CN101527700A - 正交频分多址系统中非同步信号的接收方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种正交频分多址系统中非同步信号的接收方法及装置。该方法包括：对接收的第一时域信号进行傅立叶变换，获取对应的频域信号；将频域信号中需接收的非同步信号所处频段占用的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取第二时域信号，将第一时域信号与第二时域信号相减；或者，将频域信号中需接收的非同步信号所处频段以外的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。本发明不需要设计和使用时域滤波器，非同步信号所处频段对应的时域接收信号提取过程简单，因此明显降低了正交频分多址系统中非同步信号检测的复杂度，同时能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信领域，特别是涉及一种正交频分多址系统中非同步信号的接收方法及装置。
背景技术
通常，正交频分多址系统(Orthogonal Frequency Division MultipleAccess，简称：OFDMA系统)利用正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，简称：OFDM)技术实现上行多址接入。
在第三代合作伙伴计划2(3rd Generation Partnership Project 2简称：3GPP2)的超移动宽带(Ultra Mobile Broadband，简称：UMB)标准协议的上行时频域信号中，多用户信号之间以OFDMA与码分多址(Code DivisionMultiple Access，简称：CDMA)混合的方式复用(即：OFDMA+CDMA的方式复用)，信号以超帧为单位，每超帧25个物理帧，每个物理帧包括8个OFDM符号F0-F7，F7为全0信号。终端在初始接入、由空闲态转为激活态或失步的情形下，由于用户终端的移动特性，用户终端无法获知系统的同步信息，因而需要通过发送随机接入信号向接入网络(Access Network，简称：AN)获取初始同步信息，根据初始同步信息与系统进行初始同步。在终端与系统进行初始同步时还携带有部分资源请求信息，接入网络根据该信息进行资源分配。随机接入信号通常由前缀(Prefix)和消息两部分组成。前缀的主要功能是实现上行信号同步，携带用户终端的随机接入信息等；消息部分通常携带连接请求信息等。随机接入前缀又称为随机接入探针(access probe)。UMB协议专门设计了发送随机接入探针的反向接入信道(Reverse Link AccessChannel，简称：RACH)，终端在进行RACH信号发送时，根据上层信息选择不同的沃尔什(Walsh)序列，Walsh序列长度为1024，经加扰和交织后，以128序列元素为单位进行离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称：DFT)得到对应的8个128长度的序列，将这些序列映射到F0-F7上RACH信道所占用的128个子载波上，再经OFDM调制后通过射频单元发送至基站。
对于RACH信号等非同步信号的检测，通常采用的信号接收方法有：频域接收和时域接收方法。
在UMB协议OFDMA系统中，接入范围小于或等于976m的小区，通用的接收信号处理方法为频域接收方法。该方法的基本思想是：接收端根据OFDMA系统扇区的同步信息，去掉接收信号中的窗和循环前缀(Cyclic Prefix，简称：CP)；以OFDM符号时间为单位对去掉窗和循环前缀的接收信号进行DFT变换到频域，获得各子载波上的接收信号，提取RACH信道所占子载波上的接收信号，对该信号以一定的过采样倍数插零，以达到过采样的目的；再进行逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称：IDFT)获得RACH信道的时域接收信号，接着以OFDM符号为单位进行循环移位，循环移位的起始位置即为信号的延迟时间，循环移位的次数与最大时延成正比(即：最大时延＝循环移位次数*采样间隔)；对经循环移位后的数据进行拼接，并通过传统的检测和判决方法获得发送序列的序号，从而获知接收序列的延迟特性和序列携带的信息。
现有技术采用时域接收方法的基本思想是：采用时域滤波器对接收的时域信号进行滤波，消除RACH信道频段外的干扰，再采用传统的时域检测方法时进行RACH信道检测获取RACH信号时延信息和接入信息。
发明人在实现本发明时发现，现有的上述非同步信号的频域接收方法至少存在检测传输延迟大于循环前缀的RACH信号存在较大困难、接收端的复杂度高等缺陷；由于现有的频域接收方法需要设计和使用滤波器，因此至少存在接收端复杂度高的缺陷。
发明内容
本发明实施例提供一种正交频分多址系统中非同步信号的接收方法及装置，能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号，同时降低接收端的复杂度。
为了解决上述技术问题，本发明第一方面实施例提供了一种正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，包括：
对接收的第一时域信号进行傅立叶变换，获取对应的频域信号；
将所述频域信号中需接收的非同步信号所处频段占用的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取第二时域信号，将所述第一时域信号与第二时域信号相减，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号；或者，将所述频域信号中需接收的非同步信号所处频段以外的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
本发明第一方面实施例提出的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法中，首先将经天线接收的第一时域信号经傅立叶变换为对应的频域信号；利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号占用的子载波置零，经逆傅立叶变换变换到时域，获取第二时域信号，接着将经逆傅立叶变换后的第二时域信号与接收的第一时域信号相减；或者，利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号所处频段外其他频段占用的子载波置零，经逆傅立叶变换到时域，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰，提取出非同步信号对应频段的时域接收信号，使接收端可以采用传统的时域接收方法进行检测。由于不需要设计和使用时域滤波器，非同步信号所处频段对应的时域接收信号提取过程简单，因此明显降低了正交频分多址系统中非同步信号检测的复杂度，同时能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号。
为了解决上述技术问题，本发明第二方面实施例提供了一种正交频分多址系统中非同步信号的接收装置，包括：
频域变换模块，用于对接收的第一时域信号进行傅立叶变换，获取对应的频域信号；
干扰消除模块，用于将所述频域信号中需接收的非同步信号所处频段占用的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取第二时域信号，所述第一时域信号与第二时域信号相减，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号；或者，用于将所述频域信号中需接收的非同步信号所处频段以外的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
本发明第二方面实施例提出的正交频分多址系统中非同步信号的接收装置中，频域变换模块将接收的第一时域信号经傅立叶变换为对应的频域信号，干扰消除模块利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号占用的子载波置零，经逆傅立叶变换到时域，获取第二时域信号，对时域变换模块输出的第二时域信号与接收的第一时域信号相减；或者通过干扰消除模块或者，利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号所处频段外其他频段占用的子载波置零，经逆傅立叶变换到时域，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰，获得非同步信号所处频段对应的时域接收信号，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰。由于不需要设计和使用时域滤波器，非同步信号所处频段对应的时域接收信号提取过程简单，因此明显降低了正交频分多址系统中非同步信号检测的复杂度，同时由于采用了时域接收的方式对非同步信号进行处理，因此能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号。
附图说明
图1为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第一实施例流程图；
图2a为本发明OFDMA系统中时延小于1个循环前缀的接收时域信号示意图；
图2b为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第一实施例时延超过1个循环前缀的非同步时域信号及其截取方法示意图；
图2c为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第二实施例时延超过1个循环前缀的非同步时域信号及其截取方法示意图；
图3为现有技术OFDMA系统中RACH信号发射方法流程图；
图4为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第二实施例流程图；
图5为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第三实施例流程图；
图6为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第四实施例流程图；
图7为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第五实施例流程图；
图8为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第六实施例流程图；
图9为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第一实施例结构图；
图10为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第二实施例结构图；
图11为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第三实施例结构图；
图12为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第四实施例结构图。
具体实施方式
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
图1为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第一实施例流程图。如图1所示，本实施例包括：
步骤11、接收端对经天线和中射频单元接收到的时域信号(即：第一时域信号)进行快速傅立叶变换(Fast Fourier Transformation，简称：FFT)，获取对应的频域信号。
举例说明：在OFDMA系统下，当接收端接收到的信号与发送端发出信号的时延在系统一个循环前缀(Cyclic Prefix，简称：CP)范围内，接收到的信号如图2a所示。图2a中，系统分配给不同用户的子载波不同，例如：用户1占用了子载波1和2；用户2占用了子载波3等，不同用户占用的子载波不同。二个循环前缀和窗之间的时间间隔为发送一个OFDM符号的长度所需的时间。
但是，当接收端接收到的信号与发送端发出信号的时延在超出系统一个循环前缀范围时，接收端接收到的信号如图2b和图2c所示。此时可采用图2b和图2c所示的方法截取时域接收信号并进行FFT变换。本实施例采用的是图2b所示的方法截取用于进行FFT变换的时域信号：假设接收端接收到时域信号的时间为时域信号到达接收端的时间，保留接收的时域信号中的循环前缀，以接收一个或多个OFDM符号持续的时间间隔为单位，对接收到时间信号进行连续截取，对截取的信号进行快速傅立叶变换获得对应的频域信号。
步骤12、接收端将频域信号中需接收的非同步信号所处频段占用的子载波置零，对非同步信号所处频段占用的子载波置零后的频域信号进行逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称：IDFT)，经逆离散傅立叶变换后获取另一时域信号(即：第二时域信号)。
步骤13、接收端将经逆离散傅立叶变换后的第二时域信号与接收的第一时域信号相减，消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰，获取该非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
本实施例首先将经天线接收的第一时域信号经FFT变换为对应的频域信号，利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号占用的子载波置零，经IDFT变换到时域，获得第二时域信号；接着将第一时域信号与第二时域信号相减，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰，提取出非同步信号对应频段的时域接收信号，使接收端可以采用传统的时域接收方法进行检测。由于不需要设计和使用时域滤波器，非同步信号所处频段对应的时域接收信号提取过程简单，因此明显降低了OFDMA系统中非同步信号检测的复杂度，同时能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号。
本发明OFDMA系统中非同步信号的一种接收方法第二实施例，可为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法在支持UMB协议OFDMA系统中，检测RACH信号时的一个具体应用。
为了更好地说明本实施例的技术方案，首先介绍现有技术RACH信号的一种发射方法。图3为现有技术OFDMA系统中RACH信号发射方法流程图。如图3所示，RACH信号发射方法流程包括：发送端根据RACH需要发送的信息(RACHInformation)进行选取Walsh码序列，对Walsh码序列经过数据加扰(DataScrambling)、信道交织(Channel Interleave)、Walsh码序列置零(TailZeroing)、序列分组(Grouping)、128点离散傅立叶变换(Discrete FourierTransform，简称：DFT)、增加循环前缀(Cyclic Prefix，简称：CP)、OFDM调制(OFDM Modulation)、加窗(Windowing Operation)和窗交叠(Add&Overlap)处理后发射RACH信号。
一般而言，对于OFDMA系统中接入范围大于1km的小区，很难采用现有的频域接收方法检测RACH信号。在一些场景下，需要支持接入范围更大的小区，如：半径为15Km的小区，在用户终端与系统未同步的情形下，系统可能的最大延迟(Timing Offset)约100us。而对于带宽为10MHz的OFDMA系统，100us对应延迟983个采样；带宽为20MHz的OFDMA系统，100us对应延迟1996个采样。现有样机规定的循环前缀长度有4种，最短为6.51us，最大为26.04us。因此，接入覆盖范围对应的延迟要远远大于一个循环前缀时长，这使得采用频域接收方法提取到的频域信号中不再包含完整的RACH信号，应用以往OFDMA系统中通用的频域接收的方法进行RACH信号的检测存在较大困难。虽然理论上可进行多次频域信号提取，对多次提取出的频域信号分别采用频域接收方法进行检测，但接收端的复杂度将急剧增加，现有硬件条件难以实现且成本较高。而采用现有的时域接收方法，通过时域滤波器对接收的时域信号进行滤波，可检测传输延迟大于循环前缀的RACH信号，但接收端复杂度高，这是由于现有滤波器滤除的频段通常是为固定带宽，而CDMA段信号采用跳频的方式传输，并且相邻两个CDMA段信号在频域上可能存在交叠部分，因此不便于使用现有时域滤波器来获取CDMA段数据，时域滤波器设计困难，同时需要进行基带和中频部分的信息交互，信号检测复杂度高；另一方面，传统的时域滤波器复杂度较高，增加了系统成本和实现难度。
此时，采用本实施例的方法可进行RACH信号的检测，并降低接收端的复杂度。
图4为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第二实施例流程图。本实施例可在UMB协议OFDMA系统中，检测如图3发送的RACH信号时的一个具体应用。如图4所示，本实施例包括：
步骤21、接收端通过反向接入信道，分别接收各天线(设共有N个天线)发送的RACH时域信号(即：RACH第一时域信号)。
步骤22、接收端对接收的RACH第一时域信号进行快速傅立叶变换，根据频域信号的频率特性获取对应的频域信号。
步骤23、接收端将频域信号中需接收的RACH信号所占用的子载波置零，对RACH信号所处频段占用的子载波置零后的频域信号进行逆离散傅立叶变换，获取另一RACH时域信号(即：RACH第二时域信号)。
步骤24、接收端将经逆离散傅立叶变换后的RACH第二时域信号与接收的RACH第一时域信号相减，获取RACH信号所处频段对应的时域接收信号，该时域接收信号可为CDMA段信号。
步骤25、接收端对CDMA段信号进行降采样处理，分别提取各时延点对应的CDMA段信号的延迟接收序列。
步骤26、分别对每个延迟接收序列进行相位补偿。
步骤27、分别对进行相位补偿处理后的延迟接收序列进行拼接，获取包含循环前缀的完整的延迟接收序列。
步骤28、分别将拼接得到的延迟接收序列中循环前缀信号与原有序列相应位置的信号进行合并。
由于步骤27在对相位补偿处理后的延迟接收序列进行拼接时，保留了CDMA段信号中的循环前缀和窗，将循环前缀和窗中的能量应用于RACH信号的检测，这样有利于提高系统的检测性能。但是，由于该延迟接收序列中保留了循环前缀，该延迟接收序列的点数(如：占有1108个子载波，即1108点)大于原有序列的点数(如：占有1024个子载波，即1024点)，延迟接收序列的点数不是2的n次幂，因此，不能采用快速哈达码变换对解扰处理后的各延迟接收序列进行处理，虽然采用其他的运算方法也可实现对RACH信号的检测和判决，但增加了接收端运算的复杂度。此时，为了能够采用快速哈达码变换对解扰处理后的各延迟接收序列进行处理，本实施例步骤28将拼接得到的延迟接收序列中循环前缀信号与原有序列相应位置的信号进行合并，使得合并处理后的延迟接收序列与原有序列的长度相同(如：延迟接收序列和原有序列均占有1024个子载波，即均为1024点)，因此可以采用快速哈达码变换对解扰处理后的各延迟接收序列进行处理，在提高系统检测能量的同时明显降低了接收端运算的复杂度。
举例说明：此例中发送信号中没有包括窗，但对窗的操作与循环前缀类似。假设用户终端发送的RACH信号采用的长度为8的Walsh码序列，且循环前缀长度为2，如发送端选择的Walsh序列为：
1-11-11-11-1；
如果发送端循环前缀的选取规则为：选取该Walsh码的最后二位(1-1)作为循环前缀，则加上循环前缀后的序列为：
(1-1)1-11-11-11-1。
假设接收端拼接后获取的延迟序列的起始时间与RACH信号到达接收端的时间相同，拼接后的序列为：
R1 R2 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10；
按照发送端循环前缀的选取规则，R1与R9的发送信号相同，R2与R10发送信号相同。此时，为了使得拼接后的延迟接收序列能够使用FHT变换来降低接收端的复杂度，可将接收序列和原序列对应位置的信号进行合并，即：R1与R9合并、R2与R10合并。具体信号合并的实现方式很多，可以采用分别求R1与R9、R2与R10的平均值作为合并后序列的R9和R10的信号，并删除合并后序列的R1和R2的信号；本领域技术人员也可采用其他信号合并的方法。合并后的序列与发送端选取的Walsh码序列的长度相同，均为2的n次幂，在接下来对信号进行处理过程中可以采用FHT变换，因此，明显降低了接收端的复杂度。
步骤29、分别对各时延点获得的延迟接收序列进行解交织。
步骤210、分别对各时延点获得的延迟接收序列进行解扰。
步骤211、对解扰处理后的各延迟接收序列进行快速哈达码变换(FHT变换)。
步骤212、分别计算各延迟接收序列变换后对应数值的模平方，对不同天线的相应时延点对应数值的模平方进行求和运算。
步骤213、将步骤212计算得到的不同天线各时延点FHT变换结果的模平方相加后的最大值，作为RACH信号在各时延点的最大相关峰，根据各时延点的最大相关峰对RACH信号进行检测和判决，获取RACH信道的时延信息及其携带的相关信息。
在根据最大相关峰对RACH信号进行检测和判决时，为保证一定的虚警概率，可以预先设置虚警门限。在选取最大相关峰时，需要将各时延点的延迟接收序列经FHT变换后相应数值的模平方的大小与虚警门限进行比较。如果最大模平方小于虚警门限，则接收端判决没有收到RACH信号，不输出相应的RACH序列上的信息；反之，如果最大模平方大于或等于虚警门限，则接收端根据最大相关峰获取RACH信息，并将该RACH信息上报给系统的上层处理服务器，由上层处理服务器根据这些信息进行相应的业务控制。
其中，本实施例步骤213可具体为：对不同天线各时延点接收的FHT变换数值的模平方求和，求取各时延点上模平方和，选择模平方和中最大值(即：最大相关峰)对应的Walsh码序列号和时延点，如该最大值小于虚警门限，则认为用户没有发送RACH信号；否则将该时延点看做最强径，同时将各时延点中该Walsh序列号对应的模平方值大于虚警门限的时延点看作发送端到基站传播信道中的一条径，并通过这些径采用一定的算法获得RACH信道的同步信息，如时延、最强径、径的分布等信息。根据Walsh码的序列号，获取RACH信息，该RACH信息可具体包括：发出随机接入请求的用户终端的身份信息(即：ID信息)、时延信息以及Walsh码序号信息等。接收端获取这些信息后，将这些信息上报给系统的上层处理服务器，由上层处理服务器根据这些信息进行相应的业务控制。
本实施例对进行相位补偿处理后的CDMA段信号进行拼接时，保留了循环前缀和窗，获得包括循环前缀和窗的延迟接收序列，这样有利于充分利用延迟接收序列中循环前缀和窗的发送能量，增加随机接入信道的检测能量，从而提高系统的检测性能。
图5为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第三实施例流程图。如图5所示，本实施例包括：
步骤31、接收端根据OFDMA系统中扇区的同步信号，采用同步信号时间对准的方法，去除接收的时域信号(即：第一时域信号)包含的循环前缀和窗。
步骤32、对去除循环前缀和窗的第一时域信号进行快速傅立叶变换，获取对应的频域信号。
举例说明：在OFDMA系统下，当接收端接收到的信号与发送端发出信号的时延在超出系统一个循环前缀范围时，可采用图2c所示的方法截取时域接收信号并进行FFT变换：假设接收端接收到第一时域信号的时间为第一时域信号到达接收端的时间，去除第一时域信号中的循环前缀，以接收一个OFDM符号持续的时间为单位，并以一个循环前缀持续的时间为间隔，对第一时域信号进行连续截取，对截取的信号进行快速傅立叶变换获得对应的频域信号。
步骤33、接收端将频域信号中需接收的非同步信号所处频段占用的子载波置零，对非同步信号所处频段占用的子载波置零后的频域信号进行逆离散傅立叶变换，获得另一时域信号(即：第二时域信号)。
步骤34、接收端将经逆离散傅立叶变换后的第二时域信号与接收的第一时域信号相减，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
本实施例不需要设计和采用固定带宽的时域滤波器，而是利用现有技术同步信号的频域接收方法截取接收的第一时域信号，对其进行FFT变换为频域后，将需接收的非同步信号占用的子载波置零，经IDFT变换到时域，获取第二时域信号；将该第二时域信号与原接收到的第一时域信号进行干扰消除，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。本实施例易于实现，可获得完整的OFDM段符号，仅对OFDM段信号对应的时域接收信号(而不是完整时域接收信号)进行干扰消除，因此本实施例进一步降低了OFDMA系统中接收端检测非同步信号运算的复杂度；同时，由于本实施例采用时域接收的方式对非同步信号进行处理，因此能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号，同时降低接收端的复杂度。
图6为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第四实施例流程图。本实施例可为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法，在UMB协议OFDMA系统中，检测如图3发送的RACH信号时的另一个具体应用。如图6所示，本实施例包括：
步骤41、接收端通过反向接入信道，分别接收各天线(设共有N个天线)发送的RACH第一时域信号并存储。
步骤42、接收端根据OFDMA系统中扇区的同步信号，采用同步信号时间对准的方法，去除通过接收的RACH第一时域信号包含的循环前缀和窗。
步骤43、接收端去除循环前缀和窗的RACH第一时域信号进行快速傅立叶变换，获取对应的频域信号。
步骤44、接收端将频域信号中，接收端需接收的非同步信号(即RACH信号)所处的频段所占用的子载波置零，对非同步信号所处频段占用的子载波置零后的频域信号进行逆离散傅立叶变换，获取另一RACH时域信号(即：RACH第二时域信号)。
步骤45、接收端将经逆离散傅立叶变换后的RACH第二时域信号与接收的RACH第一时域信号相减，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号，该时域接收信号可为：CDMA段信号。
步骤46、接收端在CDMA段信号中循环前缀和窗的位置添零。
本实施对接收的时域信号进行干扰消除时没有考虑循环前缀和窗位置。由于其他非CDMA段信号造成的干扰，即在接收的RACH第一时域信号中去除循环前缀和窗后才进行快速傅立叶变换，该步骤通过将CDMA段信号中循环前缀和窗的位置添零，以降低循环前缀和窗的位置的干扰对信号检测性能的影响。
步骤47、接收端对CDMA段信号进行降采样处理，分别提取各时延点对应的CDMA段信号的延迟接收序列。
步骤48、分别对每个延迟接收序列进行相位补偿。
步骤49、去除相位补偿处理后的各延迟接收序列中循环前缀和窗后，分别对各延迟接收序列进行拼接，获取未包含循环前缀的完整的延迟接收序列，该延迟接收序列的长度和原延迟接收序列的长度(如：延迟接收序列和原有序列均占有1024个子载波，即均为1024点)相同。
步骤410、分别对各时延点获得的延迟接收序列进行解交织。
步骤411、分别对各时延点获得的延迟接收序列进行解扰。
步骤412、对解扰处理后的各延迟接收序列进行快速哈达码变换。
由于经解扰处理后的各延迟接收序列的长度与原延迟接收序列的长度均相同(如：延迟接收序列和原有序列均占有1024个子载波，即均为1024点)，该长度为2的n次幂，因此可以采用快速哈达码变换对各延迟接收序列进行变换处理，明显简化了运算过程，接收端运算的复杂度。
步骤413、分别计算各延迟接收序列变换后对应数值的模平方，对不同天线的相应时延点对应数值的模平方进行求和运算。
步骤414、将步骤413计算得到的不同天线接收的FHT变换相应数值模平方的最大值，作为RACH信号的最大相关峰，根据该最大相关峰对RACH信号进行检测和判决。
本实施例在提取出CDMA段信号后，对CDMA段循环前缀和窗的相应位置置零，用以进行循环前缀和窗信号的干扰消除，实现方式简单；在去除相位补偿处理后的延迟接收序列的循环前缀和窗后，才对延迟接收序列进行拼接，拼接后的延迟接收序列与原有序列的长度相同，可采用快速哈达码变换，有利于减少RACH信号检测时接收端的复杂度。
本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第四实施例对CDMA段信号进行处理的步骤47-步骤414，也可采用本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第二实施例中步骤25-步骤213的方法对CDMA段信号进行处理，其具体处理过程与本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第二实施例相似；同样的，本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第二实施例中对CDMA段信号进行处理的步骤25-步骤213的方法，也可采用本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第四实施例中步骤47-步骤414的方法对CDMA段信号进行处理，其具体处理过程与本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第四实施例相似，在此不再赘述。
图7为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第五实施例流程图。如图7所示，本实施例包括：
步骤51、接收端对经天线和中射频单元接收到的时域信号进行快速傅立叶变换，获取对应的频域信号。
步骤52、接收端将频域信号中需接收的非同步信号所处频段外的其他频段占用的子载波置零，对其他频段占用的子载波置零后的频域信号进行逆离散傅立叶变换，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
本实施例中，接收端将接收的时域信号经FFT变换为对应的频域信号，利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号所处频段外其他频段占用的子载波置零，经IDFT变换到时域，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰，提取出非同步信号对应频段的时域接收信号，使接收端可以采用传统的时域接收方法进行检测。由于不需要设计和使用时域滤波器，非同步信号所处频段对应的时域接收信号提取过程简单，因此明显降低了OFDMA系统中非同步信号检测的复杂度，同时能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号。
本实施例可应用在支持UMB协议OFDMA系统中的RACH信号检测上。支持UMB协议OFDMA系统中，RACH信号为随机接入信号，即为非同步信号。采用本实施例上述方法获取RACH信号所处频段对应的时域接收信号后，对RACH信号所处频段对应的时域接收信号的进一步检测可参见本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第二实施例步骤25-步骤213的具体描述，以及附图2a-图4的记载，在此不再赘述。
图8为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第六实施例流程图。如图8所示，本实施例包括：
步骤61、接收端接收到的时域信号。
步骤62、接收端根据OFDMA系统中扇区的同步信号，采用同步信号时间对准的方法，去除接收的时域信号包含的循环前缀和窗。
步骤63、接收端对去除循环前缀和窗的第一时域信号进行快速傅立叶变换，获取对应的频域信号。
步骤64、接收端将频域信号中需接收的非同步信号所处频段外的其他频段占用的子载波置零，对其他频段占用的子载波置零后的频域信号进行逆离散傅立叶变换，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
本实施例不需要设计和采用固定带宽的时域滤波器，而是利用现有技术同步信号的频域接收方法截取接收的时域信号，对其进行FFT变换为频域后，将需接收的非同步信号所处频段外其他频段占用的子载波置零，经IDFT变换到时域，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰，提取出非同步信号对应频段的时域接收信号，使接收端可以采用传统的时域接收方法进行检测。本实施例易于实现，可获得完整的OFDM段符号，仅对OFDM段信号对应的时域接收信号(而不是完整时域接收信号)进行干扰消除，因此本实施例进一步降低了OFDMA系统中接收端检测非同步信号运算的复杂度；同时，由于本实施例采用时域接收的方式对非同步信号进行处理，因此能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号，同时降低接收端的复杂度。
本实施例可应用在支持UMB协议OFDMA系统中的RACH信号检测上。支持UMB协议OFDMA系统中，RACH信号为随机接入信号，即为非同步信号。采用本实施例上述方法获取RACH信号所处频段对应的时域接收信号后，对RACH信号所处频段对应的时域接收信号的进一步检测可参见本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法第四实施例步骤46-步骤414的具体描述，以及附图6的记载，在此不再赘述。
图9为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第一实施例结构图。如图9所示，本实施例包括频域变换模块101、时域变换模块102和干扰消除模块103。
频域变换模块101用于对经天线和中射频单元接收到的第一时域信号进行快速傅立叶变换，获取对应的频域信号。
时域变换模块102用于将频域信号中需接收的非同步信号所处频段占用的子载波置零，对非同步信号所处频段占用的子载波置零后的频域信号进行逆离散傅立叶变换，获取第二时域信号。
干扰消除模块103用于将经逆离散傅立叶变换后的第二时域信号与接收的第一时域信号相减，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
本实施例通过频域变换模块接收的第一时域信号经FFT变换为对应的频域信号，时域变换模块利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号占用的子载波置零，经IDFT变换到时域，获取第二时域信号；干扰消除模块对时域变换模块输出的第二时域信号与接收的第一时域信号相减，从而获得非同步信号所处频段对应的时域接收信号，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰。由于不需要设计和使用现有的时域滤波器，非同步信号所处频段对应的时域接收信号提取过程简单，因此明显降低了OFDMA系统中非同步信号检测的复杂度，同时由于采用了时域接收的方式对非同步信号进行处理，因此能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号。
图10为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第二实施例结构图。如图10所示，本实施例与本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第一实施例的区别在于，本实施例还包括接收模块104、信号检测模块105；频域变换模块101进一步包括提取单元1011和频域变换单元1012。
接收模块104用于通过反向接入信道接收用户终端发送的第一时域信号并存储，将接收的第一时域信号转发给频域变换模块101和干扰消除模块103。
提取单元1011用于去除接收模块104接收的第一时域信号包含的循环前缀和窗。
频域变换单元1012用于将提取单元1011获取去除循环前缀和窗后的第一时域信号进行快速傅立叶变换，获得对应的频域信号，将频域信号发送给时域变换模块102。
信号检测模块105用于对干扰消除模块103输出的非同步信号所处频段对应的时域接收信号进行处理，具体用于：分别提取该时域接收信号各时延点对应的延迟接收序列；对该各延迟接收序列进行拼接；对拼接后的各延迟接收序列进行快速哈达码变换，分别计算各延迟接收序列变换后对应数值的模平方，根据计算出的各所述模平方对接收的时域信号进行检测。
本实施例将接收模块104接收的第一时域信号分别发送给频域变换模块101和干扰消除模块103。其中，频域变换模块101的提取单元1011去除第一时域信号包含的循环前缀和窗，频域变换单元1012进行快速傅立叶变换获取对应的频域信号，时域变换模块102在完整频域中非同步信号占用的子载波外的其他各子载波置零。而干扰消除模块103将第一时域信号与第二时域信号相减，从而获得非同步信号所处频段对应的时域接收信号。该时域接收信号可由信号检测模块105进行非同步信号的检测和判决。本实施例易于实现，可获得完整的OFDM段符号，仅对OFDM段信号对应的时域接收信号(而不是完整时域接收信号)进行干扰消除，因此本实施例进一步降低了OFDMA系统中接收端检测非同步信号运算的复杂度；同时，由于本实施例采用时域接收的方式对非同步信号进行处理，因此能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号，同时降低接收端的复杂度。
图11为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第三实施例结构图。如图11所示，本实施例包括频域变换模块201和干扰消除模块202。
频域变换模块201用于对经天线和中射频单元接收到的时域信号进行快速傅立叶变换，获取对应的频域信号。
干扰消除模块202用于将频域信号中需接收的非同步信号所处频段外的其他频段占用的子载波置零，对其他频段占用的子载波置零后的频域信号进行逆离散傅立叶变换，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
本实施例中，频域变换模块将接收的时域信号经FFT变换为对应的频域信号，干扰消除模块利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号所处频段外其他频段占用的子载波置零，经IDFT变换到时域，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰，获得非同步信号所处频段对应的时域接收信号。由于不需要设计和使用时域滤波器，非同步信号所处频段对应的时域接收信号提取过程简单，因此明显降低了OFDMA系统中非同步信号检测的复杂度，同时由于采用了时域接收的方式对非同步信号进行处理，因此能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号。
图12为本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第四实施例结构图。如图12所示，本实施例与本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置第三实施例的区别在于，本实施例还包括接收模块203、信号检测模块204；频域变换模块201进一步包括提取单元2011和频域变换单元2012。
接收模块203用于通过反向接入信道接收用户终端发送的时域信号，将接收的时域信号转发给频域变换模块201。
提取单元2011用于去除接收模块203接收的时域信号包含的循环前缀和窗。
频域变换单元2012用于将提取单元2011获取去除循环前缀和窗后的时域信号进行快速傅立叶变换，获得对应的频域信号，将频域信号转发给干扰消除模块202。
信号检测模块204用于对干扰消除模块202输出的非同步信号所处频段对应的时域接收信号进行处理，具体用于：分别提取该时域接收信号各时延点对应的延迟接收序列；对各延迟接收序列进行拼接；对拼接后的各延迟接收序列进行快速哈达码变换，分别计算各延迟接收序列变换后对应数值的模平方，根据计算出的各所述模平方对接收的时域信号进行检测。
本实施例将接收模块203接收的时域信号经提取单元2011去除时域信号包含的循环前缀和窗，频域变换单元2012进行快速傅立叶变换获取对应的频域信号，干扰消除模块202利用频域信号中需接收的非同步信号所处的频段信息，将需接收的非同步信号所处频段外其他频段占用的子载波置零，经I DFT变换到时域，从而消除其他频段对该非同步信号所处频段的干扰，获得非同步信号所处频段对应的时域接收信号。该时域接收信号可由信号检测模块105进行非同步信号的检测和判决。本实施例易于实现，可获得完整的OFDM段符号，仅对OFDM段信号对应的时域接收信号(而不是完整时域接收信号)进行干扰消除，因此本实施例进一步降低了OFDMA系统中接收端检测非同步信号运算的复杂度；同时，由于本实施例采用时域接收的方式对非同步信号进行处理，因此能够检测OFDM多载波信号到达时间超过系统时间一个循环前缀持续时间的信号，同时降低接收端的复杂度。
本发明OFDMA系统中非同步信号的接收装置实施例中可运行本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法实施例，具体原理可参照本发明OFDMA系统中非同步信号的接收方法实施例中的描述，在此不再赘述。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本发明实施例中的“接收”一词可以理解为主动从其他模块获取也可以是接收其他模块发送来的信息。
本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。
本领域技术人员可以理解实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围。
Claims (15)
1、一种正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于包括：
对接收的第一时域信号进行傅立叶变换，获取对应的频域信号；
将所述频域信号中需接收的非同步信号所处频段占用的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取第二时域信号，将所述第一时域信号与第二时域信号相减，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号；或者，将所述频域信号中需接收的非同步信号所处频段以外的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
2、根据权利要求1所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，对接收的第一时域信号进行傅立叶变换之前，还包括：
接收第一时域信号并存储。
3、根据权利要求1所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号之后，还包括：
分别提取所述时域接收信号各时延点对应的延迟接收序列；
对所述各延迟接收序列进行拼接。
4、根据权利要求1所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述对接收的第一时域信号进行傅立叶变换，获取对应的频域信号，包括：
去除所述第一时域信号包含的循环前缀和窗；
对去除循环前缀和窗后的第一时域信号进行傅立叶变换，获得对应的频域信号。
5、根据权利要求4所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号之后，还包括：
将所述时域接收信号中对应的循环前缀和窗的位置置零。
6、根据权利要求5所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述将所述时域接收信号中对应的循环前缀和窗的位置置零之后，还包括：
分别提取所述时域接收信号各时延点对应的延迟接收序列；
对所述各延迟接收序列进行拼接。
7、根据权利要求3或6所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述对各延迟接收序列进行拼接之后，还包括：
拼接得到的延迟接收序列中，循环前缀与序列中相应位置的信号进行合并。
8、根据权利要求3或6所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述对各延迟接收序列进行拼接具体为：
分别去除各延迟接收序列包含的循环前缀和窗；
对去除循环前缀和窗后的各延迟接收序列进行拼接。
9、根据权利要求3或6所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述分别提取所述时域接收信号各时延点对应的延迟接收序列之前，还包括：
对所述时域接收信号进行降采样处理。
10、根据权利要求3或6所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述对各延迟接收序列进行拼接之前，还包括：
分别对每个延迟接收序列进行相位补偿。
11、根据权利要求3或6所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收方法，其特征在于，所述对各延迟接收序列进行拼接之后，还包括以下步骤中的任一个或者多于一个的任意组合：
对拼接后的各延迟接收序列进行解交织；
对拼接后的各延迟接收序列进行解扰处理；
对拼接后的各延迟接收序列进行快速哈达码变换，分别计算各延迟接收序列变换后对应数值的模平方，根据计算出的各所述模平方对第一时域信号进行检测。
12、一种正交频分多址系统中非同步信号的接收装置，其特征在于，包括：
频域变换模块，用于对接收的第一时域信号进行傅立叶变换，获取对应的频域信号；
干扰消除模块，用于将所述频域信号中需接收的非同步信号所处频段占用的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取第二时域信号，所述第一时域信号与第二时域信号相减，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号；或者，用于将所述频域信号中需接收的非同步信号所处频段以外的子载波置零，进行逆傅立叶变换，获取非同步信号所处频段对应的时域接收信号。
13、根据权利要求12所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收装置，其特征在于，还包括：
接收模块，用于接收第一时域信号并存储。
14、根据权利要求12或13所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收装置，其特征在于，所述频域变换模块包括：
提取单元，用于去除所述第一时域信号包含的循环前缀和窗；
频域变换单元，用于将去除循环前缀和窗后的第一时域信号进行傅立叶变换，获得对应的频域信号。
15、根据权利要求14所述的正交频分多址系统中非同步信号的接收装置，其特征在于，还包括：
信号检测模块，用于分别提取所述时域接收信号各时延点对应的延迟接收序列；对所述各延迟接收序列进行拼接；对拼接后的各延迟接收序列进行快速哈达码变换，分别计算各延迟接收序列变换后对应数值的模平方，根据计算出的各所述模平方对接收的时域信号进行检测。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |