CN101155156B - 信道估计方法与装置以及生成导频序列的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计方法与装置，所述方法包括：预置导频数据，再对该导频数据进行调制，并对调制生成的信号进行空时分组编码生成正交导频序列，再将所述正交导频序列分别送入给发射端；发射端分别对输入的正交导频序列进行快速反傅立叶变换再发送给接收端，接收端对收到的变换数据进行快速傅立叶变换得到接收信号；计算正交导频序列的共轭转置矩阵，再将该共轭转置矩阵与接收信号相乘，并将相乘的结果除以信号采样值的功率和时隙数得到信道的估计值。本发明能够保证在提高信道估计精度的同时可以充分体现多路无线信道的相关特性，另外本发明还采用时域滤波方法来滤除部分噪声，从而改善信道估计性能，同时本发明也降低了信道估计运算的复杂度。

Description

信道估计方法与装置以及生成导频序列的方法与装置

技术领域

本发明涉及多输入多输出正交频分复用系统，尤其涉及多输入多输出超宽带系统的信道估计方法与装置以及生成导频序列的方法与装置。

背景技术

对基于导频的信道估计可按照导频插入位置分为前导频信道估计和梳状导频信道估计两种方式，前者适于慢衰落信道，而后者适于时变信道。通常多天线超宽带系统选择前导频信道估计方法，因为多天线超宽带系统所处的环境主要是室内，信道可视为准静态，也可视为慢衰落信道，同时还因为多天线超宽带信道的频率选择性衰落非常严重，会导致梳状导频信道估计不能很好的反映信道，而前导频信道估计可以对信道进行较为准确的估计。

现有技术中的第一种前导频信道估计方法是这样实现的：假设多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)系统的发射天线个数为N，首先构造导频序列，对发射天线i，在子载波k上发送导频数据，而其它所有发射天线在子载波k上发送零信号，对下一子载波k，天线i+1可发送导频数据，而其它所有发射天线发送零信号，依此类推将导频子载波分成N组，发射天线i只在属于第i组子载波的导频位置处发送导频信号，在其它导频位置处发送零信号，接收端从发射天线i估计出第i组子载波的频率响应系数，而其它导频位置的频率响应可由内插法得到，最后通过最大似然估计算法计算求出发射天线i与接收天线之间的信道频率响应。

现有技术中的第二种前导频信道估计方法是这样实现的：假设MIMO系统的发射天线个数为N。在数据帧的前面加入N个正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplex，OFDM)符号周期的导频序列{X_i(k)，k＝0，1，…Ns-1，i＝1，2，...N}，第i个符号周期在第i根天线上发送导频数据X_i(k)，其它天线上发送零信号，从而得出所有发射天线的导频数据，然后计算出发射天线i与接收天线之间的信道频率响应。

由于第一种前导频信道估计是在没有导频数据的位置处通过内插法估算该位置的信道频域响应，这样降低了信道估计的精确度。第二种前导频信道估计方法虽然不需要用内插法来计算信道响应频率，并且在同一时刻只能是单天线发射单天线接收，具有较高的精确度，但在同一时刻不能充分利用MIMO系统无线信道中的相关特性。因此，现有技术的缺陷是信道估计的精确度不高，或者当前导频信道估计的精确度高时，多输入多输出系统中多个天线的优越特性没有得到充分利用。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种信道估计方法与装置，该方法及装置在提高信道估计精确度的同时能够充分利用多输入多输出系统的特性。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种信道估计方法，该方法包括：

预置导频数据，再对该导频数据进行调制，并对调制生成的信号进行空时分组编码生成正交导频序列，再将所述正交导频序列分别送入给发射端；

发射端分别对输入的正交导频序列进行快速反傅立叶变换再发送给接收端，接收端对收到的变换数据进行快速傅立叶变换得到接收信号；

计算正交导频序列的共轭转置矩阵，再将该共轭转置矩阵与接收信号相乘，并将相乘的结果除以信号采样值的功率和时隙数得到信道的估计值。

可选地，在计算得到信道估计值之后进一步包括：

对信道的估计值进行快速反傅立叶变换运算得到信道冲激响应序列，并统计该信道冲激响应序列的实际时域多径数，再判断实际时域多径数是否大于门限多径数，如果是，根据门限多径数对冲激响应序列作截短处理，再对截短后的信道冲激响应序列作快速傅立叶变换得到信道的频域响应，否则结束流程。

可选地，在所述对信道的估计值进行快速反傅立叶变换运算得到信道冲激响应序列步骤之前进一步包括：

统计多输入多输出信道采样后的最大多径数，再将该值最大多径数设置为门限多径数。

根据上述信道估计方法，本发明提供了一种信道估计装置，该装置包括：

编码器，用于预置导频数据，以及对该导频数据进行调制，再将调制生成的信号进行空时分组编码，并将编码生成的正交导频序列分别发送给发射单元；

发射单元，用于分别对输入的正交导频序列进行快速反傅立叶变换并发送给接收单元；

接收单元，用于对收到的数据进行快速傅立叶变换得到接收信号；

信道估计单元，用于获取正交导频序列和接收信号，以及计算正交导频序列的共轭转置矩阵，再根据正交导频序列的共轭转置矩阵和接收信号得到信道的估计值。

可选地，编码器包括：

信息调制单元，用于预置导频数据，再对所述导频数据进行调制；

空时编码单元，用于对调制生成的信号进行空时分组编码生成正交导频序列。

可选地，该装置进一步包括：

快速反傅立叶变换模块，用于对信道的估计值进行快速反傅立叶变换得到冲激响应序列，并统计信道的实际时域多径数；

比较单元，用于设置门限多径数，以及在实际时域多径数大于门限多径数时对信道冲激响应序列作截短处理，再将截短后的信道冲激响应序列发送给快速傅立叶变换模块；

快速傅立叶变换模块，用于对比较单元输出的冲激响应序列作快速傅立叶变换得到信道的频域响应。

在上述信道估计方法的基础上，本发明还提供了一种生成导频序列的方法，该方法包括：

预置导频数据，并对该导频数据进行调制，再对调制生成的信号进行空时分组编码生成正交导频序列。

根据上述生成导频序列的方法，本发明也提供了一种生成导频序列的装置，该装置包括：

信息单元，用于预置导频数据，再对该导频数据进行调制；

空时编码单元，用于对调制生成的信号进行空时分组编码生成正交导频序列。

以上技术方案可以看出，本发明提供的信道估计方法与装置具有以下有益效果：

首先，由于本发明首先预置多个导频数据，再对导频数据进行调制，然后再对调制生成的信号进行空时分组编码生成多路正交导频序列，发射端再对输入的正交导频序列分别作快速反傅立叶变换再发送，与现有技术通过内插法或通过单天线发送单天线接收对信道进行估计相比较，本发明能够使每个子载波都有对应的导频数据，并且也能够充分利用多输入多输出无线信道的特性。

其次，由于本发明根据信道的门限多径数对冲激响应序列作截短处理，即认为大于门限多径数的那些多径分量是由噪声引起的，这样可以滤除一部分噪声，从而使信道的性能得到改善，进而又提高了信道估计的精确度。

最后，由于本发明生成的正交导频序列具有正交性，这样避免了矩阵求逆的运算，从而降低了信道估计运算的复杂度。

附图说明

图1是实现本发明的一种多输入多输出-正交频分复用超宽带系统示意图；

图2是本发明方法第一种实施方式的流程图；

图3是本发明方法第二种实施方式的流程图；

图4是CM1信道下各种信道估计方法的均方误差示意图；

图5是CM4信道下各种信道估计方法的均方误差示意图；

图6是不同信道估计方法的误比特率示意图；

图7是本发明方法第一种实施方式的装置示意图；

图8是本发明方法第二种实施方式的装置示意图。

具体实施方式

本发明提供了一种信道估计方法与装置，参照图1，图1是实现本发明的一种多输入多输出-正交频分复用超宽带系统示意图，假设发射天线数为n_T，接收天线数为n_R。预置n_T个OFDM符号周期的导频数据，经过空时编码器之后生成n_T×p个OFDM符号周期的正交导频序列，p表示正交导频序列持续的周期数，并且大于或等于发射天线数n_T，该导频序列放在数据帧的前面，作为前导频。快速反傅立叶变换单元对空时编码器输出的多路数据分别进行快速反傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)，经过数模转换、上变频之后再通过发射天线将数据发送给接收端，接收端多天线接收后对各路数据分别作快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)得到接收信号，然后再将接收信号发送给空时译码器进行译码。

下面结合图1和图2对本发明方法的第一种实施方式进行详细说明。

在进行信道估计之前将信道离散频率响应定义为：

${\tilde{h}}_{\mathrm{ij}}\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{ij}}^l\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kl}}{N_s}),i=\mathrm{1,2},\·\·\·,n_T,j=\mathrm{1,2},\·\·\·,n_R,k=\mathrm{0,1},\·\·\·N_s-1---\left(1\right)$

其中，α_ij ^l是第i根发射天线到接收天线j的第l条路径的复衰落系数，n_T表示发射天线数，n_R表示接收天线数，N_s表示路径数。

参照图2，图2是本发明方法第一种实施方式的流程图，该方法包括以下具体步骤：

步骤201、预置n_T个OFDM符号的导频数据，n_T为发射天线数。

步骤202、对所述导频数据进行调制，通常采用二进制相移键控(BinaryPhase Shift Keying，BPSK)、四相相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)等调制方式。假设导频数据在第k个子载波上调制生成的信号为

$X_1\left(k\right),X_2\left(k\right),X_3\left(k\right),X_4\left(k\right),...,X_{n_T}\left(k\right).$

步骤203、对调制生成的信号进行空时分组编码(Space Time BlockCoding，STBC)，生成n_T×p个OFDM符号周期的正交导频序列，将该正交导频序列分成n_T路数据，在p个OFDM符号周期内发送。

假设空时分组编码生成的正交导频序列矩阵为：

其中，列对应发射天线数，行对应时隙数，n_T为发射天线数，p表示周期数，且p≥n_T，X(k)的行数据表示n_T根发射天线在第p个时隙发送的数据，列数据表示发射天线i在第p个时隙发送的数据。

由于生成的正交导频序列矩阵X(k)是正交的，那么任何不同两列数据都满足以下条件：

$[X_{1i}\left(k\right),\·\·\·,X_{\mathrm{pi}}\left(k\right)]\·\left[\begin{array}{c}{X}_{1j}^{*}\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ X_{\mathrm{pj}}^{*}\left(k\right)\end{array}\right]=C,i\≠j---\left(3\right)$

其中，C为常数，i不等于j时该常数为0，i＝j时该常数不等于0，X_1j ^*(k)表示X_1j(k)的共轭复数。

上述步骤201～步骤203所描述的内容可看作是产生导频序列的方法。

步骤204、将正交导频序列放在数据帧的前面再发送，再对输入的正交导频序列分别进行快速反傅立叶变换，然后通过发射天线发送给接收端，接收端多天线接收后再分别作FFT变换得到接收信号其中，接收信号还包括外部噪声干扰信号

对于一根接收天线来说，在第p个时隙接收到的信号为：

$\left(\begin{array}{c}{\tilde{R}}_1\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{R}}_p\left(k\right)\end{array}\right)=X\left(k\right)\left(\begin{array}{c}{\tilde{h}}_1\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{h}}_{n_T}\left(k\right)\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\tilde{W}}_1\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{W}}_p\left(k\right)\end{array}\right)---\left(4\right)$

步骤205、计算正交导频序列的共轭转置矩阵。

首先，将公式(4)转换得到公式(5)，具体如下：

$\left(\begin{array}{c}{\tilde{h}}_1\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{h}}_{n_T}\left(k\right)\end{array}\right)=Y\left(K\right)\·\left(\begin{array}{c}{\tilde{R}}_1\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{R}}_p\left(k\right)\end{array}\right)---\left(5\right)$

其中，公式(5)中的Y(k)是X(k)的逆矩阵。

接着，通过矩阵转换计算正交导频序列X(k)的共轭转置矩阵，并将该共轭转置矩阵记作X^H(k)。由于X(k)是正交矩阵，那么只需计算X(k)的共轭转置矩阵即可得到X(k)的逆矩阵，这样可以避免矩阵求逆的运算，从而大大降低了信道估计的复杂度。

步骤206、计算输入正交导频序列的共轭转置矩阵后，再按照公式(5)将计算求出的共轭转置矩阵与接收信号相乘，再将相乘的结果除以信号采样值的功率和时隙数即可得到信道的估计值，具体见公式(6)。

$\hat{H}\left(K\right)=\left(\begin{array}{c}{\tilde{h}}_1\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{h}}_{n_T}\left(k\right)\end{array}\right)=\frac{X^H\left(k\right)}{p\×P0}\left(\begin{array}{c}{\tilde{R}}_1\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{R}}_p\left(k\right)\end{array}\right),P0={\left|X\right|}^2---\left(6\right)$

其中，式中P0表示在进行调制时每个采样值的功率，上标H表示矩阵的共轭转置。

下面以发射天线数为4为例，对正交导频序列的设计过程进行说明，由于导频数据与发射天线数相互对应，那么预先设置4个符号周期的导频数据，再对导频数据进行调制，假设第k个子载波上调制的信号为X₁(k)，X₂(k)，X₃(k)，X₄(k)。对调制生成的信号进行空时分组编码，那么经过空时分组编码之后就生成4×8个符号周期的正交导频序列p(k)，生成的正交导频序列p(k)如式(7)所示：

$p\left(k\right)=\left(\begin{array}{cccc}{X}_1\left(k\right)& X_2\left(k\right)& X_3\left(k\right)& X_4\left(k\right)\\ -X_2\left(k\right)& X_1\left(k\right)& -X_4\left(k\right)& X_3\left(k\right)\\ -X_3\left(k\right)& X_4\left(k\right)& X_1\left(k\right)& -X_2\left(k\right)\\ -X_4\left(k\right)& -X_3\left(k\right)& X_2\left(k\right)& X_1\left(k\right)\\ X_1^{*}\left(k\right)& X_2^{*}\left(k\right)& X_3^{*}\left(k\right)& X_4^{*}\left(k\right)\\ -X_2^{*}\left(k\right)& X_1^{*}\left(k\right)& -X_4^{*}\left(k\right)& X_3^{*}\left(k\right)\\ -X_3^{*}\left(k\right)& X_4^{*}\left(k\right)& X_1^{*}\left(k\right)& -X_2^{*}\left(k\right)\\ {-X}_4^{*}\left(k\right)& -X_3^{*}\left(k\right)& X_2^{*}\left(k\right)& X_1^{*}\left(k\right)\end{array}\right)---\left(7\right)$

然后对信道估计的一般情况进行描述，首先，预置n_T个符号周期的导频数据 ${\{P_i=X_i\left(k\right),k=\mathrm{0,1},\·\·\·N_s-1\}}_{i=1}^{n_T},$ 经过空时分组编码后，生成n_T×p个符号周期的正交导频序列 ${\{F_i^j\left(k\right),i=\mathrm{1,2},\·\·\·n_T,k=\mathrm{0,1},\·\·\·N_s\}}_{j=1}^p$ 并在p个时隙发送，这样使导频序列布满子载波范围。其中， $F^j=\{F_i^j\left(k\right),i=\mathrm{1,2},\·\·\·n_T,k=\mathrm{0,1},\·\·\·N_s\}$ 为空时分组编码传输矩阵的第j列向量，其中n_T表示发射天线数，n_R表示接收天线数，N_s表示路径数。

假设天线n在第j个周期接收到的频域信号为第j周期内n_T个发射天线的发射信号经过信道后的信号叠加，可表示为：

${\tilde{R}}_j^n\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{h}}_{\mathrm{in}}\left(k\right)F_i^j\left(k\right)+W_n^j\left(k\right),j=\mathrm{1,2},\·\·\·p,k=\mathrm{0,1},\·\·\·N_s---\left(8\right)$

其中，表示第k个子载波上，从发射天线i到接收天线n上的信道频域响应，W_n ^j(k)为第k个子载波上的噪声和外部干扰信号分量。

接收天线收到的数据可用矩阵形式表示为：

由于每根接收天线对导频数据的接收都可以采用同样的方法，那么根据公式(6)可得n_R个接收天线的信道频域响应的估计值为：

$\hat{H}\left(k\right)=\left(\begin{array}{c}{\hat{H}}_1^T\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{H}}_{n_R}^T\left(k\right)\end{array}\right),$ 其中 ${\hat{H}}_n\left(k\right)=\left(\begin{array}{c}{\hat{H}}_{1n}\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{H}}_{n_{T}n}\left(k\right)\end{array}\right)=\frac{p^H\left(k\right)}{p\×P0}\left(\begin{array}{c}{\tilde{R}}_1^n\left(k\right)\\ .\\ .\\ .\\ {\tilde{R}}_p^n\left(k\right)\end{array}\right),k=\mathrm{0,1},\·\·\·N_s---\left(10\right)$

其中，H_n ^T(k)表示信道矩阵的第n行，p^H(k)表示p(k)的共轭转置矩阵，对不同的接收天线，p(k)都是一样的。

信道估计的性能可由其均方误差(Mean Square Error，MSE)来衡量：

$\mathrm{MSE}=\frac{1}{n_T{N}_s}\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}E\left\{{|{\hat{h}}_i\left(k\right)-{\tilde{h}}_i\left(k\right)|}^2\right\}---\left(11\right)$

对于多接收天线的情况：

$\mathrm{MSE}=\frac{1}{n_R{n}_T{N}_s}\underset{l=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}E\left\{{|{\hat{h}}_{\mathrm{li}}\left(k\right)-{\tilde{h}}_{\mathrm{li}}\left(k\right)|}^2\right\}---\left(12\right)$

因为接收天线接收到的信号是所有发射天线发送信号的叠加，在一定信噪比情况下，平均噪声功率也增加了。每根接收天线在每个子载波上的噪声方差为：

$D_N=\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}D\left[\frac{N_i\left(k\right)}{p\×P0}\right]=\frac{n_T{\mathrm{\σ}}_N^2}{p\×P0}---\left(13\right)$

公式(13)中σ_N ²表示平均噪声功率，N_i(k)为列向量

的第i个元素。则这种方法的理论MSE为：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{OPS}}=\frac{n_T}{p\left(\mathrm{SNR}\right)}---\left(14\right)$

公式(14)中SNR为信噪比(注意这里不以dB为单位)。

参照图3，图3是本发明方法第二种实施方式的流程图，为了进一步改善信道估计的性能，本实施方式运用时域滤波法滤除一部分噪声，该实施方式是结合时域滤波的正交导频序列(Orthogonal Pilot Sequences，OPS)方法来对信道进行估计，具体包括以下步骤：

步骤301、预置n_T个OFDM符号的导频数据，n_T为发射天线数。

步骤302、对所述导频数据进行调制，通常采用BPSK、QPSK等调制方式。假设导频数据在第k个子载波上调制生成的信号为

$X_1\left(k\right),X_2\left(k\right),X_3\left(k\right),X_4\left(k\right),...,X_{n_T}\left(k\right).$

步骤303、对调制生成的信号进行空时分组编码，生成n_T×p个OFDM符号周期的正交导频序列X(k)，将该正交导频序列分成n_T路数据，在p个OFDM符号周期内发送。

步骤304、对输入的正交导频序列分别进行快速反傅立叶变换，然后通过发射天线发送给接收端，接收端多天线接收后再分别作FFT变换得到接收信号

步骤305、计算正交导频序列X(k)的共轭转置矩阵。

步骤306、根据公式(5)计算信道的频域响应。

步骤307、统计多输入多输出信道采样后的最大多径数L_max，并将该值设置为门限多径数。

步骤308、对估计的信道频域响应进行快速反傅立叶变换运算得到信道冲激响应序列，并统计该信道冲激响应序列的实际时域多径数。

步骤309、判断该信道的实际时域多径数是否大于门限多径数，如果是，根据信道的门限多径数对信道冲激响应序列作截短处理，即认为大于门限多径数的那些多径分量是由噪声引起的，再将大于门限多径数的那部分数据在冲激响应序列所对应的点全部设置为0，再执行步骤311，否则结束流程。

步骤310、对截短后的L_max点信道冲激响应序列作FFT变换得到最终的信道频域响应。

由上述可知，两种实施方式都是利用矩阵的正交性原理而无需做矩阵求逆运算即可对信道进行估计。此外对于复信号星座的STBC，只有n_T＝2时p＝n_T，其它情况都是p＞n_T，并且发射天线数和接收天线数要大于1。

最后，结合附图对信道估计方法的性能进行说明，通常用均方误差和误比特率来表征信道估计的性能，比如信道频域响应的均方误差越小说明信道估计方法的精确度越高，信道估计方法的误比特率(Bit Error Rate，BER)越小也能说明信道估计方法的精确度越高。附图只对信道模型1(Channel Model 1，CM1)和信道模型4(Channel Model 4，CM4)进行了说明，CM1和CM4就是电气和电子工程协会规定的几种室内多径信道模型的两种。

图4是CM1信道下各种信道估计方法的均方误差示意图，结合时域滤波的OPS估计法的均方误差性能最好，其次是OPS法、最小二乘(Least Square，LS)法和最大似然(Maximum Likelihood，ML)法。图5是CM4信道下各种信道估计方法的均方误差示意图，对CM4信道来说，估计误差更多的是由码间干扰引起的，因此即使信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)比较大，信道的估计性能也不能明显提高。另外，因为CM4信道的有效径数较多，在信噪比较大时，再用时域滤波反而会导致误差，故结合时域滤波的OPS方法的性能没有使用OPS方法的性能好，而最大似然法在CM4信道下基本无法工作。

图6是不同信道估计方法的误比特率示意图，由该图可知，CM1信道下，OPS估计法比已知信道信息的系统性能只差1dB左右，而且信噪比为1.5dB时就可以达到系统误比特率性能要求(10^-5)，LS估计和ML估计在低信噪比时的MSE性能很接近，因此它们的系统BER性能曲线在低信噪比处也交织在一起。而在CM4信道下，任何一种估计方法的误差都加大了，各种估计方法的MSE性能与系统的BER性能是相似的，结合时域滤波的OPS估计方法在信噪比大于1.5dB之后，误比特率性能要差于OPS和LS方法，OPS估计方法在信噪比4dB处可达到性能要求，相较LS算法提高1dB左右，而ML估计方法在CM4信道几乎不工作。

另外，根据信道估计方法的第一种实施方式，本发明提供了一种信道估计的装置，参照图7，该装置包括编码器701、发射单元704、接收单元707和信道估计单元710。

其中，编码器701包括：信息调制单元702，用于预置导频数据，再对该导频数据进行调制；空时编码单元703，用于对调制生成的信号进行空时分组编码，并生成多路正交导频序列，所述编码器701也可被看作是一种产生导频序列的装置。

其中，发射单元704包括：快速反傅立叶变换单元705，用于分别对空时编码单元703输入的正交导频序列进行快速反傅立叶变换；发射天线706，用于发送经过快速反傅立叶变换得到的数据。

其中，接收单元707包括：接收天线708，用于接收发射单元704发送的数据；快速傅立叶变换单元709，用于对发射单元704发送的数据分别作快速傅立叶变换得到接收信号。

其中，信道估计单元710用于根据正交导频序列和接收信号对信道进行估计。

编码器701预置导频数据，再对该导频数据进行调制，接着对调制生成的信号进行空时分组编码生成多路正交导频序列。

发射单元704分别对编码器701输入的正交导频序列作快速反傅立叶变换，然后再发射给接收单元707。接收单元707对收到的数据分别作快速傅立叶变换得到接收信号，信道估计单元710获取正交导频序列和接收信号，再计算正交导频序列的共轭转置矩阵，再根据正交导频序列的共轭转置矩阵和接收信号得到信道的估计值。

根据信道估计方法的第二种实施方式，本发明也提供了一种信道估计装置，参照图8，该装置包括编码器801、发射单元804、接收单元807、信道估计单元810、快速反傅立叶变换模块811、比较单元812和快速傅立叶变换模块813。

其中，编码器801包括：信息调制单元802，用于预置导频数据，再对该导频数据进行调制；空时编码单元803，用于对调制生成的信号进行空时分组编码，并生成多路正交导频序列。

其中，发射单元804包括：快速反傅立叶变换单元805，用于分别对空时编码单元803输入的正交导频序列进行快速反傅立叶变换；发射天线806，用于发送变换后的数据。

其中，接收单元807包括：接收天线808，用于接收发射单元804发送的数据；快速傅立叶变换单元809，用于对多天线接收的数据分别作快速傅立叶变换得到接收信号。

其中，信道估计单元810，用于获取正交导频序列和接收信号，再计算正交导频序列的共轭转置矩阵，再根据正交导频序列的共轭转置矩阵和接收信号得到信道的估计值。

其中，快速反傅立叶变换模块811，用于对估计的信道频域响应进行快速反傅立叶变换转换到时域的冲激响应序列，再统计信道的实际时域多径数。

其中，比较单元812，用于设置门限多径数，以及在实际时域多径数大于门限多径数时对信道冲激响应序列作截短处理，再将截短后的信道冲激响应序列发送给快速傅立叶变换模块813。

其中，快速傅立叶变换模块813，用于对截短后的L_max点信道冲激响应序列作快速傅立叶变换得到信道的频域响应。

编码器801预置导频数据，然后对导频数据进行调制，接着对调制生成的信号进行空时分组编码生成多路正交导频序列。

发射单元804分别对编码器801输入的正交导频序列作快速反傅立叶变换，然后再发送给接收单元807。接收单元807对多天线收到的数据分别作快速傅立叶变换得到接收信号，信道估计单元810获取正交导频序列和接收信号，再计算正交导频序列的共轭转置矩阵，再根据正交导频序列的共轭转置矩阵和接收信号得到信道的估计值。

快速反傅立叶变换模块811再对估计的信道频域响应进行快速反傅立叶变换转换到时域的冲激响应序列，并统计信道的实际时域多径数。比较单元812将实际时域多径数和门限多径数进行比较，在实际时域多径数大于门限多径数时对信道冲激响应序列作截短处理，再将截短后的信道冲激响应序列发送给快速傅立叶变换模块813，快速傅立叶变换模块813再对截短后的L_max点信道冲激响应序列作快速傅立叶变换得到最终的信道频域响应。

以上对本发明所提供的一种信道估计方法与装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (4)

1.一种信道估计方法，其特征在于，该方法包括：

接收端接收发射端发送的变换数据，所述变换数据是由预置导频数据，对所述预置导频数据进行调制，并对调制生成的信号进行空时分组编码生成正交导频序列，然后将正交导频序列进行快速反傅立叶变换后得到的；

所述接收端计算正交导频序列的共轭转置矩阵，再将该共轭转置矩阵与接收信号相乘，并将相乘的结果除以信号采样值的功率和时隙数得到信道的估计值；

所述接收端对信道的估计值进行快速反傅立叶变换运算得到信道冲激响应序列，并统计该信道冲激响应序列的实际时域多径数，再判断实际时域多径数是否大于门限多径数，如果是，根据门限多径数对冲激响应序列作截短处理，再对截短后的信道冲激响应序列作快速傅立叶变换得到信道的频域响应，否则结束流程。

2.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，在所述对信道的估计值进行快速反傅立叶变换运算得到信道冲激响应序列步骤之前进一步包括：

所述接收端统计多输入多输出信道采样后的最大多径数，再将最大多径数设置为门限多径数。

3.一种信道估计装置，其特征在于，该装置包括：

接收单元，用于接收发射单元发送的变换数据，对收到的变换数据进行快速傅立叶变换得到接收信号，所述变换数据是由编码器预置导频数据，对所述导频数据进行调制，再将调制生成的信号进行空时分组编码，编码生成正交导频序列，然后由发射单元对正交导频序列进行快速反傅立叶变换得到的；

信道估计单元，用于获取正交导频序列和接收信号，以及计算正交导频序列的共轭转置矩阵，再根据正交导频序列的共轭转置矩阵和接收信号得到信道的估计值；

快速反傅立叶变换模块，用于对信道的估计值进行快速反傅立叶变换得到冲激响应序列，并统计信道的实际时域多径数；

比较单元，用于设置门限多径数，以及在实际时域多径数大于门限多径数时对信道冲激响应序列作截短处理，再将截短后的信道冲激响应序列发送给快速傅立叶变换模块；

快速傅立叶变换模块，用于对比较单元输出的冲激响应序列作快速傅立叶变换得到信道的频域响应。

4.如权利要求3所述的信道估计装置，其特征在于，编码器包括：

信息调制单元，用于预置导频数据，再对所述导频数据进行调制；

空时编码单元，用于对调制生成的信号进行空时分组编码生成正交导频序列。

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