CN101552547A - 伪连续工作模式开关电源功率因数校正方法及其装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种伪连续工作模式开关电源功率因数校正方法及其装置，在每个开关周期，误差放大器VA用输出基准电压Vref与输出电压V0进行比较产生误差电压值ΔV；根据比较结果向变换器TD的主开关SW1输出关断控制信号；在变换器TD的主开关SW1关断期间，逻辑比较器LC用基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref与电感电流IL进行比较，当变换器TD的电感电流IL下降到基准正弦电流Iref时向变换器TD的辅开关SW2输出导通控制信号，直到下个开关周期的到来。本发明具有输出电压纹波小，控制器结构简单，负载突变时变换器进入新稳态迅速；负载功率范围广的优点。

Description

伪连续工作模式开关电源功率因数校正方法及其装置
技术领域
本发明涉及一种伪连续模式下的功率因数校正控制方法及其装置。
背景技术
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。电源作为各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统安全性和可靠性的高低。随着电力电子器件制造技术和变流技术的进步，开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位。开关电源多数是通过整流器接入电网的，传统的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路。因此，传统的开关电源存在一个致命的弱点，即功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，它在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网，开关电源现已成为电网中最主要的谐波源之一。针对高次谐波的危害，从1992年起国际上开始以立法的形式限制高次谐波，传统整流器因谐波远远超标而面临前所未有的挑战。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。现有Buck、Boost、Buck-Boost等多种功率因数校正电路拓扑结构。功率因数校正控制集成电路负责检测变换器的工作状态，并产生脉冲信号控制开关装置，调节传递给负载的能量以稳定输出；同时保证开关电源的输入电流跟踪电网输入电压，实现接近于1的功率因数。控制集成电路的结构和工作原理由开关电源采用的控制方法决定。对于同一功率电路拓扑，采用不同的控制方法会对开关电源的稳态精度及动态性能等方面产生影响，因而控制方法的研究显得日益重要。目前功率电路技术已经较为成熟，控制方法成为关系到开关电源综合性能的关键因素。一方面，电压性、电流型等传统的控制方法日趋完善，并在更多技术领域得到推广；另一方面，新型控制方法不断出现，有力地推进了电源行业的技术进步。
传统的有源功率因数校正技术的研究集中在变换器工作在电流连续模式，其优点是功率因数高，流过开关管的电流有效值小，因此广泛应用在中大功率场合。缺点是需要检测输入电压的瞬时值、电感电流和输出电压，控制电路中需要乘法器，采用电压电流双环控制，控制复杂，成本高。上世纪80年代后期，有人提出利用电流断续模式进行功率因数校正，控制电路简单，仅需检测输出电压；而且，电感工作在电流断续模式，避免了Boost变换器中升压二极管的反向恢复问题。它可适用于小功率、对成本敏感的场合。其缺点是输入电流波形是断续的，需要输入滤波电路消除高频纹波；而且开关管的导通损耗增加。上世纪90年代早期，有人提出利用临界断续导电模式进行功率因数校正。该模式控制的复杂度介于电流连续模式和电流断续模式之间。其优点是输入电流的高频脉动量相对较小，避免了Boost变换器中升压二极管的反向恢复问题，功率因数高，适用于中小功率场合；缺点是开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感的设计较复杂。
发明内容
本发明的目的是提供一种功率因数校正的控制方法——伪连续模式下的功率因数校正控制方法，采用该方法可使开关变换器输出电压纹波减小，并且其动态响应好，抗干扰能力强，适用于各种拓扑结构的变换器，此外可应用于很宽的负载功率范围。
本发明实现其发明目的，所采用的技术方案是：一种开关电源的控制方法，其具体作法是：
输入电压检测电路VCC2检测变换器TD的整流输出电压Vin，输入电压有效值检测电路VCC3检测变换器TD的整流输出电压Vin的有效值Vrms，输出电流检测电路IC2检测负载电流Io，乘法器把整流输出电压Vin与负载电流Io相乘后的结果，由除法器除以整流输出电压有效值Vrms，除法器的输出即为基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref。在每个开关周期起始时刻变换器TD的主开关SW1导通，辅开关SW2关断，输出电压检测电路VCC1检测变换器TD的输出电压V0送误差放大器VA，误差放大器VA用输出基准电压Vref与输出电压V0进行比较产生误差电压值ΔV；误差电压值ΔV经补偿网络CN调节与载波进行比较，根据比较结果产生开关管SW1的关断控制脉冲Pn1，经驱动电路DR1向变换器TD的主开关SW1输出关断控制信号；在变换器TD的主开关SW1关断期间，电感电流检测电路IC1检测变换器TD的电感电流IL送逻辑比较器LC，逻辑比较器LC用基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref与电感电流IL进行比较，当变换器TD的电感电流IL下降到基准正弦电流Iref时产生开关管SW2的导通控制脉冲Pn2，经驱动电路DR2向变换器TD的辅开关SW2输出导通控制信号，直到下个开关周期的到来。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、相对于已有的连续电流模式、断续电流模式技术，采用本发明控制的开关电源处于稳态时，各开关周期向负载传递的能量差异较小，因此有效减小了输出电压纹波，有利于变换器整流滤波电路选用较小的输出电容；2、控制器结构简单，无需电流环补偿网络，简化了控制环路设计，增强了系统稳定性；3、负载电流发生突变时，控制器能够立即改变基准正弦电流，变换器可迅速进入新的稳态；4、变换器不受负载功率的限制，在中小及大功率范围内均可正常工作。
本发明的另一目的是提供一种实现以上开关电源的控制方法的装置。
本发明实现该发明目的所采用的技术方案是：一种实现以上开关电源的控制方法的装置，由变换器和控制器组成，控制器主要包括电压检测电路、电流检测电路、补偿网络、乘法器、除法器、逻辑比较器、驱动电路，其结构特点是：输出电压检测电路、误差放大器、补偿网络、驱动电路依次相连；输入电压检测电路与负载电流检测电路分别与乘法器相连，输入电压有效值(或峰值)检测电路与乘法器的输出分别与除法器相连，电感电流检测电路与除法器的输出分别与逻辑比较器相连后再与驱动电路相连。
该装置的工作过程和原理是：
输入电压检测电路VCC2检测变换器TD的整流输出电压Vin，输入电压有效值检测电路VCC3检测变换器TD的整流输出电压Vin的有效值Vrms，输出电流检测电路IC2检测负载电流Io，乘法器把整流输出电压Vin与负载电流Io相乘后的结果，由除法器除以整流输出电压有效值Vrms，除法器的输出即为基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref。在每个开关周期起始时刻变换器TD的主开关SW1导通，辅开关SW2关断，输出电压检测电路VCC1检测变换器TD的输出电压V0送误差放大器VA，误差放大器VA用输出基准电压Vref与输出电压V0进行比较产生误差电压值ΔV；误差电压值ΔV经补偿网络CN调节与载波进行比较，根据比较结果产生开关管SW1的关断控制脉冲Pn1，经驱动电路DR1向变换器TD的主开关SW1输出关断控制信号；在变换器TD的主开关SW1关断期间，电感电流检测电路IC1检测变换器TD的电感电流IL送逻辑比较器LC，逻辑比较器LC用基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref与电感电流IL进行比较，当变换器TD的电感电流IL下降到基准正弦电流Iref时产生开关管SW2的导通控制脉冲Pn2，经驱动电路DR2向变换器TD的辅开关SW2输出导通控制信号，直到下个开关周期的到来。
可见，采用以上装置可以方便可靠地实现本发明以上方法。
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
附图说明
图1为本发明的控制系统结构框图。
图2为本发明实施例一的电路结构示意图。
图3为本发明实施例一的变换器工作状态示意图。图3a为变换器电感储能阶段；图3b为变换器电感变放电阶段；图3c为变换器电感续流阶段。
图4为本发明实施例一的变换器电感电流示意图。
图5a为本发明实施例一在稳态条件下输入电压的时域仿真波形图。
图5b为本发明实施例一在稳态条件下输入电流的时域仿真波形图。
图5c为本发明实施例一在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图。
图5d为本发明实施例一在稳态条件下电感两端电压的时域仿真波形图。
图5仿真条件如下：输入电压Vin＝220V、输出电压参考值Vref＝400V、电感L＝200uH、电容C＝470uF、负载阻值R＝160Ω、开关周期T＝20μs。
图6a为实施例一在现有的连续电流模式下输入电流的仿真波形图。图6a仿真条件如下：输入电压Vin＝220V、输出电压参考值Vref＝400V、电感L＝1mH、电容C＝470uF、负载阻值R＝160Ω、开关周期T＝20μs。
图6b为本发明实施例一在伪连续电流模式下输入电流的仿真波形图。图6b仿真条件与图5相同。
图7a为实施例一在现有的连续电流模式下输出电压的仿真波形图。图7a仿真条件与图6a相同。
图7b为本发明实施例一在伪连续电流模式下输出电压的仿真波形图。图7b仿真条件与图5相同。
图8a为实施例一在现有的断续电流模式下输入电流的仿真波形图。
图8b为本发明实施例一在伪连续电流模式下输入电流的仿真波形图。图8仿真条件与图5相同。
图9a为实施例一在现有的断续电流模式下输出电压的仿真波形图。
图9b为本发明实施例一在伪连续电流模式下输出电压的仿真波形图。图7仿真条件与图5相同。
图10a为现有的连续电流模式控制变换器在负载变化(负载在1s时刻由1KW跃变至1.6KW)时变换器输出电压的仿真波形图。
图10b为本发明实施例一在同样的负载变化时变换器输出电压的仿真波形图。图10仿真条件与图5相同。
图11a为现有的连续电流模式控制变换器在负载变化(负载在1s时刻由1KW跃变至1.6KW)时变换器输入电流的仿真波形图。
图11b为本发明实施例一在同样的负载变化时变换器输入电流的仿真波形图。图10仿真条件与图5相同。
图12a为现有的连续电流模式控制变换器在负载变化(负载在1s时刻由1KW跃变至1.6KW)时变换器输出电压的仿真波形图。
图12b为本发明实施例一在同样的负载变化时变换器输出电压的仿真波形图。图10仿真条件与图5相同。
图13a为现有的连续电流模式控制变换器在负载变化(负载在1s时刻由1KW跃变至0.8KW)时变换器输入电流的仿真波形图。
图13b为本发明实施例一在同样的负载变化时变换器输入电流的仿真波形图。图10仿真条件与图5相同。
图14a为本发明实施例一在负载功率为1.6KW下输入电压的稳态时域仿真波形图。
图14b为本发明实施例一在负载功率为1.6KW下输入电流的稳态时域仿真波形图。
图14c为本发明实施例一在负载功率为0.2KW下输入电压的稳态时域仿真波形图。
图14d为本发明实施例一在负载功率为0.2KW下输入电流的稳态时域仿真波形图。图14仿真条件与图5相同。
图15为本发明实施例二的电路结构示意图。
具体实施方式
实施例一
图1示出，本发明的一种具体实施方式为，一种开关电源的控制方法，其具体作法是：
输入电压检测电路VCC2检测变换器TD的整流输出电压Vin，输入电压有效值检测电路VCC3检测变换器TD的整流输出电压Vin的有效值Vrms，输出电流检测电路IC2检测负载电流Io，乘法器把整流输出电压Vin与负载电流Io相乘后的结果，由除法器除以整流输出电压有效值Vrms，除法器的输出即为基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref。在每个开关周期起始时刻变换器TD的主开关SW1导通，辅开关SW2关断，输出电压检测电路VCC1检测变换器TD的输出电压V0送误差放大器VA，误差放大器VA用输出基准电压Vref与输出电压V0进行比较产生误差电压值ΔV；误差电压值ΔV经由Cuf、Ruf、Rui构成的补偿网络CN调节与载波进行比较，根据比较结果产生开关管SW1的关断控制脉冲Pn1，经驱动电路DR1向变换器TD的主开关SW1输出关断控制信号；在变换器TD的主开关SW1关断期间，电感电流检测电路IC1检测变换器TD的电感电流IL送逻辑比较器LC，逻辑比较器LC用基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref与电感电流IL进行比较，当变换器TD的电感电流IL下降到基准正弦电流Iref时产生开关管SW2的导通控制脉冲Pn2，经驱动电路DR2向变换器TD的辅开关SW2输出导通控制信号，直到下个开关周期的到来。
图1、图2示出，本发明的一种具体实施方式为：伪连续电流模式下的Boost功率因数校正变换器。图3示出，变换器在一个开关周期内的三个工作状态，分图(a)、(b)、(c)分别为电感储能阶段、电感放电阶段与电感续流阶段。图4示出，伪连续电流模式把断续电流模式下电感电流为零的阶段通过辅开关抬升到以正弦规律变换的参考信号Iref上，结合断续电流模式下电感电流峰值自动跟踪输入电压的特性，在伪连续模式下电感电流IL的峰值Ipk也自动跟踪输入电压。变换器的输入电流Iin为电感纹波的平均电流。Ipk、Iref均与变换器输入电压同频同相位，因此Iin与输入电压同频同相位，实现功率因数校正的目的。
本例中，具体的工作原理为：在任一开关周期起始时，Boost变换器的主开关SW1导通、辅开关SW2关断，电压检测电路对瞬时的Vo进行检测，误差补偿器随即获得Vref与Vo之差Ve并对Ve做补偿运算，得到调制信号VEA。VEA与三角载波信号Vm比较，当Vm小于VEA时控制器输出控制信号，变换器主开关SW1关断。通过调节主开关SW1的导通时间来保证变换器的输出电压稳定在设定值，类似于断续电流模式，变换器处于稳态时主开关SW1的占空比保持恒定。当变换器主开关SW1关断时，此时变换器电感向负载放电。检测变换器电感电流，当电感电流IL下降到控制器产生的基准正弦电流值时，控制器给变换器辅开关SW2导通信号，辅开关SW2把变换器电感短路，电感电流以该周期对应的基准正弦电流值续流，直到下个开关周期的到来。
控制器通过检测变换器的整流输入电压与负载电流来得到基准正弦电流。整流输入电压保证了基准正弦电流与变换器输入电压同频同相位，负载电流决定了基准正弦电流的幅值。当负载突变时基准正弦电流实时跟随负载电流的变化，控制系统对电压跌落与提升均有较强的抑制能力。控制器中的逻辑模块保证在每个开关周期内续流辅开关SW2仅在主开关SW1关断的期间导通。
本例的变换器为Boost型变换器。
用Matlab/Simulink软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。
图5为本发明的控制方法进行时域仿真的分析结果，各分图(a)、(b)、(c)、(d)分别为输入电压、电感电流、输出电压和电感两端电压波形局部放大图。变换器在稳态时输入电流跟踪输入电压，输出电压波形稳定在设定值400V，实现功率因数变换器的功能；变换器电感两端电压在一个开关周期内有三个电压等级，说明变换器在一个开关周期内有三个工作状态。
图6为采用不同控制方法时，变换器的稳态输入电流波形，分图(a)、(b)分别对应连续电流模式和本发明的伪连续电流模式。可见，在两种工作模式下，变换器的输入电流均跟踪输入电压的正弦包络，实现很高的功率因数。
图7为采用上述两种控制方法时，变换器的稳态输出电压波形。图7中波形(a)、(b)分别对应连续电流模式和本发明的伪连续电流模式。可见，采用本发明进行控制时，变换器输出电压纹波小于连续电流模式下的电压纹波，输出电压纹波峰峰值由连续模式下的16V降为本发明下的14V。
图8为采用不同控制方法时，变换器的稳态输入电流波形，分图(a)、(b)分别对应断续电流模式和本发明的伪连续电流模式。可见，在两种工作模式下，变换器的输入电流均跟踪输入电压的正弦包络，实现很高的功率因数；且输入电流峰值由断续电流模式下的5A降为本发明下的2.7A。
图9为采用上述两种控制方法时，变换器的稳态输出电压波形。图9中波形(a)、(b)分别对应断续电流模式和本发明的伪连续电流模式。可见，采用本发明进行控制时，变换器输出电压纹波小于连续电流模式下的电压纹波，输出电压纹波峰峰值由断续模式下的4.6V降为本发明下的2.6V。
图10中分图(a)、(b)为负载变化前后，分别采用连续电流模式和本发明时变换器的输出电压波形。图11为与之对应的电感电流波形。图示中，负载电流在1s时刻由2.5A阶跃变化到4A，两种控制方法均可使变换器进入新的稳态。采用连续电流模式控制，系统输出电压会跌落到340V，需0.2s系统才能回到稳态，输出电压在340V～419V范围内波动；而采用本发明的控制方法，系统输出电压无明显变化，输出电压在389V～412V可见，本发明的伪连续电流模式在负载电流增大时具有良好的动态特性。
图12中分图(a)、(b)为负载变化前后，分别采用连续电流模式和本发明时变换器的输出电压波形。图13为与之对应的电感电流波形。图示中，负载电流在1s时刻由2.5A阶跃变化到2A，两种控制方法均可使变换器进入新的稳态。采用连续电流模式控制，系统输出电压会抬升到426V，需0.3s系统才能回到稳态，输出电压在385V～426V范围内波动；而采用本发明的控制方法，系统输出电压无明显变化，输出电压在393.5V～407V可见，本发明的伪连续电流模式在负载电流减小时也具有良好的动态特性。
图14中分图(a)、(b)为采用本发明控制时变换器1600W的输出电压波形和输入电流波形；图1 4中分图(c)、(d)为电路参数完全一样的情况下，采用本发明控制时变换器200W的输出电压波形和输入电流波形。可见，本发明在负载功率很宽的范围内均具有良好的稳态特性。
实施例二
图15示出，本例与实施例一相比，不同之处是：开关电源的变换器为Buck-Boost变换器。控制方式和工作过程与实施例一类似。同样能通过仿真结果证明，它能实现本实用新型的目的。
本发明方法是一种定频控制方法，开关电源的开关频率由外部时钟脉冲决定。它可方便地用模拟器件或数字器件实现；除可用于以上实施例中的变换器组成的开关电源外，也可用于Buck变换器、Cuk变换器、BIFRED变换器、反激变换器、半桥变换器、全桥变换器等多种功率电路组成开关电源。

Claims (4)

1、一种伪连续工作模式开关电源功率因数校正方法，其具体作法是：
在每个开关周期起始时刻变换器TD的主开关SW1导通，辅开关SW2关断，输出电压检测电路VCC1检测变换器TD的输出电压V0送误差放大器VA，误差放大器VA用输出基准电压Vref与输出电压V0进行比较产生误差电压值ΔV；误差电压值ΔV经补偿网络CN调节与载波进行比较，根据比较结果向变换器TD的主开关SW1输出关断控制信号；在变换器TD的主开关SW1关断期间，电感电流检测电路IC1检测变换器TD的电感电流IL送逻辑比较器LC，逻辑比较器LC用基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref与电感电流IL进行比较，当变换器TD的电感电流IL下降到基准正弦电流Iref时向变换器TD的辅开关SW2输出导通控制信号，直到下个开关周期的到来。
2、如权利要求1所述的伪连续工作模式开关电源功率因数校正方法，其特征在于：所述的基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref的方法是：
输入电压检测电路VCC2检测变换器TD的整流输出电压Vin，输入电压有效值检测电路VCC3检测变换器TD的整流输出电压Vin的有效值Vrms，输出电流检测电路IC2检测负载电流Io，整流输出电压Vin与负载电流Io经乘法器MUL相乘后作为除法器DIV的一个输入，除法器的另一个输入为整流输出电压有效值Vrms，除法器的输出即为基准正弦电流Iref。
3、如权利要求1所述的伪连续工作模式开关电源功率因数校正方法，其特征在于：所述的基准正弦电流产生器BSCG产生的基准正弦电流Iref的方法是：
输入电压检测电路VCC2检测变换器TD的整流输出电压Vin，输入电压峰值检测电路VCC3检测变换器TD的整流输出电压Vin的峰值Vm，输出电流检测电路IC2检测负载电流Io，整流输出电压Vin与负载电流Io经乘法器MUL相乘后作为除法器DIV的一个输入，除法器的另一个输入为整流输出电压峰值Vm，除法器的输出即为基准正弦电流Iref。
4、一种实现权利要求1或2或3所述的开关电源的控制方法的装置，由变换器TD和控制器组成，控制器主要包括电压检测电路VCC、电流检测电路IC、补偿网络CN、乘法器MUL、除法器DIV、逻辑比较器LC和驱动电路DR，其特征在于：所述的输出电压检测电路VCC1、误差放大器VA、补偿网络CN、驱动电路DR1依次相连；输入电压检测电路VCC2与负载电流检测电路IC2分别与乘法器相连，输入电压有效值检测电路VCC3与乘法器的输出分别与除法器相连，电感电流检测电路IC1与除法器的输出分别与逻辑比较器LC相连后再与驱动电路DR2相连。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102624206A (zh) * 2012-04-19 2012-08-01 西南交通大学 伪连续导电模式开关变换器自适应续流控制方法及其装置
CN103235188A (zh) * 2013-05-02 2013-08-07 合肥工业大学 一种在线测量与预测开关电源电容器esr值的方法
CN105186854A (zh) * 2015-10-09 2015-12-23 安徽师范大学 基于dsp的数字化pfc采集控制系统及方法
CN108696104A (zh) * 2017-04-06 2018-10-23 泰雷兹公司 具有最大电流模式控制的改进的开关功率转换器
CN109976707A (zh) * 2019-03-21 2019-07-05 西南交通大学 一种可变位宽乘法器自动化生成方法
CN110492763A (zh) * 2019-08-26 2019-11-22 南京理工大学 提高三态Boost变换器功率因数的可变占空比控制方法
CN111954345A (zh) * 2020-03-27 2020-11-17 杰华特微电子（杭州）有限公司 Bifred变换器及其控制方法及应用其的led驱动电路

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100371844C (zh) * 2004-08-20 2008-02-27 清华大学 临界连续导电模式功率因数校正器并联交错运行方法

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102624206A (zh) * 2012-04-19 2012-08-01 西南交通大学 伪连续导电模式开关变换器自适应续流控制方法及其装置
CN102624206B (zh) * 2012-04-19 2014-05-07 西南交通大学 伪连续导电模式开关变换器自适应续流控制方法及其装置
CN103235188A (zh) * 2013-05-02 2013-08-07 合肥工业大学 一种在线测量与预测开关电源电容器esr值的方法
CN105186854A (zh) * 2015-10-09 2015-12-23 安徽师范大学 基于dsp的数字化pfc采集控制系统及方法
CN108696104A (zh) * 2017-04-06 2018-10-23 泰雷兹公司 具有最大电流模式控制的改进的开关功率转换器
CN108696104B (zh) * 2017-04-06 2021-10-22 泰雷兹公司 具有最大电流模式控制的改进的开关功率转换器
CN109976707A (zh) * 2019-03-21 2019-07-05 西南交通大学 一种可变位宽乘法器自动化生成方法
CN110492763A (zh) * 2019-08-26 2019-11-22 南京理工大学 提高三态Boost变换器功率因数的可变占空比控制方法
CN110492763B (zh) * 2019-08-26 2021-05-07 南京理工大学 提高三态Boost变换器功率因数的可变占空比控制方法
CN111954345A (zh) * 2020-03-27 2020-11-17 杰华特微电子（杭州）有限公司 Bifred变换器及其控制方法及应用其的led驱动电路
CN111954345B (zh) * 2020-03-27 2023-03-24 杰华特微电子股份有限公司 Bifred变换器及其控制方法及应用其的led驱动电路

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