CN101496318A - 用于为光传输系统确定光信噪比的方法与装置 - Google Patents

Abstract

根据本发明，在对光数据信号进行光电转换之后，将不同的噪声流添加到该电数据信号之中，并且针对每个噪声流，确定具有该噪声流的电数据信号的最佳判决器阈值。然后，根据最佳判决器阈值以及所添加的噪声流的值对，按照一种基于噪声模型的运算规则，确定平均信号流的值与经过放大的自发发射的平均噪声流的值，再根据这两个值的商计算出光信噪比。本发明方法可以优选通过对常规的接收装置进行简单扩展而实现。

Description

用于为光传输系统确定光信噪比的方法与装置

技术领域

本发明涉及一种用于为光传输系统确定光信噪比的方法以及相应的装置。

背景技术

对于在光传输系统、尤其在以波分多路复用(英语“wavelength divisionmultiplexing”，缩写为WDM)工作的长途通信系统中记录或确定信号质量以及故障诊断来说，光信噪比(英语“optical signal to noise ratio”，缩写为OSNR)是一个重要的质量参数。OSNR被定义为针对给定波长间隔的平均信号功率与平均噪声功率之比。典型地在1550nm时使用1nm或0.1nm的间隔宽度，分别相应于125GHz或12.5GHz的频率间隔。

有多种方法可用来确定OSNR。通常可通过光学测量，例如利用光谱分析仪来确定OSNR。但是在信道间隔很小时，例如25或50GHz，很难将信号功率值与噪声功率值分开，使得实际上无法在连续工作时测量OSNR。在另一种所谓“偏振分光法”(Polarization Nulling)的光学方法中，基于信号被给定的偏振度，利用偏振滤波器将信号与未偏振的噪声分离。但这种方法很不精确，例如由于偏振模式色散而对数据信号有部分的去偏振作用。此外用于额外所需的偏振调节的费用相当高。另一种光学方法是在亚毫秒范围内通过短时间断开待测量信道的方式来确定OSNR，但是这种方法无法在连续工作时应用。

还有用来确定OSNR的电学方法，即在接收器中对数据信号进行光电转换之后确定OSNR。在欧洲专利申请EP1303062中公开了一种方法，即将误码率(BER)作为判决阈值(Entscheiderschwelle)的函数进行测量，并且主要也是针对OSNR对该误码率进行分析。该方法尤其在接近0.5的非常高的误码率时也需要进行测量。BER高的区域位于眼图(Augendiagramm)中的上、下边缘处，而BER低的区域则在眼图的内部中心区域。如果外推这些区域的BER值，则既可针对高BER得出两个判决器阈值，又可针对低BER得出两个判决器阈值。根据这些阈值之差的比值可以算出眼开度

的大小。如果BER可以通过Q因数来表达，如在该欧洲专利申请书上的附图4中所示的那样，则通过确定针对低BER的两条外侧直线的交点即可确定OSNR。这一方法的缺点在于：为了确定OSNR需要知道绝对最小BER，并且由于需要对接近BER＝0.5进行测量，因此无法通过纠错单元FEC(forward-error-correction，正向错误校正)来纠正测量过程中所出现的位错误。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，给出另外一种方法，其中在光传输系统的接收器中对数据信号进行光电转换之后确定OSNR。本发明要解决的另一个技术问题在于，给出一种相应的装置。

第一个要解决的技术问题可通过具有权利要求1所述特征的方法解决。另一个要解决的技术问题可通过具有权利要求7所述特征的一种装置，或者用具有专利权利要求9所述特征的一种装置解决。

根据本发明建议，对光数据信号进行光电转换之后，将不同的噪声流添加到该电数据信号中，并且针对每一个噪声流，为具有该噪声流的电数据信号确定最佳判决器阈值。然后根据该最佳的判决器阈值和所添加的噪声流的值对，按照一种基于噪声模型的计算规则，确定平均信号流的值与经过放大的自发发射的平均噪声流的值，再根据它们的商算出光信噪比。本发明有利地允许在光传输系统的连续工作中确定OSNR。可通过扩展现有接收器的方式，或者作为独立测量单元来实现，且不需要费用昂贵的光学测量装置。本方法与数据格式及数据传输速率没有关系。光信号的设计(偏振度，调制格式)无关紧要，因为本方法是在进行光电转换之后使用的。此外还可以不断更新计算规则和软件组件。

在优选实施例中，通过将借助FEC纠错单元所确定的错误数量最小化来确定最佳判决器阈值。该实施例尤其具有简便易行的特点，因为利用已有的标准组件，例如时钟恢复与判决器单元CDR(具有时钟恢复、判决器和再生器的单元)，可与纠错单元FEC相结合地得出最佳判决器阈值。

在特别优选的实施例中，通过将已判决含有噪声流的电数据信号和已判决不含噪声流的电数据信号之间的相关性最大化，来确定最佳判决器阈值。即使因为添加噪声流而使误码率变得非常大，该实施例也能发挥作用。

在该方法的优选实施例中，利用最佳判决器阈值以及所添加的噪声流的值对，根据一种计算规则，可以算出逻辑1的信号流的值，逻辑0的信号流的值，以及经过放大的自发发射的平均噪声流的值。除了可优选用来确定OSNR之外，这些参量还可说明传输质量的其它内容，例如眼图的眼开度，因此也可以表述说明附加的信号失真。利用对经过放大的自发发射的平均噪声流的认识，还可以改善传输系统内部的功率管理。

在另一个实施例中，基于高斯噪声模型，预先设定最佳判决器阈值与所添加的噪声流之间关系的计算规则。用这种方式，根据本发明的方法可有利地用于很多方面，因为高斯模型是最为常用的噪声模型。

本发明的其它优选扩在从属权利要求以及实施例中给出。

附图说明

以下将借助实施例并且参照附图对本发明进行解释。

在此：

图1a，1b示出不同消光比条件下最佳判决器阈值与所添加的噪声流的关系的图示；

图2示出针对不同眼开度用回归法确定的OSNR值与真实OSNR值相比较的表格；

图3-7示出用于确定OSNR的各种装置的方框图。

具体实施方式

根据本发明对光信噪比的确定基于这样的认识：当在判决器之前端将给定的噪声流添加给经过光电转换的数据信号时，在接收器中根据所使用的不同噪声模型以特征性的、依赖于OSNR的方式改变最佳判决阈值。所添加的电噪声对信号振幅围绕信号平均值为逻辑1和逻辑0的概率分布的方差产生影响。信号振幅围绕信号平均值的分布形式取决于对造成信号波动的噪声源的统计。通常假设为高斯正态分布。这些高斯分布的方差对应于在光电二极管输出端上由噪声引起的电流波动。由于在光引起噪声的情况下围绕信号平均值为逻辑0的分布的方差始终窄于围绕信号平均值为逻辑1的分布的方差，因此围绕信号平均值为逻辑0的分布的相对宽度变化大于围绕信号平均值为逻辑1的分布的相对宽度变化。因此所添加的电噪声对围绕信号平均值为逻辑0的分布所产生的影响大于对围绕信号平均值为逻辑1的分布的影响。最佳判定器阈值将因此而移动，以下始终以最小误码率(BER)作为最佳判决器阈值的前提条件。对于每一个OSNR值而言，判决器阈值依赖于所添加的噪声流发生变化是特性。如果已知所添加的噪声与最佳判决器阈值之间的关系，那么就能以这种方式确定OSNR。

以下借助于实施例，推导所添加的电噪声与最佳判决器阈值之间的关系。可在光传输系统的专业文献中查阅理论依据，例如G.P.Agraval的著作：纽约John Wiley & Sons出版社1997年出版的第二版“Fiber-Optic CommunicationSystems”。

根据所提到的Agraval的著作，从第4.5.1章节的等式(4.5.8)中，已知最佳判决器阈值的等式为：

$I_D=\frac{I_1\·{\mathrm{\σ}}_0+I_0\·{\mathrm{\σ}}_1}{{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1}---\left(1\right)$

在等式1中

I₀表示信号平均值为逻辑0的光电二极管电流(也称作逻辑0的信号流)

I₁表示信号平均值为逻辑1的光电二极管电流(也称作逻辑1的信号流)

σ₀表示围绕信号平均值为逻辑0的信号振幅的高斯概率分布的方差(相当于逻辑0信号的噪声流)

σ₁表示围绕信号平均值为逻辑1的信号振幅的高斯概率分布的方差(相当于逻辑1信号的噪声流)。

这里同样也是以该文献中广为使用的高斯噪声模型为依据，其中不考虑线性和非线性失真对围绕信号平均值为逻辑0和逻辑1的信号振幅的分布的影响。

在光接收单元的光电二极管内生成的光电流具有类似于光信号的波动，这些波动的原因就是光噪声。此外在光电二极管输出端还会出现干扰噪声项，例如在经过放大的自发发射(ASE)与信号之间的干扰噪声，或者ASE与其自身的干扰噪声。正好相当于信号振幅分布的方差的噪声流平方(计算式为：σ²＝<(ΔI)²>)由相互间没有统计学关系的不同噪声贡献量

组成。在长途光通信系统中通常在接收单元前设置光放大器(前置放大器)，在所述长途光通信系统中光电二极管上产生的噪声项主要是由信号与光放大器的经过放大的自发发射(ASE)之间的干扰噪声引起的：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{SIG}-\mathrm{ASE}}^2={2e}^{2}G\&CenterDot;F_n\&CenterDot;P_{\mathrm{SIG}}\&CenterDot;B_e/(h\&CenterDot;f).---\left(2\right)$

ASE与其自身的干扰也会引起幅度更小的噪声项：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ASE}-\mathrm{ASE}}^2=e^2\&CenterDot;{(G\&CenterDot;F_n)}^2\&CenterDot;B_e\&CenterDot;B_0---\left(3\right)$

其中的参量表示

e     元电荷

G     连接在光电二极管前面的光放大器的增益

F_n    光放大器的噪声数

P_sig  光放大器输出端上的经过放大的光数据信号

B_e    包括后置电子器件与放大器的光电二极管的有效电带宽

B_o    有效的光滤波器带宽，以及

h*f  一个光子的能量。

按照本发明将给定的噪声流x添加给光电流I。这就意味着：通过所添加的噪声，对围绕信号平均值为逻辑0和逻辑1的高斯概率分布的方差施加同样的影响。

由于这些噪声项相互之间没有统计学关系，因此可通过将各个噪声项相加来推导出围绕信号平均值为逻辑0和逻辑1的高斯概率分布的方差：

计算式为：

${\mathrm{\&sigma;}}_0^2={\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{SIG}-\mathrm{ASE}}^2+{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ASE}-\mathrm{ASE}}^2+x^2$

和

${\mathrm{\&sigma;}}_1^2={\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{SIG}-\mathrm{ASE}}^2+{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ASE}-\mathrm{ASE}}^2+x^2$

假设下列公式的适用性就这些计算的目的而言没有限制，每一个射向检测器的光子均释放一个光电子，则噪声流平方σ_SIG-ASE ²和σ_ASE-ASE ²可借助光电二极管电流

$I_{\mathrm{SIG}}=P_{\mathrm{SIG}}\&CenterDot;\frac{e}{h\&CenterDot;f}$ 和I_ASE＝F_n·G·B₀·e

进行表达，因此可针对等式(2)和(3)中的噪声贡献量得出：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{SIG}-\mathrm{ASE}}^2={2I}_{\mathrm{SIG}}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}\&CenterDot;\frac{B_e}{B_0}=2\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}\&CenterDot;I_{\mathrm{SIG}}$

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ASE}-\mathrm{ASE}}^2=I_{\mathrm{ASE}}^2\&CenterDot;\frac{B_e}{B_0}=\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2$

其中 $\mathrm{\&gamma;}=\frac{B_e}{B_0}$ 表示接收器上的有效电带宽B_e与有效光滤波器带宽B₀之比。

如果现在针对信号流I_SIG，分别使用光电二极管电流I₁表示所接收的逻辑1，和光电二极管电流I₀表示所接收的逻辑0，则可得出围绕信号平均值为逻辑0和逻辑1的高斯概率分布的方差：

${\mathrm{\&sigma;}}_0=\sqrt{2\mathrm{\&gamma;}{I}_0{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}---\left(4\right)$

和

${\mathrm{\&sigma;}}_1=\sqrt{2\mathrm{\&gamma;}{I}_1{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}---\left(5\right)$

将公式(4)和(5)代入等式(1)之中，得出与所添加的噪声流x有关的最佳判决器阈值I_D的公式：

$I_D\left(x\right)=\frac{I_1\&CenterDot;\sqrt{2\mathrm{\&gamma;}{I}_0{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}+I_0\&CenterDot;\sqrt{{2\mathrm{\&gamma;I}}_1{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}}{\sqrt{2\mathrm{\&gamma;}{I}_0{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}+\sqrt{2\mathrm{\&gamma;}{I}_1{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}}---\left(6\right)$

对于可忽略的电噪声(x-＞0)，则最佳判决器阈值公式从等式(6)转为等式(1)。在这种情况下仅存在光噪声。如果所添加的噪声流非常大(x-＞∞)，则方程式(6)近似于表达式(I₁+I₀)/2，这相当于判决器阈值正好在逻辑0信号平均值和逻辑1信号平均值的中间。在这种情况下可忽略光噪声。

表示最佳阈值I_D(x)的等式(6)包含三个未知量I₀、I₁和I_ASE。如果针对所添加的三个不同的噪声流x_i(x＝1，2，3)来测量最佳判决器阈值I_D(x)，就可确定这三个未知量I₀、I₁和I_ASE。

在下一个步骤中可根据参量I₀、I₁和I_ASE算出OSNR。因为在光电二极管之后还已知平均光电二极管电流<I>由平均信号流<I_SIG>与ASE引起的电流<I_ASE>组成，因此可按照如下所述计算OSNR：

$\mathrm{OSNR}=\frac{<I_{\mathrm{SIG}}>}{<I_{\mathrm{ASE}}>}=\frac{<I>-<I_{\mathrm{ASE}}>}{<I_{\mathrm{ASE}}>}---\left(7\right)$

当I₀和I₁的值均匀分布时，平均信号流<I_SIG>等于<I₀+I₁>/2。

用于确定OSNR以及信号平均值为逻辑0和逻辑1的光电二极管电流I₀和I₁的方法如下：

1)在判定器前插入在电宽带范围内的白噪声，其中所添加的噪声流x_i优选来自间隔{x：<I>/10＜x＜<I>*10}，其中应当尽可能利用该间隔的宽度，并且针对至少三个噪声流(i＞＝3)来确定所属的最佳判决器阈值I_D(x_i)。

2)根据等式(6)算出未知量I₀、I₁和I_ASE

3)根据等式(7)确定OSNR

为了演示根据本发明的方法，图1a和1b中的图形示出最佳判决器阈值I_D(x_i)与所添加的噪声流x_i的关系。在所示出的仿真中，已预先设定I₀、I₁和I_ASE以及γ＝B_e/B₀的典型值，其中假设平均光电二极管电流<I>在这里为I₀和I₁的平均值(<I>＝(I₀+I₁)/2)。也为不同的OSNR预先设定值，分别为7、10、13、17和20dB。在图1a中，比值I₀/I₁＝0.1/0.9，图1b中，假设I₀/I₁的比值为0.2/0.8。比值I₀/I₁是所谓的消光比，即在信号平均值分别为逻辑0和逻辑1时的光电二极管电流随时间变化的平均值之比。该比值大致表示判决器扫描时间窗内的内侧眼开度。所添加的噪声流在这里已归一化为平均光电二极管电流<I>。噪声流在值<I>/10和<I>*10之间变化。可明显看出，判决器阈值随着所添加的电噪声的增大而增大，并且接近于极限值0.5，在该极限值时光噪声可忽略，主要存在的是电噪声。如果将各个点I_D(x_i)相互连接，明显可见，对于每一个OSNR而言，在最佳判决器阈值和所添加的噪声流之间均存在各自的函数关系。

为了演示根据本发明的方法，在另一个例子中，已预先设定了值对(x_i，I_D(x_i))，并且利用数值拟合确定参量I₀、I₁和I_ASE的值，以便由此根据等式(7)计算OSNR。使用I₀初始值＝<I>/10、I₁初始值＝<I>*2和I_ASE初始值＝<I>/10作为拟合法的初始值。此外I₀和I₁的结果值应满足不同消光比的边界条件。图2所示表格中列出的是所实施的仿真的结果。第一栏中是以所使用的值对为基础的“真实”的OSNR值。在第2～5栏中分别针对不同消光比给出根据数值拟合法得出的OSNR的值。第2栏中的消光比为I₀/I₁＝0.05/0.95，这相当于具有大开度的眼图。第3栏中消光比I₀/I₁＝0.4/1.2，这比较小。这种情况下，眼图中的眼开度已明显闭合。第4栏中的消光比为I₀/I₁＝0.4/1，这意味着：眼图中的眼开度从下面的值开始闭合。第5栏中，眼图在消光比为I₀/I₁＝0/1.4时具有过冲。表中列出的OSNR值表明，利用数值拟合法算出的OSNR值与“真实”值一致。此外图2所示的值还说明该方法与出现的信号失真无关。

基本上适用于根据本发明方法的是：由于等式(6)中有三个未知量，因此在进行精确测量时必须达到三个测量点。当然若采用更多数量的测量点，并且多次执行测量，然后取这些结果的平均值，或者利用等式(6)对未知量(I₀，I₁和I_ASE)进行拟合，就可明显改善该方法的精度。此外，高斯模型并非是根据本发明方法的基本工作原理的前提条件。同样也允许使用其它噪声模型。只是必须根据所使用的噪声模型，对分析程序的公式进行调整。本方法发挥作用的关键仅在于：围绕信号平均值为逻辑0和逻辑1的信号振幅分布的方差受到与OSNR有关的添加的电噪声功率不同程度的影响。

在图3至7中示出为用来实现根据本发明方法的不同实施例。

图3的方框图示出用来确定OSNR的第一种装置。光数据信号1被提供给光转换单元OE，该光转换单元OE例如包括光电二极管PD以及在后面连接的电放大器AGC。从光电二极管PD将第一信号11提供给控制与分析单元SAE。第二信号2被提供给电放大器AGC，该电放大器AGC除了具有用于信号2的第一输入端之外，还具有用于从控制和分析单元SAE输出的第一控制信号15的第二输入端。从电放大器AGC输出的电数据信号3被提供给加法器ADD的第一输入端。该加法器ADD的第二输入端与噪声源RQ相连，该噪声源RQ向加法器ADD提供噪声流20。噪声源RQ从控制与分析单元SAE获得第二控制信号16。该加法器ADD的输出端将含有噪声的数据信号4提供给时钟恢复与判定器单元(Taktrückgewinnungs-undEntscheider-Einheit)CDR的第一输入端，该时钟恢复与判定器单元CDR在其第二输入端获取来自控制与分析单元SAE的第三控制信号17。从时钟恢复与判决单元CDR的输出端将已判决的数据信号5提供给纠错单元FEC，该纠错单元FEC在其第一输出端输出经过纠错并已判决的数据信号6，并且在其第二输出端将第二信号12输出给控制与分析单元SAE。

将由ASE和实际数据信号组成的光信号1提供给光转换单元OE，该光转换单元OE在图3所示的实施例中包括光电二极管PD以及在后面连接的电放大器AGC。在光电二极管PD中对光数据信号1进行光电转换。由于在光电二极管PD内生成的光电流对于计算OSNR来说是必须的，因此将相当于平均光电流<I>的第一信号11输出给控制与分析单元SAE。然后将经过光电转换的数据信号2提供给电放大器AGC，在电放大器AGC这里对经过转换的电信号2的电平进行调整，使之适用于后面的时钟恢复与判决器单元CDR。可根据控制与分析单元SAE的预先设定，通过第一控制信号15来进行该电平调整。需注意的是：如果存在前置光放大器，则可以忽略放大器AGC的电噪声。在类似设置的加法器ADD中将给定的噪声流x_i添加给电数据信号3。在噪声源RQ中生成噪声流x_i。根据控制与分析单元SAE的预先设定，通过第二控制信号16对噪声源RQ进行控制。时钟恢复与判决器单元CDR以及后面连接的纠错单元FEC，与控制和分析单元SAE的部件共同构成用来确定最佳的判定器阈值I_D(x_i)的功能块。时钟恢复与判决器单元CDR(英文clockdata recovery，时钟数据恢复，缩写CDR)主要包括判决器电路和时钟恢复装置。在判决器电路中包含阈值开关。判决器电路将到达信号的电平与在特定扫描时刻的阈值进行比较，这些特定扫描时刻由时钟恢复装置提供，并且所述判决器电路判断扫描值是为逻辑0还是逻辑1。这意味着：时钟恢复与判决单元CDR已经提供了判决器阈值和扫描时刻，并且通过信号17a输出给控制与分析单元SAE。经过判定的信号接着被提供给纠错单元FEC。在该纠错单元FEC中对在传输过程中以及由于所添加的噪声流而产生的位错误进行纠正。由FEC所纠正的位的数量是衡量误码率(BER)的直接尺度，并且所述由FEC纠正的位的数量通过纠错信号12输出给控制与分析单元SAE。该控制与分析单元SAE现在在调节回路中通过信号17b调整CDR中的判决器阈值和扫描时刻，使得通过FEC所确定的错误位的数量以及误码率变为最小。以这种方式确定最佳判决器阈值。控制与分析单元SAE借助所提供的和经过调整的值算出OSNR 50，然后将该OSNR输出给上级的系统管理器。

图4的方框图示出用来确定OSNR的第二种装置。该装置包括与图3所示一样的光转换单元OE，该光转换单元OE借助于光电二极管PD用给定的输出电平对所提供的光数据信号1进行光电转换。这里同样也是利用电放大器AGC，将光电二极管输出信号2的平均电平调整到预先给定的值。然后在第一分支点Z1电数据信号3分成参考信号20和分信号30。所述参考信号20在时钟恢复与判决器单元CDR中得到分析和再生。在时钟恢复与判决器单元CDR的判决器电路中，在由时钟恢复装置预先设定的时刻，将数据信号的振幅设定为电平0或者电平1。这样经过判决的数据信号21被提供给纠错单元FEC，该纠错单元FEC在其第一输出端输出没有错误的已判决数据信号22。在纠错单元FEC后面有第二分支点Z2，通过该分支点Z2，经过纠错的已判决数据信号22的分信号26被提供给比较单元XOR。通过加法器ADD，将噪声源RQ中生成的给定噪声流x_i添加给在第一分支点Z1之后分出的分信号30。所述噪声流x_i由控制与分析单元SAE通过控制信号16在噪声源RQ上调整。然后叠加了电噪声的数据信号31被提供给判决器D。判决器电路D的扫描时刻由时钟恢复与判定器单元CDR的时钟恢复装置通过时钟信号25预先设定。这是绝对必要的，以便能够在后面的比较单元XOR中对已判决的数据信号32和26进行逐位比较。除此之外，通过在判决器D中提供时钟信号的方式，不需要自己的时钟恢复装置。在判决器D中只要有一个对数据信号进行相位匹配的单元，就足以确定最佳扫描时刻，因此成本低于有自己的时钟恢复装置。当输入端上出现的待比较的值相同时，例如包括XOR组件的比较单元就会输出一个逻辑0。因此当没有错误的已判决信号26与因为所添加的噪声而出错的信号32尽可能一致时，在XOR组件输出端上输出的信号40最小。控制与分析单元SAE现在可以借助于XOR元件的信息确定最佳判决器阈值，并且通过控制信号18将该最佳判决器阈值告知判决器D。因此在本实施例中，通过在对不含附加噪声的判决器支路的信号以及含有附加噪声的判决器支路的信号进行逐位比较时将错误最小化，以此来优化判决器D的判决器阈值。借助于FEC提供的错误数量(信号12)，通过信号17对不含附加噪声的上判决器支路的判决器阈值I_D进行优化调整。根据XOR组件的结果，通过信号18对判决器D的判决器阈值I_D(x_i)进行调整。通过这种方式，可以由控制与分析单元SAE确定所添加的噪声流与判决器D的最佳判决器阈值之间的函数关系。具有XOR组件的实施例是一种可用来测量相关性的简单电路。也可以使用任意一种相关器来替代XOR组件。

与图3所示的实施例相比，图4所示实施例的优点在于：也可针对更高的误码率来确定最佳判决器阈值。如果在图3所示的装置中通过将噪声添加给数据信号使得所出现的错误的数量大到纠错单元FEC无法再对这些错误进行纠错，就可以使用图4所示的即使在高误码率时也能发挥作用的实施例。在图4中，作为参考信号用于在XOR组件中进行比较的数据信号有利地不会受到所添加的噪声的干扰。这样可保证电路始终以最佳方式工作。

与图5所示的装置相比，在图5的方框图中所示的用来确定OSNR的装置具有光转换单元OE，该光转换单元OE包括光放大器PA与后面连接的光电二极管PD。这里在光放大器PA(英语：前置放大器)中，光信号1被放大为由控制与分析单元SAE通过控制信号15A预先设定的值。该值取决于对在时钟恢复与判决器单元CDR中以及在判决器D中的判决器电路的要求。然后在光电二极管PD中对经过预放大的光信号1A进行光电转换。也可以使用光衰减器来替代图中所示的光放大器PA。除了调整光信号的电平之外，也可以考虑将在光电二极管之间与之后的电平调节进行组合。同样也可以在光转换单元OE范围内加入光滤波器或电滤波器，用来限制光信号或者电信号的带宽和噪声。

在图6中示出用来确定OSNR的装置的变形方式，在该装置中，在已判决的数据信号21通过纠错单元FEC之前，进行不含附加噪声的判决器支路的信号与含有附加噪声的判决器支路的信号之间的比较。与前述实施例一样，在控制与分析单元SAE中使用在纠错单元FEC中经过纠错的位的数量，用于对时钟恢复与判决器单元CDR的判决器阈值和扫描时刻进行优化。为此可通过信号12将经过纠错的位的数量传送给控制与分析单元SAE。

在图7中示出用来确定OSNR的装置的变形方式，其中使用第二纠错单元FEC2来替代比较单元XOR，该第二纠错单元FEC2将第二纠错信号45提供给控制与分析单元SAE。在图7中所示的实施例基本上与图4中所示的实施例一致。但在本实施例中，通过第二纠错单元FEC2对判决器D的判决器阈值进行优化。借助于第一纠错单元FEC所提供的错误的数量(信号12)，通过信号17对不含附加噪声的上判决器支路的判决器阈值I_D进行优化调整。

此外还可看出：如果存在其它用于纠错或者测量错误的方法来确定最佳的判决器阈值，就不需要纠错单元FEC。为了确定最佳判决器阈值，可以原则上例如当信号格式与SDH信号和Sonet信号一样时，替代FEC单元的错误输出而对帧信号中相应的错误字节进行分析。但这种方法更慢，并且额外的SDH芯片要比FEC模块贵得多。此外，接收器的多路分离器单元必须一同包括进来，因此该装置在数据格式方面不再灵活。如果通过在帧内包含的纠错或者错误测量来确定最佳阈值，当然必须存在错误，这会在图3所示的实施例中干扰数据信号，并且在其它具有并联支路的实施例中导致成本明显增大。

Claims (14)

1.一种用于为光传输系统确定光信噪比的方法，包括下列步骤，

在接收端将所传输的光数据信号(1)以光电方式转换成电数据信号(3，30)，

将具有至少三个不同值的噪声流(x_i)添加给电数据信号(3，30)，针对所添加的每个噪声流(x_i)，确定具有该噪声流(x_i)的电数据信号(4，31)的最佳判决器阈值(I_D(x_i))，

根据由所添加的噪声流(x_i)与相应的最佳判决器阈值(I_D(x_i))构成的值对，按照一种基于噪声模型的计算规则，确定平均信号流(I_SIG)的值与经过放大的自发发射的平均噪声流(I_ASE)的值，

根据平均信号流(I_SIG)与经过放大的自发发射的平均噪声流(I_ASE)之比，确定光信噪比(OSNR)。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

针对具有噪声流(x₁)的电数据信号(4)，判决信号值为逻辑1还是为逻辑0，

纠正所出现的信号值的错误，确定所纠正的错误的数量，通过将利用经过纠正的错误所确定的误码率最小化来确定最佳判决阈值(I_D(x_i))。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过将已判决的具有噪声流(x_i)的数据信号(32)与已判决的没有噪声流(x_i)的电数据信号(21)之间的相关性最大化，来确定最佳判决器阈值(I_D(x_i))。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所添加的噪声流(x_i)处在电数据信号(3，30)的平均光电流的十分之一与电数据信号(3，30)的平均光电流的十倍之间的间隔之内。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所添加的噪声流(x_i)和最佳判决器阈值(I_D(x_i))的值对，按照一种计算规则确定逻辑1的信号流的值(I₁)、逻辑0的信号流的值(I₀)以及经过放大的自发发射的平均噪声流的值(I_ASE)。

6.根据权利要求1和5所述的方法，其特征在于，以高斯噪声模型为前提条件，与所添加的噪声流(x_i)有关的最佳判决器阈值(I_D(x_i))的计算规则等于

$I_D\left(x\right)=\frac{I_1\&CenterDot;\sqrt{2\mathrm{\&gamma;}{I}_0{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}+I_0\&CenterDot;\sqrt{2\mathrm{\&gamma;}{I}_1{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}}{\sqrt{2{\mathrm{\&gamma;I}}_0{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}+\sqrt{2\mathrm{\&gamma;}{I}_1{I}_{\mathrm{ASE}}+\mathrm{\&gamma;}\&CenterDot;I_{\mathrm{ASE}}^2+x^2}}$

其中I₁表示逻辑1的信号流，

I_c表示逻辑0的信号流，

I_ASE表示经过放大的自发发射的噪声流，

γ表示接收器上的有效电带宽(B_e)除以有效光滤波器带宽(B₀)的商。

7.一种为光传输系统确定光信噪比的装置，

包括由光电转换器(PD)、加法器(ADD)、时钟恢复与判决器单元(CDR)以及纠错单元(FEC)构成的串联电路，将光数据信号(1)提供给该串联电路的输入端，并且在该串联电路的输出端输出经过判决的电数据信号(6)，

该装置中设置有可调节的噪声源(RQ)，该噪声源(RQ)的输出端与加法器(ADD)相连，在该装置中还设置有与光电转换器(PD)、噪声源(RQ)、时钟恢复与判决器单元(CDR)以及纠错单元(FEC)相连的控制与分析单元(SAE)，

其中在控制与分析单元(SAE)中，借助由电转换器(PD)提供的第一输入信号(11)、由时钟恢复与判决器单元(CDR)提供的第二输入信号(17a)以及由纠错单元(FEC)提供的纠错信号(12)，根据由噪声源(RQ)提供的第一控制信号(16)确定最佳判决器阈值，并且通过第二控制信号(17b)将该最佳判决器阈值输出给时钟恢复与判决单元(CDR)；并且

在对噪声流以及最佳判决器阈值至少进行三次调整之后，确定光信噪比(50)的值，然后将该值输出给系统管理器。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，在光电转换器(PD)之前连接用于调整电平的光学单元(PA)，或者在该光电转换器(PD)之后连接用于调整电平的电气单元(AGC)，并且用于调整电平的单元(PA，AGC)与控制和分析单元(SAE)相连，并且从该控制和分析单元(SAE)获取控制信号(15，15A)。

9.一种用于为光传输系统确定光信噪比的装置，包括

-光电转换器(PD)，该光电转换器具有用于光数据信号(1，1A)的输入端，在该光电转换器中以光电方式转换光数据信号(1，1A)，并且在该光电转换器的第一和第二输出端分别输出第一电数据信号(2，2A)和第二电数据信号(11)，

-第一分支点(Z1)，将第一电数据信号(2，2A)提供给该第一分支点(Z1)的输入端，并且该第一电数据信号被分成参考信号(20)和第一分信号(30)，

-时钟恢复与判决器单元(CDR)，该时钟恢复与判决器单元(CDR)具有用于参考信号(20)的第一输入端，并且具有用于第二控制信号(17b)的第二输入端，在该时钟恢复与判决器单元(CDR)中对参考信号(20)进行再生和判决，并且在该时钟恢复与判决器单元的第一输出端输出第一判决数据信号(21)，在该时钟恢复与判决器单元的第二输出端输出时钟信号(25)，

-加法器(ADD)，该加法器(ADD)具有用于第一分信号(30)的第一输入端，并且具有用于由噪声源(RQ)输出的噪声信号(x_i)的第二输入端，在该加法器(ADD)中将噪声信号(xi)添加给第一分信号(30)，并且在该加法器(ADD)的输出端输出叠加了噪声的电数据信号(31)，

-判决器(D)，将叠加了噪声的电数据信号(31)提供给该判决器(D)的第一输入端，将时钟信号(25)提供给该判决器(D)的第二输入端，将第三控制信号(18)提供给该判决器(D)的第三输入端；在该判决器(D)中对添加了噪声的电数据信号调整最佳判决阈值，然后在该判决器的输出端输出第二判决数据信号(32)，

-比较单元(XOR)，将第一判决数据信号(21)提供给该比较单元(XOR)的第一输入端，将第二判决数据信号(32)提供给该比较单元(XOR)的第二输入端，在该比较单元(XOR)中对这两个信号进行比较，然后在该比较单元(XOR)的输出端输出具有比较结果的比较信号(40)，

-控制与分析单元(SAE)，该控制与分析单元(SAE)具有用于第二电数据信号(11)的第一输入端，并且具有用于比较信号(40)的第二输入端，在该控制与分析单元(SAE)中确定用于时钟恢复与判决器单元(CDR)的最佳判决器阈值，然后通过第二控制信号(17b)输出给该该时钟恢复与判决器单元(CDR)，在该控制与分析单元(SAE)中确定用于判决器(D)的另一个最佳判决器阈值，然后通过第三控制信号(18)输出给该判决器(D)，在该控制与分析单元(SAE)中生成用于噪声源(RQ)的第四控制信号(16)，然后输出给该噪声源(RQ)，并且在该控制与分析单元(SAE)中根据至少三个经过调整的由噪声信号(x_i)与最佳判决器阈值所构成的值对来确定光信噪比(50)，并且输出给系统管理器。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，设置有纠错单元(FEC)，将第一判决数据信号(21)提供给该纠错单元(FEC)的输入端，在该纠错单元(FEC)中对现有的位错误进行纠错，并且在该纠错单元(FEC)的第一输出端输出经过纠正的判决数据信号(22)，在该纠错单元(FEC)的第二输出端输出纠错信号(12)，其中该纠错信号(12)用来确定用于时钟恢复与判决器单元(CDR)的最佳判决器阈值。

11.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，在光电转换器(PD)之前连接用于调整电平的光学单元(PA)，或者在该光电转换器(PD)之后连接用于调整电平的电气单元(AGC)，并且该用于电平调整的单元(PA，AGC)与控制和分析单元(SAE)相连，并且从该控制和分析单元(SAE)获取控制信号(15，15A)。

12.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，将比较单元(XOR)设计成XOR组件或者比较器。

13.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，将比较单元(XOR)设计成纠错单元(FEC2)，在该纠错单元(FEC2)中对第二判决数据信号(32)的现有位错误进行纠错，并且在该纠错单元(FEC2)的输出端输出第二纠错信号(45)，其中数据信号(45)用于在控制与分析单元(SAE)中确定用于判决器(D)的最佳判决器阈值。

14.一种光接收单元，具有根据权利要求7～13中任何一项所述的用来确定光信噪比的装置。

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