CN101540544A - 一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，包括充放电网络、参考电压获得单元、比较器、输出控制单元，直流/直流变换器的整流管脉宽调制信号经充放电网络处理后耦合至比较器的第一输入，从参考电压获得单元引出参考电压耦合至比较器的第二输入，比较器的输出耦合至输出控制单元的第一输入，直流/直流变换器的续流管脉宽调制信号耦合至输出控制单元的第二输入，输出控制单元对比较器的输出和续流管脉宽调制信号进行处理后输出至续流管的控制端；整流管脉宽调制信号为在直流/直流变换器开机暂态时占空比不断增大并在直流/直流变换器进入稳态时占空比恒定的脉冲信号，续流管脉宽调制信号与整流管脉宽调制信号占空比互补。

Description

一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路

技术领域

本发明涉及一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路。

背景技术

近几十年来，随着功率变换器向高频化、高效化的不断发展，以金属氧化物半导体场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，简称MOSFET)为开关器件的同步整流技术逐渐代替传统的二极管整流技术，在功率变换器中得到了越来越广泛的应用。

然而，由于MOSFET是双向开关器件，其作为续流管使用时也带来一些新的问题。如图1所示，以降压式推挽(BUCK+PUSH-PULL)变换器为例。在开关机时，续流管QF导通，输出电容，电感和续流管QF形成回路。如图2所示，一方面，电路的输出波形不单调，有突降的特性；另一方面，开关机时电路中瞬间电流变化较大，电感线圈会产生较大的反向电流，使流过续流管的反向电流非常大。当超过额定值时，会使续流管和负载损坏。如图3和图4所示，对于推挽部分(PUSH-PULL)来说，原边开关管Q1、Q2也流过很大的反向电流。如图5所示，此时其等效工作在原边短路情况下，副边开关管Q3、Q4也会有很高的应力。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，所要解决的第一个技术问题是：当变换器在开机有偏置电压时可以单调起机，消除开机时电路中的反向电流。

本发明所要解决的第二个技术问题就是：当变换器在关机时，续流管在控制电路的作用下也不导通工作，使续流管工作在二极管续流模式下，消除了关机时的反向电流和应力问题。

本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：

一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，所受控制的续流管即为场效应管，包括充放电网络、参考电压获得单元、比较器、输出控制单元，直流/直流变换器的整流管脉宽调制信号经充放电网络处理后耦合至所述比较器的第一输入，从所述参考电压获得单元引出参考电压耦合至所述比较器的第二输入，所述比较器的输出耦合至输出控制单元的第一输入，直流/直流变换器的续流管脉宽调制信号耦合至输出控制单元的第二输入，所述输出控制单元对所述比较器的输出和续流管脉宽调制信号进行处理后输出至所述续流管的控制端；所述整流管脉宽调制信号为在直流/直流变换器开机暂态时占空比不断增大并在直流/直流变换器进入稳态时占空比恒定的脉冲信号，所述续流管脉宽调制信号与所述整流管脉宽调制信号占空比互补。

优选的技术方案中，所述充放电网络包括第一电阻和第一电容，所述参考电压获得单元包括第二电阻和第三电阻，输出控制单元包括场效应管和第五电阻；所述第一电阻第一端耦合整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容第一端、比较器反相端分别相连，所述第一电容第二端接地，所述第二电阻第一端接第一电源、第二端与第三电阻第一端、比较器同相端分别相连，所述第三电阻第二端接地，比较器输出端与场效应管栅极相连，场效应管漏极与第五电阻第一端、续流管控制端分别相连，场效应管源极接地，所述第五电阻第二端接续流管脉宽调制信号。

进一步优选的技术方案中，所述充放电网络包括第一电阻和第一电容，所述参考电压获得单元包括第二电阻、第三电阻，所述输出控制单元包括场效应管和第五电阻；所述第一电阻第一端耦合有整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容第一端、比较器同相端分别相连，所述第一电容第二端接地，所述第二电阻第一端接有第一电源、第二端与第三电阻第一端、比较器反相端分别相连，所述第三电阻第二端接地，所述比较器输出与场效应管栅极相连，场效应管漏极经第五电阻接有续流管脉宽调制信号，场效应管源极与续流管控制端相连。

进一步优选的技术方案中，所述充放电网络包括第一电阻和第一电容，所述参考电压获得单元包括第二电阻和稳压管，所述输出控制单元包括场效应管和第五电阻；所述第一电阻第一端耦合整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容第一端、比较器反相端分别相连，所述第一电容第二端接地，所述第二电阻第一端接有第一电源、第二端与稳压管第一端、比较器同相端分别相连，所述稳压管第二端接地，所述比较器输出与场效应管栅极相连，场效应管漏极与第五电阻第一端和续流管控制端分别相连，场效应管源极接地，所述第五电阻第二端接有续流管脉宽调制信号。

进一步优选的技术方案中，所述充放电网络包括第一电阻和第一电容，所述参考电压获得单元包括第二电阻和稳压管，所述输出控制单元包括场效应管和第五电阻；所述第一电阻第一端耦合有整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容第一端、比较器同相端分别相连，所述第一电容第二端接地，所述第二电阻第一端接有第一电源、第二端与稳压管第一端、比较器反相端分别相连，所述稳压管第二端接地，所述比较器输出与场效应管栅极相连，场效应管漏极经第五电阻接有续流管脉宽调制信号，场效应管源极与续流管控制端相连。

更进一步优选的技术方案中，所述充放电网络还包括二极管和第六电阻，所述二极管阴极与第一电阻第一端相连、二极管阳极经第六电阻与第一电阻第二端相连。

再进一步优选的技术方案中，所述充放电网络还包括第七电阻，所述第七电阻第一端接第二电源、第七电阻第二端与第一电阻第二端相连。

最后优选的技术方案中，还包括关机开关管，所述关机开关管第一端耦合关机逻辑信号，第二端耦合在第一电阻和第一电容之间，所述关机开关管在接收到关机逻辑信号时拉低第一电阻和第一电容连接点的电平。

本发明与现有技术对比的有益效果是：

本发明能使续流管(场效应管)在直流/直流变换器开机时，由体内二极管续流模式逐步过渡到完全同步续流模式，避免了输出跌坑，消除了开机时MOS管的反向电流。即：续流管在变换器开机时和进入稳态时分别工作在二极管续流模式和同步续流模式下，从而使变换器电路在开机时能够单调起机，变换器电路进入稳定工作状态时，也能同步续流。

本发明还能使直流/直流变换器在关机时，拉低续流管驱动，让续流管再次工作在二极管续流模式，消除了关机时MOS管的反向电流和应力。

本发明只影响直流/直流变换器在开关机时的暂态过程，而并不影直流/直流变换器的稳态特性，提高了电路的稳定性。

附图说明

图1是背景技术中降压式推挽变换器电路图；

图2是图1所示的电路在开机时的输出波形图；

图3是图1所示的电路在开机时开关管Q1的反向电流波形图；

图4是图1所示的电路在关机时开关管Q1的反向电流波形图；

图5是图1所示的电路在关机时开关管Q3的应力波形图；

图6是本发明原理示意图；

图7是本发明具体实施方式一的电路结构示意图；

图8是本发明具体实施方式一在变换器开机时的电路工作模式示意图；

图9是本发明具体实施方式一在变换器关机时的电路工作模式示意图；

图10是本发明具体实施方式一中电路工作时各点工作波形示意图；

图11是本发明具体实施方式一中关机逻辑信号为高电平时关机开关管为三极管时其连入图7的示意图；

图12是本发明具体实施方式一中关机逻辑信号为低电平时关机开关管为三极管时其连入图7的示意图；

图13是本发明具体实施方式一中关机逻辑信号为低电平时关机开关管为场效应管时其连入图7的示意图；

图14是本发明具体实施方式一中关机逻辑信号为低电平时关机开关管为二极管时其连入图7的示意图；

图15是可以应用本发明具体实施方式一的降压式推挽变换器电路图；

图16是可以应用本发明具体实施方式一的降压式全桥变换器电路图；

图17是本发明具体实施方式二的电路结构示意图；

图18是本发明具体实施方式三的电路结构示意图；

图19是本发明具体实施方式四的电路结构示意图；

图20是本发明具体实施方式五的电路结构示意图；

图21是本发明具体实施方式六的电路结构示意图；

下面通过具体的实施方式并结合附图对本发明做进一步详细说明。

具体实施方式

本发明为了解决直流/直流变换器在开关机时输出波形不单调和动作瞬间电感线圈内电流变化太大引起电感线圈产生较大感应电流而烧毁续流管和负载的问题，引入了续流管驱动控制电路。所述续流管驱动控制电路包括充放电网络、参考电压获得单元、比较器、输出控制单元。各部分连接示意图如图6所示，直流/直流变换器的整流管脉宽调制信号经充放电网络处理后接入比较器的第一输入，第一电源经参考电压获得单元接入比较器的第二输入，比较器的输出端接入输出控制单元的第一输入，直流/直流变换器的续流管脉宽调制信号接入输出控制单元的第二输入，输出控制单元对所述比较器的输出和续流管脉宽调制信号进行处理后接入续流管的控制端。

通过引入控制电路对续流管进行控制，使续流管在直流/直流变换器开机时，由体内二极管续流模式逐步过渡到完全同步续流模式，避免了输出跌坑，消除了开机时MOS管的反向电流。续流管在直流/直流变换器在关机时，再次工作在二极管续流模式，消除了关机时MOS管的反向电流和应力问题。控制电路只影响直流/直流变换器在开关机时的暂态过程，而并不影直流/直流变换器的稳态特性，因此提高了电路的稳定性。

实施例一

如图7所示，一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路。

其中，充放电网络包括第一电阻R1和第一电容C1，参考电压获得单元包括第二电阻R2和第三电阻R3，比较器包括运算放大器U和第四电阻R4，输出控制单元包括场效应管Qc和第五电阻R5。整理管脉宽调制信号HD与第一电阻R1第一端相连，第一电阻R1第二端与第一电容C1第一端、运算放大器U反相端分别相连，第一电容C1第二端接地，第二电阻R2第一端接第一电源、第二端与第三电阻R3第一端、运算放大器U同相端分别相连，第三电阻R3第二端接地，运算放大器U输出端与第四电阻R4第一端、场效应管Qc栅极分别相连，第四电阻R4第二端接第一电源，场效应管Qc漏极与第五电阻R5第一端、续流管QF控制端分别相连，场效应管Qc源极接地，第五电阻R5第二端接续流管脉宽调制信号LD。

此用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路还可包括关机开关管Qoff，Qoff是场效应管。关机开关管Qoff第一端接关机逻辑信号，第二端接在第一电阻R1和第一电容C1之间。关机开关管Qoff在接收到关机逻辑信号时拉低第一电阻R1和第一电容C1连接点的电平。

此用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路还可包括第二电容C2，第二电容C2第一端与运算放大器U的同相端相连，第二端接地，第二电容C2接入电路起到滤波的作用。

此用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路对应变换器开关机时的工作模式示意图如图8和图9所示。变换器开机时，驱动控制电路不工作，则所控制的续流管QF不导通。但续流管QF为场效应管，其内部有附带的续流二极管，所以此时续流管工作在二极管续流模式下。然后驱动控制电路开始工作，续流管脉宽调制信号占空比从小到大逐渐展开，展开过程持续几个周期到几十个周期，则输出使控制的续流管导通工作，自身发挥续流作用，进入完全同步续流模式。关机时，在驱动控制电路的作用下，续流管QF也不导通，续流管再次工作在二极管续流模式下。

此用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路中整流管脉宽调制信号HD为在变换器开机暂态时占空比不断增大并在变换器进入稳态时占空比恒定的脉冲信号，其波形示意图对应图10中整流管脉宽调制信号所示。续流管脉宽调制信号LD与整流管脉宽调制信号HD占空比互补，其波形示意图如图10中续流管脉宽调制信号所示。当整流管脉宽调制信号HD到来时，第一电阻R1给第一电容C1充电，当整流管脉宽调制信号HD消失时，第一电容C1通过第一电阻R1放电，因此电路图中A点的波形图为电容充放电的波形图。随着整流管脉宽调制信号HD占空比的逐渐增大，A点波形图的包络线逐渐上升，其波形示意图如图10中A点波形所示。

如图7所示，B点为参考电压获得单元中引出的参考电压点。通过第二电阻R2和第三电阻R3的设定，B点电压值可以设为一个恒定的参考电压值。其波形示意图如图10中B点波形所示。

如图7所示，A点接入运算放大器U的反相端，B点接入运算放大器U的同相端。两个信号进行比较，当A点电压低于B点参考电压时，运算放大器U的输出端C点为高电平；当A点电压高于B点参考电压时，运算放大器U的输出端C点为低电平。其波形示意图如图10中C点波形所示。

当C点为高电平，同时续流管脉宽调制信号LD也为高电平时，场效应管Qc导通，则续流管驱动被一直拉低，续流管脉宽调制信号LD输出的驱动电压完全加在第五电阻R5上，电路图中D点即为低电平，续流管QF不导通，其内部附带的二极管发挥作用，续流管即工作在二极管续流模式。

随着时间推移，整流管脉宽调制信号HD占空比继续增大，到某个周期时，A点信号中的三角波上升沿信号开始超过B点参考电压，此时运算放大器输出端C点变为低电平。当运算放大器输出端C点为低电平时，场效应管Qc不导通。而此时整流管脉宽调制信号HD有输出，其互补的续流管脉宽调制信号LD没有输出，所以尽管此时场效应管Qc不导通，续流管QF也无法导通，续流管仍然工作在二极管续流模式。

随着时间继续推移，当整流管脉宽调制信号HD没有输出时，第一电容C1开始放电，A点的三角波信号开始下降，但由于其电平仍然高于B点参考电压，所以运算放大器输出端C点仍为低电平，场效应Qc仍然关断。而此时互补的续流管脉宽调制信号LD有输出，则D点为高电平，续流管QF能导通，其本身发挥续流作用，续流管就工作在同步续流模式下。

随着时间继续推移，当三角波下降沿低于B点参考电压时，比较器输出端C点变为高电平，场效应管Qc导通，续流管驱动被拉低，续流管脉宽调制信号LD输出的驱动电压又完全加在第五电阻R5上，D点又为低电平，续流管QF不导通，续流管即又工作在二极管续流模式。

因此，这个时期续流管驱动属于部分导通状态。这种状态会一直持续几十到几百个周期，在这期间，续流管驱动占空比从小到大逐渐展开，变换器一直工作在切换模式。

随着时间继续推移，整流管脉宽调制信号HD占空比继续增大，A点电压将完全高于B点参考电压，则运算放大器输出端C点为低电平，场效应管Qc始终关断。此阶段，当整流管脉宽调制信号HD为一个周期内的高电平时，互补的续流管脉宽调制信号LD则为低电平，则D点即为低电平，续流管QF不导通；当整流管驱动信号HD为一个周期内的低电平时，互补的续流管驱动信号LD则为高电平，则D点即为高电平，续流管QF导通。因此这一阶段，续流管QF的工作状态变化与续流管脉宽调制信号LD的变化同步，续流管进入完全同步续流模式。

当直流/直流变换器电路要关机时，电路中关机逻辑信号变高，关机开关管Qoff导通，C1放电，A点电压迅速降低。当A点电压低于B点电压时，运算放大器输出端C点则为高电平，场效应管Qc导通，续流管驱动被一直拉低，D点始终为低电平，续流管QF不导通。续流管就处于二极管续流模式下。

直流/直流变换器电路关机操作时，驱动控制电路中关机开关管Qoff为三极管时，其对应关机逻辑信号为高电平时接入电路的示意图如图11所示，其对应关机逻辑信号为低电平时接入电路的示意图如图12所示。

直流/直流变换器电路关机操作时，关机开关管Qoff并不局限于三极管，Qoff也可以是场效应管和二极管。当Qoff为场效应管时，其接入电路的示意图如图13所示，此时对应的关机逻辑信号为低电平。当Qoff为二极管时，其接入电路的示意图如图14所示，此时对应的关机逻辑信号也为低电平。

直流/直流变换器工作中引入续流管驱动控制电路后，通过控制电路的控制，续流管在直流/直流变换器开机时，由体内二极管续流模式逐步过渡到完全同步续流模式，避免了输出跌坑，消除了开机时MOS管的反向电流。续流管在直流/直流变换器在关机时，再次工作在二极管续流模式，消除了关机时MOS管的反向电流和应力问题。而驱动控制电路只影响直流/直流变换器在开关机时的暂态过程，而并不影直流/直流变换器的稳态特性，因此提高了电路的稳定性。

需要说明的是，发明中所述的对续流管进行驱动控制的电路不仅可以应用到同步整流BUCK变换器中，而且也可以应用到同步整流BUCK与半桥、全桥、推挽等电路组合成的两级拓扑变换器，如图15、图16所示。

实施例二

如图17所示，一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路。本实施例与实施例一的不同之处在于：输出控制单元部分和比较器部分。

本实施例中，充放电网络包括第一电阻R1和第一电容C1，参考电压获得单元包括第二电阻R2和第三电阻R3，比较器包括运算放大器U和第四电阻R4，输出控制单元包括场效应管Qc和第五电阻R5。整理管脉宽调制信号与第一电阻R1第一端相连，第一电阻R1第二端与第一电容C1第一端、运算放大器U同相端分别相连，第一电容C1第二端接地，第二电阻R2第一端接第一电源、第二端与第三电阻R3第一端、运算放大器U反相端分别相连，第三电阻R3第二端接地，运算放大器U输出端与第四电阻R4第一端、场效应管Qc栅极分别相连，第四电阻R4第二端接第一电源，场效应管Qc漏极经第五电阻R5接续流管脉宽调制信号，场效应管Qc源极与续流管控制端相连。

本实施例可以在第五电阻R5较小的情况下，仍然达到电路所要求的逻辑效果。

实施例三

如图18所示，一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路。本实施例与实施例一的不同之处在于：参考电压获得单元部分。

本实施例中，充放电网络包括第一电阻R1和第一电容C1，参考电压获得单元包括第二电阻R2和稳压管Z，输出控制单元包括场效应管Qc和第五电阻R5；第一电阻R1接入整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容C1第一端、运算放大器反相端分别相连，第一电容C1第二端接地，第二电阻R2第一端接入第一电源、第二端与稳压管Z第一端、运算放大器同相端分别相连，稳压管Z第二端接地，运算放大器输出与场效应管Qc栅极相连，场效应管Qc漏极与第五电阻R5第一端、续流管控制端分别相连，场效应管Qc源极接地，第五电阻R5第二端接入续流管脉宽调制信号。

实施例四

如图19所示，一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路。本实施例与实施例二的不同之处在于：参考电压获得单元部分。

本实施例中，充放电网络包括第一电阻R1和第一电容C1，参考电压获得单元包括第二电阻R2和稳压管Z，输出控制单元包括场效应管Qc和第五电阻R5；第一电阻R1接入整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容C1第一端、运算放大器同相端分别相连，第一电容C1第二端接地，第二电阻R2第一端接入第一电源、第二端与稳压管Z第一端、运算放大器反相端分别相连，稳压管Z第二端接地，运算放大器输出与场效应管Qc栅极相连，场效应管Qc漏极经第五电阻R5接续流管脉宽调制信号，场效应管Qc源极与续流管控制端相连。

实施例五

如图20所示，本实施例与前面四个实施例的不同之处在于：充放电网络部分。该部分在前面四个实施例的充放电网络的基础上增加了一个二极管D和第六电阻R6。二极管D阴极与第一电阻R1第一端相连、二极管D阳极经第六电阻R6与第一电阻R1第二端相连。

本实施例引入二极管D和第六电阻R6后，可以调节A点三角波下降呀，从而改变切换时间。

实施例六

如图21所示，本实施例与前面五个实施例的不同之处在于：充放电网络部分。该部分在前面五个实施例的充放电网络的基础上增加了第七电阻R7。第七电阻R7第一端接第二电源、第二端与第一电阻R1第二端相连。

本实施例中，通过一个第七电阻R7给A点信号加一个补偿电平，防止在小占空比情况下，A点电平不能达到参考电压，续流管驱动始终被拉低。本实施例可以用于输出范围调节较宽的变换器，例如功放类电源。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，(例如：将场效应管Qc换成三极管)都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，所述续流管为场效应管，其特征在于：包括充放电网络、参考电压获得单元、比较器、输出控制单元，直流/直流变换器的整流管脉宽调制信号经充放电网络处理后耦合至所述比较器的第一输入，从所述参考电压获得单元引出参考电压耦合至所述比较器的第二输入，所述比较器的输出耦合至输出控制单元的第一输入，直流/直流变换器的续流管脉宽调制信号耦合至输出控制单元的第二输入，所述输出控制单元对所述比较器的输出和续流管脉宽调制信号进行处理后输出至所述续流管的控制端；所述整流管脉宽调制信号为在直流/直流变换器开机暂态时占空比不断增大并在直流/直流变换器进入稳态时占空比恒定的脉冲信号，所述续流管脉宽调制信号与所述整流管脉宽调制信号占空比互补。

2.根据权利要求1所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：所述充放电网络包括第一电阻(R1)和第一电容(C1)，所述参考电压获得单元包括第二电阻(R2)和第三电阻(R3)，所述输出控制单元包括场效应管(Qc)和第五电阻(R5)；所述第一电阻(R1)第一端耦合有整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容(C1)第一端、比较器(U)反相端分别相连，所述第一电容(C1)第二端接地，所述第二电阻(R2)第一端接有第一电源、第二端与第三电阻(R3)第一端、比较器(U)同相端分别相连，所述第三电阻(R3)第二端接地，比较器(U)输出端与场效应管(Qc)栅极相连，场效应管(Qc)漏极与第五电阻(R5)第一端、续流管控制端分别相连，场效应管(Qc)源极接地，所述第五电阻(R5)第二端接有续流管脉宽调制信号。

3.根据权利要求1所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：所述充放电网络包括第一电阻(R1)和第一电容(C1)，所述参考电压获得单元包括第二电阻(R2)、第三电阻(R3)，所述输出控制单元包括场效应管(Qc)和第五电阻(R5)；所述第一电阻(R1)第一端耦合有整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容(C1)第一端、比较器(U)同相端分别相连，所述第一电容(C1)第二端接地，所述第二电阻(R2)第一端接有第一电源、第二端与第三电阻(R3)第一端、比较器(U)反相端分别相连，所述第三电阻(R3)第二端接地，所述比较器(U)输出与场效应管(Qc)栅极相连，场效应管(Qc)漏极经第五电阻(R5)接有续流管脉宽调制信号，场效应管(Qc)源极与续流管控制端相连。

4.根据权利要求1所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：所述充放电网络包括第一电阻(R1)和第一电容(C1)，所述参考电压获得单元包括第二电阻(R2)和稳压管(Z)，所述输出控制单元包括场效应管(Qc)和第五电阻(R5)；所述第一电阻(R1)第一端耦合有整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容(C1)第一端、比较器(U)反相端分别相连，所述第一电容(C1)第二端接地，所述第二电阻(R2)第一端接有第一电源、第二端与稳压管(Z)第一端、比较器(U)同相端分别相连，所述稳压管(Z)第二端接地，所述比较器(U)输出与场效应管(Qc)栅极相连，场效应管(Qc)漏极与第五电阻(R5)第一端和续流管控制端分别相连，场效应管(Qc)源极接地，所述第五电阻(R5)第二端接有续流管脉宽调制信号。

5.根据权利要求1所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：所述充放电网络包括第一电阻(R1)和第一电容(C1)，所述参考电压获得单元包括第二电阻(R2)和稳压管(Z)，所述输出控制单元包括场效应管(Qc)和第五电阻(R5)；所述第一电阻(R1)第一端耦合有整流管脉宽调制信号、第二端与第一电容(C1)第一端、比较器(U)同相端分别相连，所述第一电容(C1)第二端接地，所述第二电阻(R2)第一端接有第一电源、第二端与稳压管(Z)第一端、比较器(U)反相端分别相连，所述稳压管(Z)第二端接地，所述比较器(U)输出与场效应管(Qc)栅极相连，场效应管(Qc)漏极经第五电阻(R5)接有续流管脉宽调制信号，场效应管(Qc)源极与续流管控制端相连。

6.根据权利要求2-5任一所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：所述充放电网络还包括二极管(D)和第六电阻(R6)，所述二极管(D)阴极与第一电阻(R1)第一端相连、二极管(D)阳极经第六电阻(R6)与第一电阻(R1)第二端相连。

7.根据权利要求2-5任一所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：所述充放电网络还包括第七电阻(R7)，所述第七电阻(R7)第一端接有第二电源、第七电阻(R7)第二端与第一电阻(R1)第二端相连。

8.根据权利要求2-5任一所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：还包括关机开关管，所述关机开关管第一端耦合有关机逻辑信号，第二端耦合在第一电阻(R1)和第一电容(C1)之间，所述关机开关管在接收到关机逻辑信号时拉低第一电阻(R1)和第一电容(C1)连接点的电平。

9.根据权利要求8所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：所述关机开关管为场效应管或三极管，所述场效应管或三极管第三端接地。

10.根据权利要求8所述的用于对直流/直流变换器的续流管进行驱动控制的电路，其特征在于：所述关机开关管为二极管，所述二极管阴极耦合有关机逻辑信号，阳极耦合在第一电阻(R1)和第一电容(C1)之间。

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