2\right)\\ -\mathrm{Re}\left(h_3^3\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^3\right)& -\mathrm{Im}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_1^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_1^3\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Re}\left(h_4^3\right)& \mathrm{Im}\left(h_1^3\right)& -\mathrm{Re}\left(h_1^3\right)\\ -\mathrm{Re}\left(h_4^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_3^4\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Re}\left(h_2^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^4\right)\\ -\mathrm{Im}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_4^4\right)& -\mathrm{Im}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Re}\left(h_3^4\right)& \mathrm{Im}\left(h_2^4\right)& -\mathrm{Re}\left(h_2^4\right)\end{array}\right];$ 其中，所述Re(h_i ^t)代表使用复数形式表示的第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应h_i ^t的实部，Im(h_i ^t)代表使用复数形式表示的第i根发射天线在t时刻或第t个子载波频域位置上的信道冲击响应h_i ^t的虚部。

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