CN101536317A

CN101536317A - 用于差压传感器的电容数字接口电路

Info

Publication number: CN101536317A
Application number: CNA2007800104776A
Authority: CN
Inventors: 汪荣泰
Original assignee: Fisher Rosemount Systems Inc
Current assignee: Fisher Rosemount Systems Inc
Priority date: 2006-01-26
Filing date: 2007-01-26
Publication date: 2009-09-16
Anticipated expiration: 2027-01-26
Also published as: WO2007089640A3; EP1994641A4; EP1994641B1; CN101536317B; JP2009524997A; EP1994641A2; JP4940248B2; WO2007089640A2; US20070171107A1; US7324029B2

Abstract

一种两阶段的二阶电容数字(CD)调制器，包括第一级∑－Δ积分器，所述第一级∑－Δ积分器在自动归零阶段期间根据传感器电容形成电荷包，并在所述积分阶段期间对所述电荷包进行积分，以产生输出电压。所述第一级积分器在所述自动归零阶段期间保持其输出电压，以使得第二级∑－Δ积分器可以在所述自动归零阶段期间对第一级输出电压进行采样，并在所述积分阶段期间对采样的电压进行积分。

Description

用于差压传感器的电容数字接口电路

相关申请的交叉引用

引用共同转让的同日提交的题为“Fold-back FreeCapacitance-to-Digital Modulator”的共同待审的申请。

技术领域

本发明涉及一种测量系统。更具体地，本发明涉及一种用于与电容性差压传感器一起使用的电容数字(capacitance-to-digital)调制器。

背景技术

现场变送器是一种用于监控工业过程的操作的设备。现场变送器包括变换器(transducer)，该变换器响应于传感元件的测量过程变量，并将该变量转换为标准化的传送信号，该传送信号是所测量的变量的函数。术语“过程变量”是指物质的物理或化学状态或能量的转换。过程变量的示例包括压力、温度、流、传导性以及pH。

Roger L.Frick和David A.Broden的美国专利No.6,295,875中描述了一种这样的变送器。该变送器采用具有可偏转的传感隔板的电容性传感器，以及三个或更多个电容器电极，这些电容器电极与所述隔板形成了分离的电容性传感元件。两个所述电容器元件是主传感电容器，差动地设置该主传感电容器，使得该主传感电容器的电容与过程变量成反比地充电。第三和第四电容器元件是补偿电容器，用于提供表示偏移误差或与该主电容器相关联的磁滞的信号。由于向该隔板的一侧或两侧施加了压力，因此该隔板偏转。可以通过测量与偏转相关的电容比值的变化来检测该隔板的偏转。使用模数转换器将该电容比值转换为数字格式。

模数转换器的一种特别有利的形式是使用∑-Δ(或Δ-∑)调制器。以下文献中描述了∑-Δ调制器在变送器中的使用：Roger L.Frick和John P.Schulte的美国专利No.5,083,091、Michael Gaboury的美国专利No.6,140,952、Rongtai Wang的美国专利No.6,509,746以及RongtaiWang的美国专利No.6,516,672。

在具有∑-Δ调制器用作电容数字(CD)转换器的变送器中，激励电路向电容性传感器元件提供了电荷包。对该传感器元件充以基于该电容性元件的电容值的电量。将该电荷转移至∑-Δ调制器的积分器/放大器，以产生作为电容比值的函数的1比特的二进制输出。

CD调制器的基本功能是将该电容比值转换为PCM(脉冲编码调制)信号。将测量的电容比值定义为：η＝(C_X-C_Y)/(C_X+C_Y)，其中C_X和C_Y表示具有公共极板(plate)的两个传感器电容器的电容。

对于使用∑-Δ架构的CD调制器，实际过程包括将电荷比值转换为PCM信号。在正常操作条件下，由于电荷与电容成正比，因此，该电荷比值等于该电容比值。

然而，在特定的异常操作条件下，这个等价关系不正确。一种这样的操作条件是过压以及在一个传感器电容器中出现短路。由于由短路引起的泄漏，从该传感器电容器转移出的电荷可能非常少。因此，由PCM信号提供的数字读数不等于该电容比值。不仅该读数的幅值不正确，在许多情况下，甚至该读数的极性都是错误的。这种现象被成为“折回异常(fold-back anomaly)”。需要改进的电路来消除这种折回异常。

发明内容

一种二阶电容数字(CD)调制器，包括第一和第二级∑-Δ积分器，所述积分器在两阶段操作中一起操作，其中，所述第一阶段是自动归零阶段，而所述第二阶段是积分阶段。在所述自动归零阶段，所述第一级∑-Δ积分器不复位，使得第二级∑-Δ积分器可以在所述自动归零阶段对所述第一级∑-Δ积分器的输出进行采样，并在所述积分阶段对其进行积分。

所述第一级∑-Δ积分器的自动归零电容器提供了对由过压和短路条件的组合而导致的折回异常的抑制。在每个自动归零阶段，所述自动归零电容器存储电压，所述电压是传感器电容器的泄漏电阻的函数。

附图说明

图1是差压变送器的框图。

图2是图1的变送器的电容数字(CD)调制器的框图。

图3是图2的CD调制器的第一级积分器的一个实施例的示意图。

图4是示出了图3的第一级积分器的V_OUT1、自动归零(Z)以及积分(I)信号的示例的图。

图5是图2的CD调制器的第二级积分器的示意图。

图6是图2的CD调制器的量化器的示意图。

图7A和7B示出了来自图2-6的CD调制器的正常操作的计算机仿真的第一级输出电压V_OUT1以及脉冲编码调制压力信号PCMP的波形。

图8A和8B示出了来自图2-6的CD调制器的过压/短路操作的计算机仿真的第一级输出电压V_OUT1以及脉冲编码调制压力信号PCMP的波形。

图9是图2的CD调制器的第一级积分器的另一个实施例的示意图。

图10A和10B分别示出了输出电流和输出电压，该输出电流和输出电压是运算跨导放大器(OTA)缓存器的负载电阻的函数。

图11A和11B示出了在图9的第一级积分器中使用的OTA缓存器的输出电流和输出电压特性的计算机仿真。

图12A和12B示出了来自没有抗折回电路的CD调制器的过压/短路操作的计算机仿真的第一级输出电压V_OUTI以及压力信号PCMP的波形。

图13A和13B示出了来自包括图9的第一级积分器在内的CD调制器的过压/短路操作的计算机仿真的第一级输出电压V_OUT1以及压力信号PCMP的波形。

具体实施方式

图1示出了压力变送器10，该压力变送器10是基于电容的差压变送器，包括主传感器电容器C_MX和C_MY、线性补偿电容器C_LX和C_LY、电阻器R_X和R_Y、模拟部分12(包括二阶电容数字(CD)调制器14、一阶电压数字(VD)调制器16以及数字接口18)、数字部分20、微处理器22以及接口24。通过接口24提供变送器10与控制室之间的通信。所述通信可以通过双线环路或网络，在该网络上传送模拟、数字或模拟和数字组合的信号，或者所述通信可以经由无线传输。

模拟部分12和数字部分20可以被结合在混合信号专用集成电路(ASIC)芯片中。模拟部分12的数字接口单元18从数字部分20接收数字时钟信号及其他控制信号。数字接口单元18提供了数字部分20所需的信号电平与模拟部分12所需的信号电平之间的电平位移功能。数字接口单元18还为CD调制器14和VD调制器16产生定时信号和其他控制信号。

数字接口单元18所提供的定时信号包括归零阶段信号Z和ZD、积分阶段信号I和ID、量化器定时信号SCK和DCK以及复位信号。

二阶CD调制器14是∑-Δ转换器，它在输入节点30和32处接收电容输入C_X和C_Y，并产生脉冲编码调制压力(PCMP)信号，该信号是电容C_X和C_Y之差除以电容C_X和C_Y之和的函数。CD调制器14从数字接口单元18接收定时和控制信号，并产生激励信号SENEX和LINEX。

组件C_MX和C_MY表示传感器电容器，其公共极板连接以接收传感器激励信号SENEX。组件C_LX和C_LY是线性补偿电容器，其公共极板与线性化激励信号LINEX连接。输入电容C_X和C_Y定义为：

C_X＝C_MX-C_LX

C_Y＝C_MY-C_LY

差分电容比值η_P为：

η_{p} = \frac{C_{X} - C_{Y}}{C_{X} {+ C}_{Y}}

CD调制器14的传递函数为：

η_P＝2·D_P-1

其中，D_P是PCMP信号的脉冲密度。对于正常操作，比值η_P的动态范围是：

～0.8≤η_P≤0.8，

其中C_X和C_Y每个都可以达到约100pF的最大有效电容。在带有短路的过压情况下，CD调制器14必须是无折回的。

VD调制器16是一阶∑-Δ转换器或积分器，在其输入节点34处从分压器接收电压输入VTIN，该分压器由电阻器R_O和温度传感电阻器R_TD执行。VD调制器16的输出是脉冲编码调制温度(PCMT)信号。

将从CD调制器14和VD调制器16输出的PCMP和PCMT提供给数字部分20，在数字部分20中对上述信号进行滤波。将基于滤波后的PCMP和PCMT信号的压力和温度数据存储在数字部分20中，以供微处理器22使用，并用于通过接口电路24传送。

图2示出了CD调制器14的框图，CD调制器14包括第一级积分器40、第二级积分器42、量化器44、控制单元46以及偏置电路48。第一级积分器40是∑-Δ积分器，其产生作为电容C_X和C_Y的函数的第一级输出。在由定时信号Z和ZD所定义的第一(或自动归零)阶段期间，积分器40操作于自动归零模式，其中，ZD相对于Z略微延迟。在由定时信号I和ID所定义的第二(或积分)阶段期间，积分器40操作于积分模式，其中，ID相对于I略微延迟。基于从量化器44输出的输出信号Y的状态来选择哪个输入(C_X或C_Y)与积分器40连接。

第二级积分器42是∑-Δ积分器，它对第一级积分器40的输出进行采样，并产生提供给量化器44的输出。由于第一级积分器40在自动归零阶段期间不复位，因此，可以采用两阶段的二阶CD调制。第二级积分器42使用定时信号Z、ZD、I和ID，在与第一级积分器40相同的时间执行其自动归零和积分阶段。

量化器44的功能是将第二级积分器42的输出转换为脉冲编码调制信号PCMP，将该信号传送至数字部分20。量化器44也提供信号Y，该信号是PCMP信号的取反。CD控制电路46以及第一级积分器40使用Y。

控制电路46的主要功能是产生SENEX信号和LINEX信号。根据Y以及定时信号ZD和ID来产生这些信号。SENEX和LINEX信号在中间电平激励电压源VMID与低端激励电压源VSSA之间切换。LINEX信号是SENEX信号的取反。

CD偏置电路48为积分器40和42的放大器以及量化器44的比较器提供了源电流。它也为该放大器提供偏压，并为VD调制器16的偏置电路提供源电流。

图3是第一级积分器40的电路示意图。同样在图3中示出的还有传感器电容器C_X和C_Y、泄漏电阻器R_XL和R_YL以及电阻器R_X和R_Y、以及CD控制单元46的简图。

第一级积分器40包括放大器A₁、反馈电容器C_F1、自动归零电容器C_Z1、开关SW₁-SW₇以及片上电阻器R₁-R₃。在一个实施例中，反馈电容器C_F1为150pF，自动归零电容器C_Z1为30pF，电阻器R₁和R₂每个是10kΩ，电阻器R₃是4kΩ。

开关S₁-S₇的开关控制信号SW_A和SW_B是：

SW₁＝SW₄＝Y

W₂＝SW₃＝Y

SW₅＝I

SW₆＝Z

SW₇＝ZD

SW_A＝Y·ID+Y·ZD

SW_B＝Y·ZD+Y·ID

第一级积分器40的操作如下。在自动归零阶段期间，开关SW₅断开，开关SW₆和SW₇接通。在电容器C_Z1中存储放大器A₁的偏移，而不复位第一级积分器40(即不对反馈电容器C_F1放电)。同时，对传感器电容器(C_X或C_Y)进行充电或放电。

在Y为高的情况下，选择传感器C_X，SW₁将传感器C_X的输入节点与积分器40的公共节点A连接。在Y为高以及ZD为高的情况下，CD控制电路46的开关SW_B接通，并且向传感器C_X施加的SENEX信号为VSSA。由此，由于积分器40的积分器输入节点A通过开关SW₇和电阻器R₃连接至VMID，因此，在C_X两端建立了电压降。

在Y为低的情况下，SW₃将传感器C_Y与积分器40的积分器输入节点A连接。在这种情况下，开关SW_A接通而SW_B断开，因此SENEX节点与VMID连接。由于开关SW₃和SW₇闭合，在C_Y的两个极板上都施加有电压VMID，因此，C_Y两端的电压降为零。

在积分阶段期间，开关SW₅接通，并且开关SW₆和SW₇断开。积分器40处于积分模式。

在Y为高的情况下，由于开关SW_B断开而开关SW_A接通，因此SENEX节点将突然从VSSA改变至VMID。正电荷包通过SW₁从C_X转移至积分器40的积分器输入节点A。由此，在V_OUT1下建立了负的电压阶跃(step)。

在Y为低的情况下，SENEX节点突然从VMID切换至VSSA。负电荷包通过SW₃从C_Y转移至积分器输入节点A。由此，在V_OUT1下建立了正的电压阶跃(step)。

激励电压ΔV_EX是VMID和VSSA之间的电压差。在每次操作中，从C_X或C_Y转移至第一级积分器40的电荷量可以分别表示为ΔQ_X＝C_X·ΔV_EX或ΔQ_Y＝C_Y·ΔV_EX。使用N₀表示C_X的操作次数，N₁表示C_Y的操作次数，而N＝N₀+N₁表示总的操作次数，则第一级积分器40的电荷平衡等式可以写为：

N₀·C_X：ΔV_EX-N₁·C_Y·ΔV_EX＝0.

这给出了所需的测量关系：

\frac{C_{X} - X_{Y}}{C_{X} + C_{Y}} = 2 \frac{N_{1}}{N} - 1,

其中，比值N₁/N是PCMP信号的脉冲密度。

图4示出了第一级积分器40的V_OUT1的示例波形，以及归零阶段信号Z和积分阶段信号I。在本示例中，C_X＝75pF，C_Y＝25pF，C_n＝150pF，C_Z＝30pF，以及VDDA＝4.8V，VSSA＝0，VMID＝2.4V。

如图4所示，在自动归零阶段期间(当Z为高)，保持第一级积分器40的输出V_OUT1。换言之，在每个归零阶段期间，没有将V_OUT1复位为零。这允许了两阶段的二阶操作，在该操作中，第二级积分器42使用与第一级积分器40相同的自动归零和积分阶段。由此，减少了CD调制器14所需的开关和控制信号的数目，降低了电路复杂度和布图复杂度，并改进了积分器40和42的稳定(settling)。

图5示出了第二级积分器42的电路示意图，第二级积分器42包括放大器82、反馈电容器C_F2、自动归零电容器C_Z2、两个采样电容器C₁和C₂以及开关SW₈-SW₁₅。在一个实施例中，C_F2＝40pF，C_Z＝10pF，C₁＝20pF以及C₂＝10pF。

SW₈-SW₁₅的开关控制信号是：

SW_B＝SW₁₁＝ID

SW₉＝SW₁₀＝ZD

SW₁₂＝I

SW₁₃＝Z

SW₁₄＝ZD

SW₁₅＝RESET

图6是CD量化器44的简化电路示意图，CD量化器44将V_OUT2与VMID进行比较，并产生脉冲编码调制压力信号PCMP以及控制信号Y。CD量化器44包括比较器50、D触发器52以及反相器54和56。

比较器50的正输入节点连接至VMID，而负输入节点连接至第二级积分器42的输出V_OUT2。定时信号SCK为比较器50提供了有效的低触发。

D触发器52用于同步目的。它由DCK信号的前沿触发。该前沿位于积分阶段定时信号ID的下降沿与自动归零阶段定时信号Z的上升沿之间。

两级CD调制器14提供了自动的折回特征，而无需短路检测器或其他辅助电路来抑制折回异常。需要考虑以下两种情况：C_X侧过压并带有短路；以及C_Y侧过压并带有短路。在这两种情况下，第一级积分器40防止了折回。

在C_X侧过压并带有短路的情况下，自动归零电容器C_Z1也用作短路适配器。在自动归零阶段期间，开关SW₆和SW₇闭合，SW_B闭合，将VSSA施加给C_X。电流从VMID经过R₃和SW₇流向节点A，并通过SW₁、R_X以及R_XL流向VSSA。由于C_X两端的小的泄漏电阻R_XL(即短路)，在自动归零阶段期间，积分器输入节点A处的电压变得远低于VMID。在自动归零阶段期间，对该较低的电压进行采样，第一积分器40在积分阶段中保持该较低的电压。

在积分阶段期间按，SW₅闭合，SW₆和SW₇打开，SW_A闭合，以将VMID施加给C_X。在积分阶段期间，节点A处的较低电压感应通过R_XL、R_X以及SW₁和SW₅流入C_F1的电流。正是该感应电流保持积分器40饱和。由此，不会出现折回异常。

在C_Y侧过压并带有短路的情况下，由于当Y为低而ZD为高时，向C_Y的两个极板施加VMID，因此在自动归零阶段中，C_Y上的电压降被放电为0。因此，C_Y两端的泄漏电阻器R_YL对C_Y两端的电压不起作用。在Y为低的积分阶段中，SENEX节点与VSSA连接。C_Y两端的短路电流使积分器饱和甚至更深，并且不会出现折回异常。

为了保护VMID电压源免受过压短路影响，在图3所示的积分器40中提供了电阻器R₁-R₃。将电阻器R₁放置在开关SW₂与VMID之间。将电阻器R₂放置在开关SW₄与VMID之间。将电阻器R₃放置在开关SW₇与VMID之间。按照这样的方式来选择这些电阻器的值，以使得从VMID至VSSA的平均DC电流泄漏始终小于100毫安。同时，RC时间常数适度地小，以使得第一级积分器40能够根据需要而稳定(settle)。

为了说明自动折回抑制，使用HSPICE软件来执行电路操作的仿真。图7A和7B以及图8A和8B示意了其结构。

图7A和7B是具有正常输入的CD调制器14的操作的示例。在本示例中，C_X＝75pF，C_Y＝25pF，C_F1＝150pF，C_Z1＝30pF，以及VDDA＝4.8V，VSSA＝0，VMID＝2.4V。图7A示出了第一级积分器40的输出V_OUT1的波形。图7B示出了对应的脉冲编码调制输出信号PCMP。

图8A和8B示出了在其中出现X侧过压以及短路的示例。在本示例中，C_X＝2，000pF，C_Y＝10pF，C_F1＝150pF，C_Z1＝30pF，VDDA＝4.8V，VSSA＝0，以及VMID＝2.4V。C_X两端的泄漏电阻器R_XL为1欧姆，而C_Y两端的泄漏电阻器R_YL为1G欧姆。图8A示出了第一级积分器40的输出V_OUT1的波形。图7B示出了对应的脉冲编码调制输出信号PCMP的波形。可以看出，除了X侧过压和短路的组合效应之外，输出信号PCMP指示高或过压条件。

图9示出了第一级积分器的另一个实施例40’，该实施例与图3所示的实施例总体类似，除了使用运算跨导放大器(OTA)缓存器70替代保护电阻器R₁-R₃，该OTA缓存器70将中间电平的供电电压(VMID)转换为可变电压VMIDA，该可变电压根据OTA缓存器70的输出处的负载电阻而变化。OTA缓存器70的正输入与VMID连接。OTA缓存器70的负输入和输出连接在一起。

图10A和10B分别示意了OTA缓存器70的输出电流和输出电压特性。在图10A中，将OTA缓存器70的输出电流I_OUT示为负载电阻R_L的函数。在负载电阻R_L大于特性电阻R_O的区域中，缓存器输出电流I_OUT随着负载电阻R_L的增大而减小。其关系近似为I_OUT＝V_REF/R_L。在负载电阻R_L小于R_O的区域中，缓存器输出电流I_OUT近似保持常数。该常数电流等于OTA缓存器70的最大转换(slew)电流I_O。

如图10所示，输出电压V_OUT也根据负载电阻R_L而变化。在负载电阻R_L大于R_O的区域中，OTA缓存器70的输出电压V_OUT由输出电流I_OUT以及OTA缓存器70的跨导G_M来确定。即

V_OUT≈V_REF+V_OFFSET-I_OUT/G_M.

在负载电阻R_L小于R_O的区域中，缓存器输出电压V_OUT随着负载电阻的减小而减小：

V_OUT≈l_OUT·R_L.

可以通过R_O≈V_OUT/I_OUT来估计该特性电阻值R_O。

在没有短路的正常操作条件下，传感器电容器C_X的泄漏电阻R_XL非常高。在自动归零阶段期间，由于OTA缓存器70所看到的负载电阻为R_X+R_XL(因此非常高)，因此，缓存器70用作恒定电压源。缓存器70的输出处的VMIDA与VMID相差较小的偏移。

在自动归零阶段期间，电压差VMIDA-VSSA完全落在传感器电容器C_X两端，并在传感器电容器C_X中存储所需的电荷包。在积分阶段期间，在正常操作期间，在积分器输出节点处建立了期望的电压阶跃。在没有短路的过压的情况下，由于输入电容器C_X的值超过了反馈电容器C_F1的值，因此，积分器40’变为饱和。

在包括带有短路的C_X过压的异常操作条件下，传感器电容器C_X两端的泄漏电阻R_XL非常小。在自动归零阶段期间，由于OTA缓存器70所看到的有效负载电阻远小于R_O，因此缓存器70用作通过开关SW₁、R_X和R_XL以及开关SW_B到供电电压VSSA的电流源。缓存器输出电压VMIDA变得与VMID小。较低的缓存器输出电压VMIDA在节点A处导致了较低电压。将节点A与放大器A₁的负输入之间的电压差存储在自动归零电容器C_Z1中。

在积分阶段期间，由于自动归零电容器C_Z1中所存储的电压，感应了电流。该电流从VMID通过SW_A、R_XL、R_X、SW₁和SW₅流入反馈电容器C_F1。正是这个电流迫使积分器40’完全饱和。

概括而言，利用图9所示的实施例，在自动归零阶段期间，将泄漏电阻R_XL(模拟变量)被转换为输入节点A的电压(另一个模拟变量)，并将其存储在自动归零电容器C_Z1中。在积分阶段期间，自动归零电容器C_Z1中存储的电压将控制积分运算。在带有短路的过压的情况下，积分器40’将变为饱和。

为了说明图9所示的电路的自动折回抑制，使用HSPICE软件来执行对电路操作的仿真。图11A和11B、12A和12B以及13A和13B中示意了其结果。

图11A和11B示出了对具有可变电阻负载的OTA缓存器70的特性的HSPICE仿真结果。图11A示出了输出电流，图11B示出了输出电压。

在图11A和11B所示的仿真结果中，缓存器电路的供电电压是4.8V，参考输入VMID是2.4V。在本仿真中，采用线性电压控制负载电阻器。也就是说，当控制电压是1V_C时，负载电阻器值是100K。当控制电压为500V时，该负载电阻器值为50K。在本仿真中，特性负载电阻为R_O＝45.4K。

图11A将输出电流I_OUT示为控制电压V_C的函数。在R_L小于R_O的区域中，输出电流接近常数(约58μA)。在负载电阻R_L大于特性负载电阻R_O的区域中，输出电流随着R_L的增大而减小。

图11B示出了与控制电压V_C相对的输出电压V_OUT。在负载电阻R_L小于特性负载电阻R_O的区域中，输出电压V_OUT随着负载电阻器值(控制电压)的减小而减小。在负载电阻R_L超过特性负载电阻R_O的区域中，缓存器输出电压V_OUT接近常数。

图12A和12B示出了没有抗折回电路的CD调制器的HSPICE仿真结果。图12A示出了表示第一级积分器40’的输出的输出电压V_OUT1的波形。图12B示出了PCMP输出信号的波形。

在本仿真中，输出传感器电容大小为C_X＝2,000pF和C_Y＝10pF。X侧的泄漏电阻器为R_XL＝500欧姆，而对于Y侧，R_YL＝100G欧姆。输入串联电阻器R_X和R_Y为12.1K。

基于输入计算出的本仿真的电容比值在0.90以上。然而，基于PCMP信号，CD调制器所产生的电容比值约为0.65。这说明了折回异常所产生的误差。

图13A和13B示出了利用如图9所示的OTA缓存器70、具有的抗折回特征的两阶段CD调制器的HSPICE仿真结果。图13A示出了第一级积分器40’的输出，而图13B示出了PCMP输出信号的波形。

对于图13A和13B所示的仿真，电容为C_X＝2,000pF和C_Y＝10pF。泄漏电阻器为R_XL＝500欧姆，R_YL＝100G欧姆。输入串联电阻器R_X和R_Y为12.1K。因此，电容和电阻值与图12A和12B中的仿真所使用的相同。用于缓存器70的OTA特性是图11A和11B中所示的OTA特性。

基于输入计算出的电容比值在0.90以上。基于如13B中所示的PCMP信号，电容比值读数约为0.90。从而，抑制了折回异常。

尽管参照优选实施例对本发明进行了描述，然而，本领域的技术人员将认识到，在不背离本发明的精神和范围的前提下，可以在形式和细节方面作出改变。

Claims

1.一种两阶段的二阶电容数字CD调制器，用于将第一电容C_X和第二电容C_Y转换为表示(C_X-C_Y)/(C_X+C_Y)的脉冲编码调制PCM信号，所述CD调制器包括：

第一级Σ-Δ积分器，用于在第一阶段期间选择性地在C_X和C_Y中形成电荷包，以及在第二阶段期间对来自C_X和C_Y的电荷进行积分，以产生第一级输出V_OUT1，其中，所述第一级Σ-Δ积分器在第一阶段期间保持V_OUT1恒定；

第二级Σ-Δ积分器，用于在第一阶段期间对所述第一级输出V_OUT1进行采样，并在第二阶段期间对采样的第一级输出进行积分，以产生第二级输出V_OUT2；以及

量化器，用于将所述第二级输出V_OUT2转换为所述PCM信号。

2.如权利要求1所述的CD调制器，还包括：

CD控制单元，用于根据所述PCM信号，选择性地向所述第一电容C_X和第二电容C_Y提供激励信号。

3.如权利要求2所述的CD调制器，其中，所述第一级Σ-Δ积分器包括：

积分器输入节点；

放大器，具有第一输入、第二输入、和输出；

自动归零电容器，连接在所述积分器输入节点与所述放大器的第一输入之间；

反馈电容器，与所述放大器的输出连接；以及

开关电路，用于在所述PCM信号具有第一状态时将C_X连接至所述积分器输入节点，在所述PCM信号具有第二状态时将C_Y连接至所述积分器输入节点，在所述第一阶段期间将所述反馈电容器连接至所述第一输入，以及在所述第二阶段期间按，将所述反馈电容器连接至所述积分器输入。

4.如权利要求3所述的CD调制器，其中，在所述第一阶段期间，所述自动归零电容器存储作为C_X或C_Y的泄漏电阻的函数的电压。

5.如权利要求4所述的CD调制器，其中，如果C_X被暴露于过压并呈现出短路条件，则所述自动归零电容器在所述第一阶段期间所存储的电压使得所述第一级积分器在所述第二阶段期间饱和。

6.如权利要求3所述的CD调制器，其中，所述激励信号根据所述PCM信号状态以及所述第一阶段和第二阶段，在第一供电电压电平与第二供电电压电平之间切换。

7.如权利要求6所述的CD调制器，其中，所述放大器的第二输入被连接以接收所述第一供电电压电平。

8.如权利要求7所述的CD调制器，其中，当所述PCM信号处于所述第一状态时，所述开关电路通过第一保护电阻将C_X连接至所述第一供电电压电平，以及当所述PCM信号处于所述第一状态时，所述开关电路通过第二保护电阻将C_Y连接至所述第一供电电压电平，以及所述开关电路在所述第一阶段期间通过第三保护电阻将所述积分器输入节点连接至所述第一供电电压电平。

9.如权利要求1所述的CD调制器，其中，所述第二级Σ-Δ积分器可响应于复位信号而复位。

10.一种两阶段的二阶电容数字CD调制器，包括：

第一级Σ-Δ积分器，用于在自动归零阶段期间，根据传感器电容，选择性地形成电荷包，并在积分阶段期间对所述电荷包进行积分，以产生第一级输出V_OUTI，所述第一级输出V_OUT1仅在所述积分阶段中改变；

第二级Σ-Δ积分器，用于在所述自动归零阶段期间对所述第一级输出V_OUT1进行采样，并在所述积分阶段期间对采样的第一级输出进行积分，以产生第二级输出V_OUT2；以及

量化器，用于将所述第二级输出V_OUT2转换为脉冲编码调制信号。

11.如权利要求10所述的CD调制器，还包括：

CD控制单元，用于根据所述PCM信号，提供激励信号，以产生所述电荷包。

12.如权利要求10所述的CD调制器，其中，所述第一级Σ-Δ积分器包括：

积分器输入节点；

放大器，具有第一输入、第二输入、和输出；

自动归零电容器，连接在所述积分器输入节点与所述放大器的第一输入之间；以及

反馈电容器，与所述放大器的输出连接。

13.如权利要求12所述的CD调制器，其中，在所述自动归零阶段期间，所述自动归零电容器存储作为传感器泄漏电阻的函数的电压。

14.如权利要求13所述的CD调制器，其中，在过压和短路条件下，所述自动归零电容器在所述自动归零阶段存储的电压使得所述第一级Σ-Δ积分器在在所述积分阶段期间饱和。

15.一种差压变送器，包括：

第一电容压力传感器；

第二电容压力传感器；

第一级Σ-Δ积分器，用于在所述第一阶段期间，根据所述第一电容压力传感器和第二电容压力传感器之一的电容来选择性地形成电荷包，并在所述第二阶段期间，对所述电荷进行积分，以产生第一级输出V_OUT1，其中，在连续的第二阶段时间段之间不对所述第一级输出V_OUT1进行复位；

量化器，用于将所述第二级输出V_OUT2转换为所述脉冲编码调制PCM信号，所述PCM信号是所述第一电容压力传感器和第二电容压力传感器所传感的压力的函数。

16.如权利要求15所述的差压变送器，还包括：

积分器输入节点；

放大器，具有第一输入、第二输入、和输出；

反馈电容器，与所述放大器的输出连接；以及

开关电路，用于在所述PCM信号处于第一状态时将所述第一电容压力传感器连接至所述积分器输入节点，在所述PCM信号处于第二状态时将所述第二电容压力传感器连接至所述积分器输入节点，在所述第一阶段期间将所述反馈电容器连接至所述第一输入，以及在所述第二阶段期间将所述反馈电容器连接至所述积分器输入。

17.如权利要求16所示的差压变送器，其中，所述激励信号根据所述PCM信号状态以及所述第一阶段和第二阶段，在中间电平供电电压与低电平供电电压之间切换。

18.如权利要求17所述的差压变送器，其中，所述放大器的第二输入被连接以接收所述中间电平的供电电压。

19.如权利要求16所述的差压变送器，其中，在所述自动归零阶段期间，所述自动归零电容器存储作为传感器泄漏电阻的函数的电压。

20.如权利要求19所述的差压变送器，其中，如果过压和短路条件存在，则所述自动归零电容器所存储的电压使得所述第一级Σ-Δ积分器在所述第二阶段期间饱和。