CN101486324A - 电气化铁路交流馈电系统 - Google Patents

Abstract

本发明的交流馈电系统谋求没有切换区，简化电车控制，多个变电站中的一个具备：具有第1频率的第1三相电源；把该第1三相电源的三相交流变换成二相交流，在二相输出端子中仅把一相输出端子连接到上述单相交流馈电线上的变压器；在该变压器的二相输出端子的M座上连接了交流输出端子的第1电力变换器；在该变压器的二相输出端子的T座上连接了交流输出端子的第2电力变换器；连接到上述第1以及第2电力变换器的共同直流端子上的直流平滑电容器；控制从上述第1以及第2电力变换器发生的补偿电流的补偿电流控制单元；具有第2频率的第2三相电源；把该第2三相电源的三相交流变换为直流，向直流平滑电容器供给直流功率的二极管整流器。

Description

电气化铁路交流馈电系统

本申请是申请号为200510138136.X、申请日为2005年12月22日、发明名称为“电气化铁路交流馈电系统”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及电气化铁路交流馈电系统。

背景技术

当前，作为这种电气化铁路交流馈电系统相关联的文献，已知记载在特开2001-47894号公报(专利文献1)以及特开2001-71820号公报(专利文献2)中的技术。

在以往的电气化铁路交流馈电系统中，用斯科特接线变压器的把三相交流电源变换为二相，作为两个单相交流馈电线的电源而被使用，从各个交流馈电线经过导电弓架向电车负载供电。两个单相交流馈电线以变电站为界，在不同方向分为M座和T座。M座和T座的电压是从上述斯科特接线变压器输出的2相电压中的各个单相电压，具有90°相位差。

M座的负载(电车)与T座的负载(电车)不同，如果从变压器来看，成为两相不平衡负载例如也有，M座的负载(电车)进行动力运行，T座的负载(电车)进行再生运行的情况。从三相电源来看，也成为三相不平衡负载，引起电压畸变，对于与同一个电力系统连接的其它电设备产生恶劣影响。

日本国的电力系统以富士川为界，分为东日本的50Hz系统和西日本的60Hz系统。对于频率60Hz的交流馈电线，在从50Hz的电力系统接收供电的情况下，需要M/G装置等50Hz/60Hz的频率变换器。最近，与旋转形频率变换器(M/G装置)并联设置静止形频率变换器(PWM顺变器+PWM逆变器)。

上述三相不平衡负载导致增大上述M/G装置(或者静止形频率变换器)的容量，存在成为不经济的系统的问题。

另一方面，供给到电车的电压在变电站附近，从M座的电源切换为T座的电源，需要用于进行该切换的切换区。在电车每次通过切换区时，暂时成为无电源(停电)，使搭载在电车中的顺变器或者逆变器的动作停止，进而，在恢复供电以后，需要使顺变器/逆变器再次起动。在该期间，电车成为蛇行运行，不能够得到加速力或者制动力，不仅使车辆的加减速性能降低，而且强行进行乘坐心情恶劣的运行。

图62表示以往的电气化铁路交流馈电系统的结构例的框图。图中，SUP1表示第1三相交流电源(60Hz)，SUP0表示第2三相交流电源(50Hz)，M/G表示旋转形频率变换器(50Hz/60Hz频率变换器)，M-TR1、M-TR2表示三相变压器，SS1～SS3表示变电站，CB1～CB11表示三相交流开关，CBm1～CBm6、CBt1～CBt6表示单相交流开关，S-TR1～S-TR3表示斯科特接线变压器，Fa、Fb表示拉通单相的交流馈电线，DS1～DS3表示M座/T座之间的区域过渡区间(切换区)，KS1～KS4表示连接变电站之间的区域开关，Train表示列车负载。

旋转形频率变换器M/G从第2三相交流电源SUP0(50Hz)生成第1三相交流电源SUP1(60Hz)，例如，把10极的同步电动机M与12极的同步发电机G机械性地结合构成。如果用50Hz电源驱动电动机M，则旋转速度成为N＝600rpm，发电机G发生频率60Hz的三相电压。该M/G装置设置在频率变换所中。由M/G装置生成的三相-60Hz的电压源经过交流送电线，输送到电气化铁路的变电站SS1～SS3。

例如，在变电站SS1中，经过交流开关CB3、CB4配电三相-60Hz，输送到变电站内的配电线。进而，由斯科特接线变压器S-TR1，把三相交流电压变换为二相交流电压，生成M座以及T座的二相交流。在斯科特接线变压器S-TR1的二相输出电压中，M座输出经过单相交流开关CBm1以及CBm2例如与东京方向的交流馈电线Fa、Fb连接。另外，T座输出经过单相交流开关CBt1以及CBt2，例如与大阪方向的交流馈电线Fa、Fb连接。在变电站SS1中的M座/T座的交流馈电线之间设置区域过渡区间(切换区)DS1。

另外，在变电站SS2中，经过交流开关CB5、CB6，配电三相-60Hz，输送到变电站内的配电线。进而，由斯科特接线变压器S-TR2，把三相交流电压变换为二相交流电压，生成M座以及T座的二相交流。在斯科特接线变压器S-TR2的二相输出电压中，T座输出经过三相交流开关CBt3以及CBt4与东京方向的交流馈电线Fa、Fb连接。另外，M座输出经过单相交流开关CBm3以及CBm4，与大阪方向的交流馈电线Fa、Fb连接。

在变电站SS2中的M座/T座的交流馈电线之间设置区域过渡区间(切换区)DS2。另外，来自变电站SS1的T座交流馈电线和来自变电站SS2的T座交流馈电线通过区域开关KS2进行电结合或者电分离。

即，在由于某种事故，不能够从变电站SS2供电的情况下，通过闭合区域开关KS2，从变电站SS1延长供电给T座电压，能够确保向列车的供电。另外，在通常的运行下，通过闭合开关KS2，也能够进行变电站SS1与变电站SS2的并联运行，能够使交流馈电线的电压稳定。

进而，在变电站SS3中，经过交流开关CB7、CB8，配电三相-60Hz，输送到变电站内的配电线。进而，由斯科特接线变压器S-TR3，把三相交流电压变压为二相交流电压，生成M座以及T座的二相交流。在斯科特接线变压器S-TR3的二相输出电压中，M座输出经过单相交流开关CBm5以及CBm6，连接到东京方面的交流馈电Fa、Fb。另外，T座输出经过单相交流开关CBt5以及CBt6，连接到大阪方向的交流馈电线Fa、Fb。

在变电站SS3的M座/T座的交流馈电线之间设置区域过渡区间(切换区)DS3。另外，来自变电站SS2的M座交流馈电线和来自变电站SS3的M座的交流馈电线通过区域开关KS3进行电结合或者电分离。

即，在由于某种事故，不能够从变电站SS2供电的情况下，通过闭合区域开关KS3，从变电站SS3延长供电M座电压，能够确保对列车的供电。

在这样的以往的电气化铁路交流馈电系统中，斯科特接线变压器的M座负载和T座负载基本上不一致，通常成为不平衡负载。根据情况，有时在M座中连接动力运行列车负载，在T座中连接再生列车，根据该不平衡负载，有时在斯科特接线变压器或者M/G装置等设备中强行带来很大的负担。另外，特意再生的功率也不能在M座/T座之间互换，对于电力系统成为难以对付的问题。

在图62的情况下，最终由M/G装置负担不平衡功率，虽然在第2交流电源(电力系统)SUP0中不产生影响，但是M/G装置需要留有余量制造，成为不经济的系统。例如，在三相平衡的功率中，在采取最大50MW的情况下，M/G装置也准备50MW就很充分，而像耐压单相负载50MW的功率那样制造M/G装置，需要相当于三相×50MW＝150MW的M/G装置。

另外，在图62的情况下，不平衡功率最终由电力系统负担，从而使该电力系统的电压畸变，对于连接到该电力系统中的其它电气设备产生不良影响。从这样的情况出发，在专利文献1的发明中，为了使三相不平衡电流成为最小限度，像斯科特接线变压器那样在馈电用变压器上，并联连接把三相交流电力变换为直流电力，把该直流电力变换为单相交流电力的交直变换系统。在这种情况下，交直变换系统提供补偿电流以平衡在馈电用变压器中产生的系统一侧的不平衡电流。

另一方面，在从列车观察的情况下，以往的交流馈电系统存在以下的问题。图63表示在图62的系统中的变电站SS1中的M座/T座之间的区域过渡期间(切换区)DS1的结构。图中，SUP1表示第1交流电源(三相-60Hz)，S-TR表示斯科特接线变压器，CBm1、CBm2、CBt1、CBt2表示单相交流开关，SWm1、SWm2、SWt1、SWt2表示开关，Fm1、Fm2表示M座交流馈电线，Ft1、Ft2表示T座交流馈电线，Fd1、Fd2表示切换区的交流馈电线，Train1、Train2表示列车。这里，假定右侧是东京方面，左侧是大阪方面。

由斯科特接线变压器S-TR，把三相交流电压变换成二相交流电压，经过开关CBm1、CBm2把M座电压VM施加到东京方面的交流馈电线Fm1、Fm2上。另外，经过开关CBt1、CBt2，把T座电压VT施加到大阪方面的交流馈电Ft1、Ft2上。

例如，在列车Train从M座交流馈电线Fm1移动到T座交流馈电线Ft1的情况下，在无电区段Fd1中，进行以下的动作。当列车Train位于Fm1时，预先释放开关SWt1，闭合开关SWm1。在列车Train进入到Fd1以后，释放开关SWm1，成为停电状态。于是，列车Train检测出停电，使车上的驱动装置(PWM顺变器+VVVF逆变器)的运行暂时停止，在蛇行状态下使列车行走(只是靠列车的惯性行走)。

接着，在一定时间以后，闭合开关SWt1，在交流馈电线Fd1上施加T座的电压VT，使得恢复供电。列车Train检测出恢复供电，按照与T座电压VT的相位一致的控制，开始上述驱动装置的运行。对于列车的馈电电压由于从M座电压VM改变为T座电压VT，因此在相位同步控制的切换方面需要相当的时间。

如果考虑从这样的停电检测到再次起动为止的时间和列车速度，则上述切换区Fd1的长度需要超过km的距离。不能够期望该区间内的列车的加速控制或者减速控制(再生制动)。即列车Train从东京到大阪，在每次经过变电站时必须反复进行上述运行停止和再次起动，具有破坏乘坐心情，降低列车的加减速性能等问题。

作为解决该问题的方案，也考虑在所有的变电站中设置把三相交流变换为单相交流的电力变换器，把在这里生成的单相交流例如在东京-大阪之间拉通。然而，这样就必须撤换掉已经存在的设备(M/G装置或者斯科特接线变压器等)，全部更换成新的设备。另外，即使只在一个变电站更换，生成单相交流，从邻接的变电站输出M座/T座的二相电压，也不能够拉通单相交流，必须在多个变电站同时更换新的设备。通常使列车的运行停止在公共利益上很困难，即使在夜间进行设备更换也有时间上的制约，非常难以实现。

发明内容

本发明是鉴于上述现有技术的问题点而完成的，目的在于提供能够有效利用已经存在的设备，构筑遍及多个变电站拉通了单相交流馈电线的经济的电气化铁路交流馈电系统，另外，能够没有切换区，谋求简化电车控制，能够提高车辆的加减速性能，能够改善乘坐心情的电气化铁路交流馈电系统。

本发明的目的还在于提供能够谋求动力运行列车与再生列车的电力互换，补偿伴随着单相负载的不平衡功率，谋求平衡从交流电源供给的三相电流的电气化铁路交流馈电系统。

本发明的另一个目的在于提供在电力系统(第2三相交流电源)的频率与交流馈电线的频率不同的情况下，减轻已经设置的旋转形频率变换器(M/G装置)的负担，将来能够容易地向静止形频率变换器更换的结构的电气化铁路交流馈电系统。

本发明是使用把三相电力变换成为二相电力的变压器，得到两个单相馈电线的电源，同时从上述各单相馈电线经过集电装置，向电车负载供电的电气化铁路交流馈电系统，特征是具备：在从上述变压器的一方的单相交流到另一方的单相交流之间，能够连续互换或者连续供给电力的装置。

另外，本发明是遍及多个变电站，拉通单相交流馈电线的电气化铁路交流馈电系统，特征是，上述多个变电站中至少一个变电站具备：把三相交流电压变压成二相交流电压，在该二相输出端子中，仅把一相输出端子连接到上述单相交流馈电线上的变压器；在上述变压器的二相输出端子的一方的一相上连接交流输出端子，把交流电力变换成直流电力的第1电力变换器；在上述变压器的二相输出端子的另一方的一相上连接交流输出端子，把交流电力变换成直流电力的第2电力变换器；用上述第1以及第2电力变换器补偿由上述变压器的负载等产生的不平衡电流，控制用于作为平衡电流的补偿电流的补偿电流控制单元。

另外，本发明是遍及多个变电站，拉通单相交流馈电线的电气化铁路交流馈电系统，特征是，上述多个变电站的至少一个具备：把三相交流电压变压成二相交流电压，在该二相输出端子中，仅把一方的一相输出端子连接到上述单相交流馈电线的变压器；在上述变压器的二相输出端子的一方的一相上连接交流输出端子，把交流电力变换成直流电力的第1电力变换器；在上述变压器的二相输出端子的另一方一相上连接交流输出端子，把交流电力变换成直流电力的第2电力变换器；控制从上述第1以及第2电力变换器输出的补偿由上述变压器的负载等产生的不平衡电流的补偿电流的补偿电流控制单元；在上述第1以及第2电力变换器的共同直流端子之间授受功率的蓄能装置。

另外，本发明是遍及多个变电站，拉通单相交流馈电线的电气化铁路交流馈电系统，特征是，上述多个变电站中的至少一个变电站具备：具有第1频率的第1三相交流电源；把该第1三相交流电源的三相交流电压变压成二相交流电压，在该二相输出端子中，仅把一相输出端子连接到上述单相交流馈电线上的变压器；在该变压器的二相输出端子的一相(M座)上连接了交流输出端子的第1电力变换器；在该变压器的二相输出端子的另一个一相(T座)上连接了交流输出端子的第2电力变换器；连接到上述第1以及第2电力变换器的共同直流端子上的直流平滑电容器；控制从上述第1以及第2电力变换器发生的补偿电流的补偿电流控制单元；具有第2频率的第2三相交流电源；把该第2三相交流电源的三相交流变换为直流，向上述直流平滑电容器供给直流功率的二极管整流器。

另外，本发明是遍及多个变电站，拉通单相交流馈电线的电气化铁路交流馈电系统，特征是，上述多个变电站中的至少一个变电站具备：具有第1频率的第1三相交流电源；把该第1三相交流电源的三相交流电压变压成二相交流电压，在该二相输出端子中，仅把一相输出端子连接到上述单相交流馈电线上的变压器；在该变压器的二相输出端子的一相(M座)上连接了交流输出端子的第1电力变换器；在该变压器的二相输出端子的另一个一相(T座)上连接了交流输出端子的第2电力变换器；连接到上述第1以及第2电力变换器的共同直流端子上的直流平滑电容器；控制从上述第1以及第2电力变换器发生的补偿电流的补偿电流控制单元；与上述直流平滑电容器之间授受功率的蓄能装置；控制向上述蓄能装置的充放电电流的充放电电流控制单元；具有第2频率的第2三相交流电源；把该第2三相交流电源的三相交流变换为直流，向上述直流平滑电容器供给直流功率的二极管整流器。

进而，本发明是遍及多个变电站，拉通单相交流馈电线的电气化铁路交流馈电系统，特征是，上述多个变电站中的至少一个变电站具备：具有第1频率的第1三相交流电源；把该第1三相交流电源的三相交流电压变压成二相交流电压，在该二相输出端子中，仅把一相输出端子连接到上述单相交流馈电线上的变压器；在该变压器的二相输出端子的一相(M座)上连接了交流输出端子的第1电力变换器；在该变压器的二相输出端子的另一个一相(T座)上连接了交流输出端子的第2电力变换器；连接到上述第1以及第2电力变换器的共同直流端子上的直流平滑电容器；控制从上述第1以及第2电力变换器发生的补偿电流的补偿电流控制单元；具有第2频率的第2三相交流电源；把该第2三相交流电源的三相交流变换为直流，向上述直流平滑电容器供给直流功率的第3电力变换器。

进而，本发明是遍及多个变电站，拉通单相交流馈电线的电气化铁路交流馈电系统，特征是，上述多个变电站中的至少一个变电站具备：具有第1频率的第1三相交流电源；把该第1三相交流电源的三相交流电压变压成二相交流电压，在该二相输出端子中，仅把一相输出端子连接到上述单相交流馈电线上的变压器；在该变压器的二相输出端子的一相(M座)上连接了交流输出端子的第1电力变换器；在该变压器的二相输出端子的另一个一相(T座)上连接了交流输出端子的第2电力变换器；连接到上述第1以及第2电力变换器的共同直流端子上的直流平滑电容器；控制从上述第1以及第2电力变换器发生的补偿电流的补偿电流控制单元；具有第2频率的第2三相交流电源；把该第2三相交流电源的三相交流变换为直流，向上述直流平滑电容器供给直流功率的二极管整流器；在该二极管整流器的交流端子上经过电抗器连接了交流端子的第3电力变换器；使该第3电力变换器按照一定的脉冲图形动作，通过调整该第3电力变换器的交流侧端子电压对于上述第2三相交流电源的电压的相位角，控制从上述第2三相交流电源供给的输入电流或者有效功率，控制施加到上述直流平滑电容器上的电压的第3电力变换器的控制单元。

如果依据本发明，则提供在谋求有效运用已经设置的交流馈电系统设备的同时，拉通单相交流的电气化铁路交流馈电系统，能够谋求没有以往的连接M座/T座之间的切换区，向电车负载连续地供电以及简化电车控制，提高车辆加减速性能，改善乘坐心情。另外，能够谋求动力运行列车与再生列车的电力互换，补偿伴随单相负载的不平衡功率或者无效功率以及高次谐波，谋求平衡从交流电源供给的三相电流。进而，减轻已经设置的M/G装置(旋转形频率变换器)的负载，作为当该装置老化时的替代单元，能够提供经济的静止形频率变换器。

另外，如果依据本发明，则在有效地利用大部分已经存在的设备的同时，能够遍及多个变电站拉通单相交流，通过没有以往成为必需的切换区，能够简化车辆一侧的控制(特别是相位同步信号的切换或者车上顺变器/逆变器的控制停止和再次起动等)，不仅提高列车的加速·减速性能，还谋求改善乘坐心情。

附图说明

图1是表示本发明的电气化铁路交流馈电系统的整体结构的框图。

图2是本发明第1实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图3是图2中的二相电力互换装置PPC的具体的主电路结构例的框图。

图4是图3中的电压型变换器CNVm1的具体的主电路结构例的框图。

图5是用于说明图4的电压型变换器CNVm1的动作的交流输出电压波形图。

图6是本发明的第1实施方式中的补偿电流控制单元的框图。

图7是动力运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。

图8是再生运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。

图9是表示图2的装置的分析结果的动作波形例的波形图。

图10是本发明第2实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图11是用于说明图10的装置的动作的各部分动作波形图。

图12是表示本发明装置的补偿电流控制单元的第3实施方式的框图。

图13是表示本发明装置的补偿电流控制单元的第4实施方式的框图。

图14是由图13的控制单元控制时的电压·电流矢量图。

图15是表示本发明的补偿电流控制单元的第5实施方式的框图。

图16是由图15的控制单元控制时的电压·电流矢量图。

图17是表示本发明的补偿电流控制单元的第6实施方式的框图。

图18是由图16的控制单元控制时的电压·电流矢量图。

图19是表示本发明的补偿电流控制单元的第7实施方式的框图。

图20是由图19的控制单元控制时的电压·电流矢量图。

图21是本发明第8实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图22是表示图21的装置中的蓄能装置的其它例子的框图。

图23是本发明第8实施方式中的补偿电流控制单元的框图。

图24是本发明第8实施方式中的蓄能装置的主电路结构和控制电路的框图。

图25是图23的控制电路中的电力指令发生器Fe(x)的特性例。

图26是由图23的控制电路控制时的M座、T座电压·电流矢量图。

图27是表示本发明第9实施方式的电气化铁路交流馈电系统框图。

图28是本发明第10实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图29是本发明第10实施方式中的补偿电流控制单元的电压指令发生器Fd(x)的特性图。

图30是上述补偿电流控制单元的电压指令发生器Fd(x)的其它的特性图。

图31是本发明第10实施方式的电气化铁路交流馈电系统的动力运行负载时的M座、T座的电压·电流矢量图。

图32是本发明第10实施方式中的补偿电流控制单元的框图。

图33是上述补偿电流控制单元的动作特性图。

图34是本发明第11实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图35表示本发明第11实施方式中的补偿电流控制单元的电压指令发生器Fd(x)的特性图形。

图36是本发明第11实施方式中的蓄能装置的电力指令发生器Fe(x)的特性图。

图37是本发明第11实施方式的电气化铁路交流馈电系统的动力运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。

图38是本发明第11实施方式中的补偿电流控制单元的其它例子的框图。

图39是本发明第11实施方式的电气化铁路交流馈电系统的运行特性图。

图40是本发明第12实施方式的电气化铁路交流馈电系统框图。

图41是本发明第12实施方式中的第3电压型自激式电力变换器的主电路结构及其控制电路的框图。

图42是用于说明上述电压型自激式电力变换器的动作的等效电路图。

图43是图42的等效电路中的电压·电流矢量图。

图44是本发明第12实施方式的动力运行时的上述第3电压型自激式电力变换器的动作波形图。

图45是本发明第12实施方式的再生运行时的上述第3电压型自激式电力变换器的动作波形图。

图46是上述第12实施方式中的第3电压型自激式电力变换器的控制电路的其它例子的框图。

图47是本发明第12实施方式中的补偿电流控制单元的框图。

图48是上述补偿电流控制单元的电力指令发生器Fs(x)的特性图。

图49是本发明第12实施方式电的气铁道交流馈电系统的动力运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。

图50是本发明第13实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图51是本发明第13实施方式中的补偿电流控制单元的框图。

图52是本发明第13实施方式中的第3电压型自激式电力变换器的控制电路的框图。

图53是本发明第14实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图54是本发明第14实施方式中的混合变换器的主电路结构及其控制电路的框图。

图55是上述混合变换器的一相部分的动作的说明图。

图56是本发明第14实施方式的动力运行时的混合变换器的动作波形图。

图57是本发明第14实施方式中的混合变换器的控制电路的其它例子的框图。

图58是本发明第14实施方式中的补偿电流控制单元的框图。

图59是上述补偿电流控制单元的电力指令发生器Fs(x)的特性图。

图60是上述补偿电流控制单元的电力指令发生器Fs(x)的其它的特性图。

图61是本发明第14实施方式的电气化铁路交流馈电系统的动力运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。

图62是以往的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图63是用于说明以往的交流馈电系统中的M座/T座之间的区域过渡区间的动作的框图。

具体实施方式

以下，根据附图详细地说明本发明的实施方式。

图1是表示本发明的所有实施方式中共同的电气化铁路交流馈电系统的整体的结构的框图。图中，SUP1表示第1三相交流电源(60Hz)，SUP0、SUP2表示第2三相交流电源(50Hz)，M/G表示旋转形频率变换器(50Hz/60Hz频率变换器)，M-TR1、M-TR2表示三相变压器，SS1～SS3表示变电站，CB1～CB11表示三相交流开关，CBm1～CBm6表示单相交流开关，S-TR1～S-TR3表示斯科特接线变压器，PPC1～PPC3表示具有频率变换器功能的二相电力互换装置，Fa、Fb表示单相拉通交流馈电线，Ks1～Ks4表示区域开关，Train表示列车负载。

本发明的交流馈电系统的目的在于通过有效运用已经设置的设备(M/G装置或者斯科特接线变压器等)的同时拉通三相交流馈电线，取消以往的区域过渡区间(切换区)。

旋转形频率变换器M/G从第2三相交流电源SUP0(50Hz)生成第1三相交流电源SUP1(60Hz)，例如，把10极的同步电动机M与12极的同步发电机G机械性地结合来构成。如果用50Hz电源驱动电动机M，则旋转速度成为N＝600rpm，发电机G发生频率60Hz的三相电压。这里，并联运行两台M/G装置，确保所需要的容量。该M/G装置设置在频率变换所中。由该M/G装置生成的三相-60Hz的电压源经过交流输电线，输送到电气化铁路的变电站SS1～SS3。

例如，在变电站SS1中，经过交流开关CB3、CB4配电三相-60Hz，输送到变电站内的配电线。进而，由斯科特接线变压器S-TR1，把三相交流电压变换成二相交流电压，生成M座以及T座的二相交流。该斯科特接线变压器S-TR1的二相输出电压中，仅把一相(M座)连接到单相馈电线Fa、Fb。CBm1、CBm2是单相交流开关，Fa是上行列车的交流馈电线，Fb是下行列车的交流馈电线。这时，上述变压器S-TR1的T座绕组成为无负载。

二相电力互换装置PPC1由三相变压器TRa1、整流器REC1、第1电压型自激式电力变换器CNV11、第2电压型自激式电力变换器CNV12、直流平滑电容器Cd1以及单相变压器TRm1、TRt1构成，谋求上述斯科特接线变压器S-TR1、S-TR2的M座、T座之间的电力互换的同时，进行50Hz/60Hz频率变换。即，整流器REC1把三相交流(50Hz)变换成直流，把该直流电供给到直流平滑电容器Cd1，进而，经过第1电压型自激式电力变换器CNV11变换成单相交流，把电力供给到交流馈电线Fa、Fb。由此，能够成为对于该M/G装置的容量不足或者故障的后备。

在其它的变电站SS2、SS3中也同样构成，只有M座连接到交流馈电线，T座成为无负载。这时，二相电力互换装置PPC2、PPC3谋求斯科特接线变压器S-TR2、S-TR3的M座、T座之间的电力互换。

区域开关KS1～KS4把单相拉通的交流馈电线分开在各变电站SS1～SS3中，通过闭合开关Ks1～Ks4，能够进行变电站之间的并联运行或者延长馈电。

如上所述，在本发明的电气化铁路交流馈电系统中在有效地运用已经存在的大部分设备的同时，能够实现单相拉通的交流馈电系统，可以得到以下的效果。首先，从利用该交流馈电线的电车来看的情况下，不需要以往的M座/T座之间的切换，没有切换区域区间的停电。其结果，简化车辆一侧的控制(特别是相位同步信号的切换或者车上顺变器/逆变器的控制停止和再次起动等)，不仅提高列车的加速/减速性能，还谋求改善乘坐心情。另一方面，在地面一侧来看，能够有效运用已经存在的大部分设备，在M/G装置或者斯科特接线变压器老化的情况下，能够顺序更换或者使其静止，从运行方面来看也能够提供经济的系统。进而，由于谋求二相平衡，能够补偿无效功率或者高次谐波电流，因此对于斯科特接线变压器或者M/G装置成为理想的负载，能够在电源系统中提供良好的电气化铁路馈电系统。另外，在单相交流馈电线的频率(60Hz)与电源系统的频率(50Hz)不同的区间中，通过组合把50Hz的三相交流变换为直流的整流器(顺变器)和二相电力互换装置，能够谋求降低已设置的M/G装置的容量，对于该M/G装置等老化，作为静止形频率变换器的置换成为可能。

第1实施方式

图2是表示本发明的电气化铁路交流馈电系统的第1实施方式的框图。图中，SUP1表示三相交流电源，TR表示斯科特接线变压器，Fa表示单相交流馈电线，Load表示电车负载，TRm、TRt表示单相变压器，CNV1、CNV2表示电压型自激式电力变换器，Cd表示直流平滑电容器，CONT1表示经过电力变换器CNV1、CNV2以及单相变压器TRm、TRt输出的平衡上述的二相不平衡的补偿电流(补偿电流检测值)IMc、ITc的控制单元。补偿电流IMc、ITc如未图示的霍尔CT那样，通过分别把电流检测器配置在例如图2的箭头位置能够进行检测。

斯科特接线变压器TR把三相交流电源Vu、Vv、Vw变换为二相交流电压VM、VT，该二相电压VM与VT具有90°的相位差。除去斯科特变压器TR以外，作为把三相电压变换为二相电压的变压器的接线方法，有变形伍得布里奇接线变压器等。

M座输出连接到单相交流馈电线Fa，T座成为开路(无负载)。第1电压型自激式电力变换器CNV1的单相输出端子经过单相变压器TRm连接到M座端子，第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子经过单相变压器TRt连接到T座端子。电力变换器CNV1、CNV2以及平滑电容器Cd构成二相电力互换装置PPC。

补偿电流控制单元CONT1由直流电压控制电路Vd-Cont、补偿电流指令电路Ic-Ref、电流控制电路IMc-Cont、ITc-Cont以及脉宽调制控制电路PWM1、PWM2构成。

直流电压控制电路Vd-Cont检测施加到上述直流平滑电容器Cd上的电压Vd，把指令值Vd^＊与电压Vd进行比较，通过把它们的差放大，作为输入电流的波峰值指令Ism^＊。

补偿电流值令电路Ic-Ref通过在该波峰值指令Ism^＊上乘以与上述二相电压VM、VT同步的单位正弦波sinωt、cosωt，生成输入电流指令值IMs^＊和Its^＊。

IMs^＊＝Ism^＊×sinωt

ITs^＊＝Ism^＊×cosωt

接着，检测二相负载电流IML、ITL，通过从该负载电流检测值IML、ITL分别减去上述输入电流指令值IMs^＊、ITs^＊，生成从电力变换器CNV1以及CNV2发生的补偿电流的指令值IMc^＊、ITc^＊。

IMc^＊＝IML-IMs^＊

ITc^＊＝ITL-ITs^＊

但在这种情况下，由于T座的负载电流ITL＝0，因此ITc^＊＝-ITs^＊。

电流控制电路IMc-Cont把补偿电流IMc与上述指令值IMc^＊进行比较，放大它们的差，生成电压指令值e1^＊，输入到电力变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。电力变换器CNV1输出与上述电压指令值e1^＊成比例的电压VMc，进行控制使得补偿电流IMc与其指令值IMc^＊一致。其结果，M座的输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IMs^＊。

也同样控制T座的电流控制电路ITc-Cont，把补偿电流检测值ITc与上述指令值ITc^＊进行比较，放大它们的差，生成电压指令值e2^＊，将其输入到电力变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。电力变换器CNV2输出与上述电压指令值e2^＊成比例的电压VTc，进行控制使得补偿电流ITc与其指令值ITc^＊一致。成为ITc＝ITc^＊，T座的输入电流ITs也成为ITs＝ITs^＊。

即，斯科特接线变压器TR的M座以及T座的电流IMs、ITs的波峰值是相同的ISm^＊，被控制成与各自的电压VM、VT同相的正弦波电流。其结果，成为从上述交流电源SUP1仅供给三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流，能够在电源系统中构筑良好的系统。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd比指令值Vd^＊低的情况下，增加上述波峰值指令Ism^＊，增加来自交流电源SUP1的供给功率Ps，成为比负载功率PL大，Ps-PL的部分在上述直流平滑电容器Cd中作为能量存储。其结果Vd增加，被控制成Vd＝Vd^＊。反之，在Vd>Vd^＊的情况下，减少波峰值指令Ism^＊，成为Ps<PL，减少直流平滑电容器Cd的存储能量，也被控制成Vd＝Vd^＊。

图3表示二相电力互换装置PPC的具体的主电路结构例的框图。图中，CNVm1～CNVmn是构成第1电压型自激式电力变换器CNV1的n台单相全桥接线的电压型变换器，Trm1～Trmn是n台单相变压器，一次绕组串联连接，连接到斯科特接线变压器TR的M座绕组端子。该单相变压器Trm1～Trmn的二次绕组连接到各电压型变换器CNVm1～CNVmn的交流端子。

另外，CNVt1～CNVtn是构成第2电压型自激式电力变换器CNV2的n台单相全桥接线电压型变换器，Trt1～Trtn是n台单相变压器，一次绕组串联连接，连接到斯科特接线变压器TR的T座绕组端子。该单相变压器Trt1～Trtn的二次绕组连接到各电压型变换器CNVt1～CNVtn的交流端子。

Cd1～Cdn是直流平滑电容器，分割并连接到单相全桥接线的电压型变换器CNVm1～CNVmn和CNVt1～CNVtn的直流侧端子。另外，该直流侧端子并联连接。

通过把n台单相输出变换器串联复用接线，谋求电力变换器CNV1、CNV2的大容量化，以较低的通断频率，改善补偿电流IMc、ITc的电流控制响应，能够减少伴随着PWM控制的高次谐波电流。

图4表示单相全桥接线的电压型变换器CNVm1的具体的主电路结构例的框图。图中、Sa、Sb、Sc、Sd表示自消弧元件，Da、Db、Dc、Dd表示高速二极管，Trm1表示单相变压器，Cd1表示直流平滑电容器。

图5表示单相全桥接线的电压型变换器CNVm1的交流输出电压Vc1的波形(一个脉冲)，具体如下。

Sa和Sd接通(Sb和Sc断开)时，Vc1＝+Vd

Sb和Sc接通(Sa和Sd断开)时，Vc1＝-Vd

Sa和Sc接通(Sb和Sd断开)时，Vc1＝0

Sb和Sd接通(Sa和Sc断开)时，Vc1＝0

即，能够发生三段(+Vd、0、-Vd)的电压，进而，通过增加脉冲数，能够谋求更细致的控制和减少高次谐波。

另外，如图3所示，通过串连复用接线，能够增大变换器的容量和降低高次谐波。

图6表示本发明系统的补偿电流控制单元CONT1的具体的结构例的框图。图中，Fd(x)表示电压指令发生器，C1～C3表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，M1、M2表示乘法器，AD1～AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。在本实施方式中，电压指令发生器Fd(x)输出一定的直流电压指令Vd^＊。

由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，生成输入电流的波峰值指令Ism^＊。

乘法器M1求与斯科特接线变压器TR的M座电压VM同步的单位正弦波sinωt，乘以上述输入电流波峰值指令Ism^＊，输出输入电流指令IMs^＊＝Ism^＊×sinωt。

乘法器M2求与斯科特接线变压器TR的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt，乘以上述输入电流波峰值指令Ism^＊，输出输入电流指令ITs^＊＝Ism^＊×cosωt。

由加减法器AD1，从M座负载电流IML的检测值减去上述M座输入电流指令值IMs^＊，求M座补偿电流指令值IMc^＊＝IML-IMs^＊。

同样，由加减法器AD3，从T座负载电流ITL的检测值减去上述T座输入电流指令值ITs^＊，求T座补偿电流指令值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与上述补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

该输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。当然，在上述单相变压器TRm的漏电感小的情况下，有时也在该变压器TRm的一次或者二次绕组中串联插入电抗器Lsmo。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc时，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-(IML-IMs^＊)＝IMs^＊。该输入电流IMs成为与M座电压VM同相(功率因数＝1)的正弦波电流。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与上述补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。

该输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc时，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝ITL-ITc^＊＝ITL-(ITL-ITs^＊)＝ITs^＊。该输入电流ITs成为与T座电压VT同相(功率因数＝1)的正弦波电流。其中，T座负载电流成为ITL＝0。

上述斯科特接线变压器TR的M座、T座的电流IMs和ITs成为相同的振幅值Ism^＊，相位错开90°的二相平衡电流。其结果，从三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流。

其结果，不仅能够减轻上述斯科特接线变压器TR1的容量，还能够减轻第1交流电源SUP1的设备或者N/G装置的容量。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd低于指令值Vd^＊的情况下，上述波峰值指令ISm^＊增加，来自交流电源SUP1的供给功率Ps1增加，大于负载功率PL(av)，Ps1-PL(av)的部分在上述直流平滑电容器Cd中作为能量存储。其结果Vd增加，控制成Vd＝Vd^＊。反之，在成为Vd>Vd^＊的情况下，波峰值指令Ism^＊减小，成为Ps1<PL(av)，减少直流平滑电容器Cd的存储能量，也控制成Vd＝Vd^＊。

图7表示与交流馈电线Fa连接的电车动力运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。T座负载电流ITL＝0，M座负载电流IML成为对于电压VM滞后一些的相位θ。负载功率PL＝VM×IML×cosθ，如果假设损失非常小，则与输入功率Ps＝VM×IMs+VT×ITs相等。M座的有效功率PMs与T座的有效功率PTs相等，从斯科特接线变压器的M座绕组供给负载功率PL的一半，从T座绕组供给剩下的一半。

从T座绕组供给的功率PTs＝PL/2由第2电压型自激式电力变换器CNV2再生，供给到直流平滑电容器Cd。即，成为ITc＝-ITs。

进而，其功率PL/2经过第1电压型自激式电力变换器CNV1供给到单相交流馈电线Fa。这时，包括负载的无效功率QL＝VM×ILN×sinθ在内，也从上述第1电压型自激式电力变换器CNV1供给，从斯科特接线变压器TR的M座绕组只供给有效功率PMs＝PL/2。

图8表示与交流馈电线Fa连接的电车Load再生运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。再生功率PL的一半在斯科特接线变压器TR的M座绕组中流过，剩下的一半经过第1电压型自激式电力变换器CNV1→直流平滑电容器Cd→第2电压型自激式电力变换器CNV2，在T座绕组中流过。这时，负载的无效功率QL由第1电压型自激式电力变换器CNV1补偿。

图9表示在M座采取动力运行负载时的仿真结果，(a)的波形表示M座的电压VM、T座的电压VT，(b)的波形表示M座的负载电流IML、T座的负载电流ITL，(c)的波形表示M座的补偿电流IMc、T座的补偿电流ITc，(d)的波形表示M座的输入电流IMs、T座的输入电流ITs。如用该(b)的波形所示，T座的负载电流ITL成为ITL≈0，M座补偿电流IMc成为动力运行，T座补偿电流ITc成为再生电流。其结果斯科特接线变压器TR的M座的绕组电流IMs与T座的绕组电流ITs的振幅相等，而且电压波形的相位错开90°。即，被控制成平衡了M座的绕组电流IMs和T座的绕组电流ITs的正弦波电流。

第2实施方式

图10是表示本发明第2实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。

图中，SUP1表示三相交流电源，TR表示斯科特接线变压器，Fa表示单相交流馈电线，Load表示电车负载，TRm、TRt表示单相变压器，CNV1、CNV2表示电压型自激式电力变换器，Cd表示直流平滑电容器，Lf、Cf表示构成LC滤波器的电抗器和电容，CONT1表示由上述电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc的控制单元。

斯科特接线变压器TR把三相交流电源Vu、Vv、Vw变换为二相交流电压VM、VT，该二相电压VM与VT具有90°的相位差。

M座输出连接到单相交流馈电线Fa，T座成为开路(无负载)。第1电压型自激式电力变换器CNV1的单相输出端子连接到M座端子，第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子连接到T座端子。决定电抗器Lf值和电容器Cf的值，使LC滤波器(Lf、Cf)在交流馈电线的频率(60Hz)的2倍频率上谐振。

补偿电流控制单元CONT1由直流电压控制电路Vd-Cont、补偿电流指令电路Ic-Ref、电流控制电路IMc-Cont、ITc-Cont以及脉宽调制控制电路PWM1、PWM2构成。

直流电压控制电路Vd-Cont检测施加到上述直流平滑电容器Cd上的电压Vd，与指令值Vd^＊进行比较，通过把它们的差放大，作为输入电流的波峰值指令Ism^＊。

补偿电流值令电路Ic-Ref通过在该波峰值指令Ism^＊上乘以与上述二相电压VM、VT同步的单位正弦波sinωt、cosωt，生成输入电流指令值IMs^＊和Its^＊。

IMs^*＝Ism^*×sinωt

ITs^*＝Ism^*×cosωt

接着，检测二相负载电流IML、ITL，通过从该负载电流检测值IML、ITL分别减去上述输入电流指令值IMs^＊、ITs^＊，生成从电力变换器CNV1以及CNV2发生的补偿电流的指令值IMc^＊、ITc^＊。

IMc^*＝IML—IMs^*

ITc^*＝ITL—ITs^*

但在这种情况下，由于T座的负载电流ITL＝0，因此ITc^＊＝-ITs^＊。

电流控制电路IMc-Cont把补偿电流检测值IMc与上述指令值IMc^＊进行比较，放大它们的差，生成电压指令值e1^＊，输入到电力变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。电力变换器CNV1输出与上述电压指令值e1^＊成比例的电压VMc，进行控制使补偿电流IMc与其指令值IMc^＊一致。其结果，M座的输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IMs^＊。

也同样控制T座的电流控制电路ITc-Cont，成为ITc＝ITc^＊，T座的输入电流ITs也成为ITs＝ITs^＊。

即，斯科特接线变压器TR的M座以及T座的电流IMs、ITs的波峰值是相同的ISm^＊，被控制成与各自的电压VM、VT同相的正弦波电流。其结果，成为从上述交流电源SUP1仅供给三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流，能够在电源系统中构筑良好的系统。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd比指令值Vd^＊低的情况下，增加上述波峰值指令Ism^＊，增加来自交流电源SUP1的供给功率Ps，成为比负载功率PL大，Ps-PL的部分在上述直流平滑电容器Cd中作为能量存储。其结果，Vd增加，被控制成Vd＝Vd^＊。反之，在Vd>Vd^＊的情况下，减少波峰值指令Ism^＊，成为Ps<PL，减少直流平滑电容器Cd的存储能量，也被控制成Vd＝Vd^＊。

图11表示与单相交流馈电线Fa连接的例如新干线负载Load的电压VM、电流IML、电力PL以及直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd的波形例。

负荷电流IML对于M座电压VM仅滞后相位角θ。单相负载功率PL对于交流馈电线的频率f1＝60Hz，以其2倍的频率(120Hz)变动。

即，当M座电压VM＝Vsm×sinωt，负载电流IML＝ILm×sin(ωt-θ)时，功率PL成为：

PL＝Vsm×sinωt×ILm×sin(ωt—θ)

   ＝(Vsm×ILm/2){cosθ—cos(2·ωt-θ)}

第1项是恒定值，与从上述交流电源SUP1经过斯科特接线变压器TR供给的功率Ps一致。第2项是功率变动部分ΔPL，以电源频率的2倍的频率变动。

在用直流平滑电容器Cd吸收伴随着该单相负载的功率变动部分ΔPL的情况下，施加到该直流平滑电容器Cd上的电压Vd的变动部分ΔVd与负载功率PL成比例，与直流平滑电容器Cd的容量成反比。

即，在直流平滑电容器Cd中流过的电流Icap当把直流电压的平均值记为Vdo时，成为：

$=-\{\mathrm{Vsm}\&times;\mathrm{ILm}/(2\&CenterDot;\mathrm{Vdo})\}\&CenterDot;\cos (2\&CenterDot;\mathrm{\&omega;t}-\mathrm{\&theta;})$

因此，直流电压Vd的变动部分ΔVd成为：

$\mathrm{\&Delta;Vd}=(1/\mathrm{Cd})\&Integral;\mathrm{Icap}\&CenterDot;\mathrm{dt}$

例如，在电源频率f1＝60Hz，负载功率PL＝20MW(功率因数＝0.95)，直流电压Vdo＝8kV，Cd＝10mF时，直流平滑电容器Cd中流过的电流Icap的峰值成为Icap(peak)＝20MW/0.95/8kV≈2632A，这时的电压变动ΔVd是峰值，成为ΔVd(peak)≈349V。

直流电压的变动ΔVd对第1以及第2自激式电力变换器CNV1、CNV2的补偿电流控制产生影响，带来补偿电流的畸变。为了把直流电压变动ΔVd抑制为很小，需要加大电容器Cd的容量，而如果使Cd的容量过大，则成为不经济的系统。

在图10的实施方式中，在上述直流平滑电容器Cd上并联连接使谐振频率与上述单相交流馈电线的频率的2倍附近一致的LC滤波器。

例如，在电源频率f1＝60Hz时，准备使谐振频率与2×f1＝120Hz一致的LC滤波器。即，当Cf＝4mF时，Lf＝0.44mH。由该LC滤波器电路吸收上述Icap，抑制上述直流电压的变动ΔVd。另外，虽然为了吸收伴随着电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2的PWM控制的高次谐波电流，不能够没有直流平滑电容器Cd，但能够大幅度减少Cd的容量，可谋求装置的体积小、重量轻和降低成本。

如上所述，通过用LC滤波器吸收伴随着以交流馈电线的频率的2倍变动的单相负载的功率变动部分ΔPL，来抑制上述直流电压的变动ΔVd。其结果，能够减小直流平滑电容器Cd的容量，而且能够大幅度地降低直流电压的变动ΔVd。在负载急剧变化等过渡时虽然担忧由LC滤波器引起的电振荡现象，然而由于通过上述第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2进行直流电压控制，因此能够提供起到使电振荡衰减的阻尼作用的稳定的系统。

第3实施方式

图12是表示本发明的交流馈电系统的从上述第1以及第2自激式电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc的控制单元的第3实施方式的框图。

图中，Kff表示比例元件，C1～C3表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，M1、M2表示乘法器，AD1～AD5表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2是脉宽调制控制电路。

单相负载Load的功率PL以交流馈电线的频率f1的2倍频率变动。把该负载功率PL的检测值进行时间平均，求负载功率的平均值PL(av)。接着，经过比例元件Kff，生成与上述负载功率平均值PL(av)成比例的前向补偿的有效电流波峰值指令Ismff^＊。

在从斯科特接线变压器TR的M座以及T座绕组分别各供给一半负载功率PL的情况下，上述波峰值指令Ismff当把电压VM以及VT波峰值作为Vsm时，成为如下所示。即成为：

PL(av)＝VM×IMs+VT×ITs

       ＝Vsm·sinωt×Ismff·sinωt

          +Vsm·cosωt×Ismff·cosωt

      ＝Vsm·Ismff

由此求出：

Ismff^*＝PL(av)/Vsm

因此，Kff＝1/Vsm。

另一方面，由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，生成另外的输入电流的波峰值指令Ismo^＊。

进而，由加减法器AD5，把来自电压控制补偿电路Gv(S)的输出信号Ismo^＊与上述比例元件Kff的输出信号Ismff^＊相加，生成新的有效电流波峰值指令Ism^＊＝Ismo^＊+Ismff^＊。

乘法器M1求解与斯科特接线变压器TR的M座电压VM同步的单位正弦波sinωt，乘以上述输入电流波峰值指令Ism^＊，输出输入电流指令IMs^＊＝Ism^＊×sinωt。另外，乘法器M2求解与斯科特接线变压器TR的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt，乘以上述输入电流波峰值指令Ism^＊，输出输入电流指令ITs^＊＝Ism^＊×cosωt。

由加减法器AD1，从M座负载电流IML的检测值减去上述M座输入电流指令值IMs^＊，求解M座补偿电流指令值IMc^＊＝IML-IMs^＊。

同样，由加减法器AD3，从T座负载电流ITL的检测值减去上述T座输入电流指令值ITs^＊，求T解座补偿电流指令值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与上述补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把该信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

该输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc时，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-(IML-IMs^＊)＝IMs^＊。该输入电流IMs成为与M座电压VM同相(功率因数＝1)的正弦波电流。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与上述补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。

该输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc时，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝ITL-ITc^＊＝ITL-(ITL-ITs^＊)＝ITs^＊。该输入电流ITs成为与T座电压VT同相(功率因数＝1)的正弦波电流。其中，T座负载电流成为ITL＝0。

上述斯科特接线变压器TR的M座、T座的电流IMs和ITs成为相同的振幅值Ism^＊，相位错开90°的二相平衡电流。其结果，从三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd比指令值Vd^＊低的情况下，上述波峰值指令Ismo^＊增加，来自交流电源SUP1的供给功率Ps增加，成为比负载功率PL大，Ps-PL的部分在上述直流平滑电容器Cd中作为能量存储。其结果，Vd增加，被控制成Vd＝Vd^＊。反之，在Vd>Vd^＊的情况下，波峰值指令Ismo^＊减少，成为Ps<PL，减少直流平滑电容器Cd的存储能量，也被控制Vd＝Vd^＊。

在负载功率PL急剧变化的情况下，与该负载功率平均值PL(av)成比例的前向补偿的有效电流波峰值指令Ismff^＊也变化，能够尽早地提供与负载功率平均值PL(av)一致的二相平衡有效电流指令值IMs^＊、ITs^＊，能够抑制过渡时的直流电压Vd的变动。

第4实施方式

图13是表示本发明的交流馈电系统补偿电流的控制单元的第4实施方式的框图。图中，C1～C3表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，INV表示反相电路，M2表示乘法器，Km表示比例元件，AD2、AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。

由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，经过反相电路INV，生成T座的有效电流波峰值指令ITcm^＊。

求与斯科特接线变压器TR的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt，由后面的乘法器M2乘以上述输入电流波峰值指令ITcm^＊的反相值，输出T座补偿电流指令值ITc^＊＝ITcm^＊×cosωt。

另一方面，使M座负载电流IML的检测值经过比例元件Km，求M座补偿电流指令值IMc^＊。能够在0～1之间选择比例常数Km，例如取为Km＝0.5。即，M座补偿电流指令指令值成为IMc^＊＝IML/2。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与上述补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

该输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc时，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-IML/2＝IML/2。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与上述补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。

该输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc时，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，因为T座负载电流为ITL＝0，从斯科特接线变压器TR供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝-ITc^＊＝-ITcm^＊×cosωt。该输入电流ITs成为与T座电压VT同相(功率因数＝1)的正弦波电流。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd比指令值Vd^＊低的情况下，偏差εv成为正的值，把其放大·反相了的上述T座补偿电流的波峰值指令ITcm^＊以负的值增加，第2电压型自激式电力变换器CNV2的补偿电流ITc＝-ITs与T座电压VT反相流过。其结果从斯科特接线变压器TR的T座绕组经过第2电压型自激式电力变换器CNV2，在直流平滑电容器Cd上供给有效功率PTs＝VT×ITs，使直流电压Vd上升。

反之，在Vd>Vd^＊时，偏差εv成为负的值，把其放大·反相了的上述T座补偿电流的波峰值指令ITcm^＊以正的值增加，补偿电流ITc＝-ITs，与T座电压VT同相增加，有效功率PTs从直流平滑电容器Cd返回到T座绕组。其结果，控制成Vd＝Vd^＊。

图14表示由图13的控制单元控制的情况下的动力运行负载时的电压·电流矢量图。M座负载电流IML比M座电压VM滞后相位角θ流过。当取为Km＝0.5时，来自第1电压型自激式电力变换器CNV1的补偿电流IMc被控制成IMc＝IML/2。由此，直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd降低，成为Vd^＊>Vd。T座的补偿电流波峰值指令ITcm^＊以负的值增加，对于电压VT流过反相的补偿电流ITc。T座绕组的电流ITs是补偿电流ITc的反相值，所以从T座绕组经过第2电压型自激式电力变换器CNV2向直流平滑电容器Cd供给功率PTs，控制成Vd^＊＝Vd。

从M座绕组供给的电流IMs成为IMs＝IML-IMc＝IML/2。对于T座输入电流ITs，M座输入电流IMs的相位成为(90°+θ)，虽然残存一些电流不平衡，但是补偿电流IMc可以负担负载电流IML的无效成分的一半，能够抑制电力变换器CNV1的容量。

第5实施方式

图15是表示本发明的补偿电流控制单元的其它例子的第5实施方式的框图。图中，C1～C3表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，INV表示反相电路，M2、M3表示乘法器，Km、Kp表示比例元件，AD2、AD4、AD5表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。

由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，经过反相电路INV，生成T座的有效电流波峰值指令ITpm^＊。

求与斯科特接线变压器TR的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt，由后面的乘法器M2乘以上述有效电流波峰值指令ITpm^＊，输出T座有效补偿电流指令值ITcp^＊＝ITpm^＊×cosωt。

另外，检测负载的无效功率QL，生成与其时间平均值QL(av)成比例的T座无效电流波峰值指令ITqm^＊。Kp是这时的比例常数，例如，提供比例常数Kp以便负担负载的无效功率QL(av)的一半。求与斯科特接线变压器TR的M座电压VM同步的单位正弦波sinωt，由后面的乘法器M3，乘以上述无效电流波峰值指令ITqm^＊，输出T座无效补偿电流指令ITcq^＊＝ITqm^＊×sinωt。

接着，由加减法器AD5，把上述T座有效补偿电流指令ITcp^＊与T座无效补偿电流指令ITcq^＊相加，求T座的补偿电流指令值ITc^＊。

另一方面，使M座负载电流IML的检测值经过比例元件Km，求M座补偿电流指令值IMc^＊。能够在0～1之间选择比例常数Km，在此取Km＝0.5。因此，M座补偿电流指令指令值成为IMc^＊＝IML/2。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与上述补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。该输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc时，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-IML/2＝IML/2。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与上述T座补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。该输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc时，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，因为T座负载电流成为ITL＝0，所以从斯科特接线变压器TR供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝-ITc^＊＝-(ITpm^＊×cosωt+Itqm^＊×sinωt)。该输入电流ITs对于T座电压VT仅滞后负载功率因素角θ。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd比指令值Vd^＊低的情况下，偏差εv成为正的值，把其放大·反相了的上述T座补偿有效电流的波峰值指令ITpm^＊以负的值增加，T座输入电流ITs＝-ITc的有效成分增加，从斯科特接线变压器TR的T座绕组经过第2电压型自激式电力变换器CNV2，在直流平滑电容器Cd上供给有效功率PTs，使直流电压Vd上升。

反之，在Vd>Vd^＊时，偏差εv成为负的值，把其放大·反相了的上述T座补偿电流的波峰值指令ITpm^＊以正的值增加，输入电流ITs＝-ITc的有效成分为负，有效功率PTs从直流平滑电容器Cd返回到T座绕组。其结果，控制成Vd＝Vd^＊。

图16表示由图15的控制单元所控制的情况下的动力运行负载时的电压·电流矢量图。M座负载电流IML比M座电压VM仅滞后相位角θ流过。当取Km＝0.5时，来自第1电压型自激式电力变换器CNV1的补偿电流IMc被控制成IMc＝IML/2。从M座绕组供给的电流IMs成为IMs＝IML-IMc＝IML/2。IMc＝IMs对于M座电压VM，仅滞后负载功率角θ。

另一方面，提供T座补偿电流ITc的有效成分使直流电压Vd与指令值Vd^＊一致，在Vd＝Vd^＊的稳定状态下，与上述M座补偿电流IMc的有效成分的反相值相等。进而，如果把T座补偿电流ITc的无效成分如上所述设定为负载电流IML的无效成分的1/2，则T座补偿电流ITc对于M座补偿电流IMc，成为振幅相同，滞后相位角90°。

T座输入电流Its因为是ITs＝ITc，所以对于M座输入电流IMs，成为振幅相同，超前相位角90°，对于T座电压，仅滞后相位角θ。

其结果，平衡斯科特接线变压器TR的M座以及T座绕组的电流，从三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的电流。

如果依据本控制方式，则M座以及T座绕组的电流IMs、ITs虽然成为滞后负载功率角θ的相位，但是成为被二相平衡了的电流。另外，补偿电流IMc、ITc的振幅一致，能够把两台电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2设定成相同的容量。

第6实施方式

图17是表示本发明的交流馈电系统中的补偿电流控制单元的第6实施方式的框图。图中，C1～C3表示比较器，GV(S)表示电压控制补偿电路，INV表示反相电路，M1、M2表示乘法器，KL表示比例元件，AD2～AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。

由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，生成T座的有效电流波峰值指令ITsm^＊。

求与斯科特接线变压器TR的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt，由后面的乘法器M2乘以上述输入电流波峰值指令ITsm^＊，求T座输入电流指令值ITs^＊＝ITsm^＊×cosωt。由加减法器AD3，生成M座补偿电流指令电值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。其中，由于T座负载电流ITL＝0，因此成为ITc^＊＝-ITs^＊。

另一方面，检测负载功率PL＝VM×IML×cosθ，求其时间平均值PL(av)。经过比例元件KL，例如在取为KL＝0.5时，把相当于该负载功率平均值PL(av)1/2的部分作为M座补偿有效电流的波峰值指令IMcm^＊，由乘法器M1，乘以与M座电压VM同步的单位正弦波sinωt，求M座补偿电流指令值IMc^＊＝IMcm^＊×sinωt。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与上述补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

该输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc的情况下，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊。在补偿电流IMc中由于不包括无效成分，因此M座输入电流IMs中包括负载电流IML的有效成分的一半和所有IML的无效成分。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与上述补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。

该输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc的情况下，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，T座负载电流成为ITL＝0，从斯科特接线变压器TR供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝-ITc^＊＝-ITcm^＊×cosωt。该T座输入电流ITs被控制成对于T座电压VT同相的正弦波电流。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd比指令值Vd^＊低的情况下，偏差εv成为正的值，把其放大·反相了的上述T座补偿电流的波峰值指令ITpm＊以负的值增加。同时，T座输入电流ITs＝-ITc增加，从斯科特接线变压器TR的T座绕组经过第2电压型自激式电力变换器CNV2，在直流平滑电容器Cd上供给有效功率PTs，使直流电压Vd上升。

反之，在Vd>Vd^＊时，偏差εv成为负的值，把其放大·反相了的上述T座补偿电流的波峰值指令ITcm^＊以正的值增加，输入电流ITs＝-ITc的有效成分为负，有效功率PTs从直流平滑电容器Cd返回到T座绕组。其结果，控制成Vd＝Vd^＊。

图18表示由图17的控制单元控制的情况下的动力运行负载时的电压·电流矢量图。M座负载电流IML比M座电压VM滞后相位角θ流过。来自第1电压型自激式电力变换器CNV1的补偿电流IMc被控制成与M座电压同相。从M座绕组供给的电流IMs成为IMs＝IML-IMc，控制成包括负载电流IML的有效成分的一半和所有的IML的无效成分。

另一方面，提供T座补偿电流ITc的有效成分，使得直流电压Vd与指令值Vd^＊一致，在Vd＝Vd^＊的稳定状态下，对于上述M座补偿电流IMc成为振幅相同，相位滞后了90度的矢量。T座输入电流ITs是ITs＝-ITc，被控制成对于T座电压VT同相的正弦波。

如果依据本控制方式，则M座以及T座的补偿电流IMc、ITc成为负载电流IML的有效成分的KL＝0.5倍，能够把两台电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2设定成相同的容量，不需要补偿负载的无效功率QL。其结果能够谋求降低自激式电力变换器CNV1、CNV2的容量。

第7实施方式

图19是表示本发明的交流馈电系统中的补偿电流控制单元的又一个例子的第7实施方式的框图。图中，C1～C3表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，INV表示反相电路，M1、M2表示乘法器，KL表示比例元件，AD1～AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。

由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，生成T座输入电流的波峰值指令ITsm^＊。

求与斯科特接线变压器TR的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt，由后面的乘法器M2乘以上述波峰值指令ITsm^＊，求T座补偿电流指令值ITs^＊＝ITsm^＊×cosωt。由加减法器AD3生成M座补偿电流指令值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。其中，由于T座负载电流ITL＝0，因此成为ITc^＊＝-ITs^＊。

另一方面，检测负载功率PL＝VM×IML×cosθ，求其时间平均值PL(av)。经过比例元件KL，例如在取为KL＝0.5时，把相当于该负载功率平均值PL(av)的1/2的部分作为M座输入电流的波峰值指令IMsm^＊，由乘法器M1，乘以与M座电压VM同步的单位正弦波sinωt，求M座输入电流指令值IMs^＊＝IMsm^＊×sinωt。

由加减法器AD1从负载电流IML的检测值减去上述输入电流指令值IMs^＊，生成M座补偿电流指令值IMc^＊＝IML-IMs^＊。由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与上述补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

该输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc时，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR所供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-(IML-IMs^＊)＝IMs^＊。即，M座输入电流IMs被控制成与M座电压VM同相的正弦波。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与上述补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。该输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc时，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，因为T座负载电流为ITL＝0，所以从斯科特接线变压器TR所供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝-ITc^＊＝-ITcm^＊×cosωt。该输入电流ITs被控制成对于T座电压VT同相的正弦波电流。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd比指令值Vd^＊低的情况下，偏差εv成为正的值，把其放大·反相了的上述T座补偿有效电流的波峰值指令ITcm^＊以负的值增加。因此，T座输入电流Its＝-ITc增加，从斯科特接线变压器TR的T座绕组经过第2电压型自激式电力变换器CNV2，在直流平滑电容器Cd上供给有效功率PTs，使直流电压Vd上升。

反之，在Vd>Vd^＊时，偏差εv成为负的值，把其放大·反相了的上述T座补偿电流的波峰值指令ITcm^＊以正的值增加，输入电流ITs＝-ITc的有效成分为负，有效功率PTs从直流平滑电容器Cd返回到T座绕组。其结果，直流电压Vd减少，控制成Vd＝Vd^＊。

图20表示由图19的控制单元控制时的动力运行负载时的电压·电流矢量图。M座绕组的电流IMs以及T座绕组的电流ITs被控制成分别与M座电压VM以及T座的电压VT同相。在成为直流电压Vd＝Vd^＊的稳定状态下，其振幅值也一致，成为被二相平衡了的正弦波电流，从三相交流电源SUP1供给的三相电流也成为平衡了的正弦波电流。

第8实施方式

图21是表示本发明第8实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。图中，SUP1表示三相交流电源，TR表示斯科特接线变压器，Fa表示单相交流馈电线，Load表示电车负载，TRm、TRt表示单相变压器，CNV1、CNV2表示电压型自激式电力变换器，Cd表示平滑电容器，ESS表示蓄能装置。

斯科特接线变压器TR把三相交流电源Vu、Vv、Vw变换为二相交流电压VM、VT，该二相电压VM与VT具有90°的相位差。另外，作为把三相电压变换为二相电压的变压器的接线方法，有变形伍得布里奇接线变压器等。

M座输出连接到单相交流馈电线Fa，T座成为开路(无负载)。第1电压型自激式电力变换器CNV1的单相输出端子连接到M座端子，第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子连接到T座端子。在该第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2的直流侧端子上连接平滑电容器Cd，进而，并联连接与该直流平滑电容器Cd进行能量授受的蓄能装置ESS。

第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2与在图3以及图4中说明过的部件同样构成。为了加大容量和降低高次谐波，使用输出变压器TRm、TRt，进行串联(或者并联)复合运行。

蓄能装置ESS例如由双向断路器CHO、直流电抗器Ld以及双电荷层电容EDLC构成。

图22表示其蓄能装置ESS的主电路结构的实施方式。图中，Cd表示直流平滑电容器，CHO表示双向断路器，Ld表示直流电抗器，EDLC表示双电荷层电容。

双向断路器由自消弧元件Sx、Sy，高速二极管Dx、Dy构成，通过PWM控制，控制输出电压Vcho。即，当把直流平滑电容器Cd上的施加电压记为Vd时，成为

Sx接通(Sy断开)时，Vcho＝+Vd

Sy接通(Sx断开)时，Vcho＝0。

该输出电压Vcho的平均值Vcho(av)对于断路器的开关周期T，当把自消弧元件Sx的接通周期记为Ton(Sy的接通周期成为T-Ton)时，成为Vcho(av)＝(Ton/T)×Vd。

双电荷层电容EDLC是大容量的电容器，具有能够快速充放电，寿命长等特征。施加到该双电荷层电容EDLC上的电压Ved比施加到上述直流平滑电容器Cd上的电压Vd低。

在直流电抗器Ld中，施加双向断路器CHO的输出电压Vcho与双电荷层电容EDLC的电压Ved的差电压，通过调整该差电压(Vcho-Ved)，能够控制直流电抗器Ld的电流Ied。

图23表示控制图21的装置中的第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2的补偿电流控制电路CONT1，图24表示控制双向断路器装置CHO的充放电电流控制电路CONT2。图中，C1～C5表示比较器，Gv(S)、H(S)表示电压控制补偿电路，M1、M2表示乘法器，Fe(x)表示电压指令发生器，DV表示除法器，AD1～AD4、AD6～AD8表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)、Gi3(S)表示电流控制补偿电路，PWM1～PWM3表示脉宽调制控制电路。

如以下那样控制从第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc。

由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，生成输入电流的波峰值指令Ism^＊。

乘法器M1求与斯科特接线变压器TR的M座电压VM同步的单位正弦波sinωt，乘以上述输入电压波峰值指令Ism^＊，输出输入电流指令IMs^＊＝Ism^＊×sinωt。

乘法器M2求与斯科特接线变压器TR的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt，乘以上述输入电压波峰值指令Ism^＊，输出输入电流指令ITs^＊＝Ism^＊×cosωt。

由加减法器AD1从M座负载电流IML的检测值减去上述M座输入电流指令值IMs^＊，求解M座补偿电流指令值IMc^＊＝IML-IMs^＊。

同样，由加减法器AD3从T座负载电流ITL的检测值减去上述T座输入电流指令值ITs^＊，生成T座补偿电流指令值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与上述补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

该输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。当然，在上述单相变压器TRm的漏电感小的情况下，有时也在该变压器TRm的一次或者二次绕组一侧串联插入电抗器Lsmo。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc时，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-(IML-IMs^＊)＝IMs^＊。该输入电流IMs成为与M座电压VM同相(功率因数＝1)的正弦波电流。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与上述补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把该信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。该输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流IMc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc时，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝ITL-ITc^＊＝ITL-(ITL-ITs^＊)＝ITs^＊。该输入电流ITs成为与T座电压VT同相(功率因数＝1)的正弦波电流。其中，T座负载电流ITL＝0。

上述斯科特接线变压器TR的M座、T座的电流IMs和ITs成为相同的振幅值Ism^＊，相位错开了90°的二相平衡电流。其结果，从三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的功率因素＝1的正弦波电流。

另一方面，蓄能装置ESS的双向断路器CHO由图24所示的控制电路CONT2进行如下的控制。首先，检测负载功率PL，求其时间平均值PL(av)，输入到电压指令发生器Fe(x)。电压指令发生器Fe(x)依照该负载功率PL(av)，提供从交流电源SUP1供给的有效功率指令Pso^＊。

另外，检测双电荷层电容EDLC上的施加电压Ved，由比较器C4，求与指令值Ved^＊的偏差εed＝Ved^＊-Ved。通过把该偏差εed积分，求补偿功率指令ΔPs^＊，输入到加减法器AD6。

在加减法器AD6中，把来自上述功率指令发生器Fe(x)的输出信号Pso^＊与上述补偿功率指令ΔPs^＊相加，生成从上述交流电源SUP1供给的有效功率的指令Ps^＊＝Pso^＊+ΔPs^＊。

进而，由后面的加减法器AD7，取得负载功率检测值PL(av)与上述有效功率指令值Ps^＊的差，生成从双电荷层电容EDLC输出的有效功率指令值Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊。除法器DV用EDLC上的施加电压Ved除上述有效功率指令值Ped^＊，求在直流电抗器Ld中流过的电流的指令值Ied^＊。

由比较器C5生成该电流指令值Ied^＊与在上述直流电抗器Ld中流过的电流Ied的检测值的偏差εied＝Ied^＊-Ied，由后面的电流控制补偿电路Gi3(S)，把该偏差εied反相放大，把其输出信号e3^＊输入到加减法器AD8。在加减法器AD8中，在上述信号e3^＊上加入与双电荷层电容EDLC的电压Ved相当的信号Eed^＊，把控制信号echo输入到断路器装置CHO的脉宽调制控制电路PWM3中。脉宽调制控制电路PWM3向断路器装置的自消弧元件Sx、Sy传送选通信号，从断路器装置CHO发生与上述输入信号echo^＊成比例的电压Vcho。

在Ied^＊>Ied时，上述偏差εied成为正的值，把其反相放大了的信号e3^＊成为负的值，使向上述PWM控制电路PWM3的控制信号echo^＊减少。其结果，断路器装置CHO的输出电压Vcho减少，直流电抗器Ld上的施加电压Ved-Vcho增加，使电流Ied增加。

反之，在Ied^＊<Ied时，上述偏差εied成为负的值，把其反相放大了的信号e3^＊成为正的值，使向上述PWM控制电路PWM3的控制信号echo^＊增加。其结果，断路器装置CHO的输出电压Vcho增加，直流电抗器Ld上的施加电压Ved-Vcho减少，使电流Ied减少。

这样，在直流电抗器Ld中流过的电流Ied被控制成与其指令值Ied^＊相一致。

例如，使来自电压指令发生器Fe(x)的输出信号Pso^＊恒定，取补偿信号ΔPs^＊＝0时，从交流电源SUP1供给的有效功率的指令值Ps^＊＝Pso^＊+ΔPs^＊成为恒定，如果增加动力运行负载功率PL(av)，则从蓄能装置ESS供给的功率指令值Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊增加，使直流电抗器Ld的电流Ied＝Ied^＊沿着图21的箭头方向(放电方向)增加。其结果，双电荷层电容EDLC的存储能量减少，其施加电压Ved也下降。

其结果，成为Ved^＊>Ved，其偏差εed成为正的值，使电压控制补偿电路H(S)的输出信号ΔPs^＊逐渐增加，增加从交流电源SUP1供给的有效功率的指令值Ps^＊。从而，从蓄能装置ESS供给的功率指令值Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊减少，进而成为负的值。所谓Ped^＊<0就是Ied＝Ied^＊也为负，电流的朝向成为与图中的箭头相反。即，充电电流供给到双电荷层电容EDLC，使电压Ved逐渐升高。最终控制成Ved＝Ved^＊。在双电荷层电容EDLC的容量大的情况下，伴随着上述充放电的施加电压Ved的变化小，大致成为Ved≈Ved^＊。

图25表示图24的功率指令发生器Fe(x)的特性例，动力运行负载功率PL(av)达到PLa以前，作为Pso^＊＝k·PL(av)提供功率指令值Pso^＊。其中，k是比例常数，可以在k＝0～1的范围内选择。如果作为k＝1提供，则Pso^＊＝PL(av)，成为从交流电源SUP1提供负载功率PL(av)的全部有效功率。

如果PL(av)超过设定值PLa，则有效功率指令值Pso^＊＝Psa^＊，成为恒定。这时，负载功率PL(av)与从交流电源SUP1供给的功率

的差的功率Ped＝PL(av)-Pso由蓄能装置ESS供给。

另外，在再生运行中，直到负载功率PL(av)到达-PLb，作为Pso^＊＝k·PL(av)提供功率指令值Pso^＊。在k＝1时，成为Pso^＊＝PL(av)，进行控制以便在交流电源SUP1中把再生负载功率PL(av)的所有有效功率进行再生。

如果再生功率PL(av)超过设定值-PLb，则有效功率指令值Pso^＊＝-Psb^＊，成为恒定。这时，向蓄能装置ESS再生Ped＝PL(av)-Pso的功率。

一般，在电气化铁路中，动力运行负载的时间长，再生负载的时间短。在图25的功率指令发生器Fe(x)的特性中，把动力运行一侧的上限值Psa^＊设定为较大，把再生一侧的下限值Psb^＊设定为较小。由此，向蓄能装置ESS的充放电能量W＝Ped×t平均为0，能够使双电荷层电容EDLC上的施加电压成为Ved＝Ved^＊。在EDLC上的施加电压Ved从指令值Ved^＊偏离的情况下如上所述，修正功率指令ΔPs^＊发挥作用，进行控制以便逐渐地成为Ved＝Ved^＊。

另外，如上所述，通过使比例常数k＝1，负载功率在-PLb^＊<PL(av)<PLa^＊的范围内运行时，成为Ps＝PL(av)，不需要从蓄能装置ESS供给功率Ped。即，只有在超过上述设定值时，才发生向双电荷层电容EDLC的能量授受，而由于在时间方面是短时间，因此具有还能够把该双电荷层电容EDLC的容量抑制为很小的优点。

图26表示用图23、图24的控制电路控制时的动力运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。T座负载电流ITL＝0，M座负载电流IML成为对于电压VM延迟若干相位θ。负载功率PL＝VM×IML×cosθ，等于来自交流电源SUP1的供给功率Ps与来自蓄能装置ESS的供给功率Ped之和。

从交流电源SUP1供给的电流IMs以及ITs被控制成分别与M座电压VM以及T座电压VT同相的正弦波，输入功率Ps成为Ps＝IMs×VM+ITs×VT。另外，从第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2供给的补偿电流IMc以及ITc分别成为：

IMc＝IML—IMs

ITc＝ITL—ITs＝—ITs

在M座补偿电流IMc中，包括从蓄能装置ESS供给的有效功率Ped，从交流电源SUP1供给Ps＝PL-Ped。

M座有效功率PMs与T座的有效功率PTs相等，从斯科特接线变压器的M座绕组供给Ps＝PL-Ped的一半，剩下的一半从T座绕组供给。

从T座绕组供给的功率PTs＝Ps/2由第2电压型自激式功率变换器CNV2再生，供给到直流平滑电容器Cd。即，ITc＝-ITs。

进而，其功率与Ps/2经过第1电压型自激式功率变换器CNV1，供给到单相交流馈电线Fa。这时，包括从蓄能装置ESS供给的有效功率Ped和负载的无效功率QL＝VM×IML×sinθ在内，从上述第1电压型自激式功率变换器CNV1供给，从斯科特接线变压器TR的M座绕组只供给有效功率PMs＝Ps/2。

第1以及第2电压型自激式功率变换器CNV1、CNV2在M座/T座之间进行功率互换，其功率容量相同。然而，在设置了蓄能装置ESS的情况下，在该蓄能装置ESS与单相馈电线之间授受的功率经过在单相交流馈电线一侧(M座)连接了交流输出端子的第1电压型自激式功率变换器CNV1进行授受。

通过把上述第1电压型自激式功率变换器CNV1的输出容量设定为比上述第2电压型自激式功率变换器CNV2的输出容量大，能够增大与蓄能装置ESS之间授受的功率，能够增加对于峰值负载功率的补偿量，能够减少三相交流电源的负载分担。换言之，能够谋求降低变电站设备容量。

如上所述，在本发明的交流馈电系统中，存储电车负载的再生能量，通过在动力运行负载时释放其能量，能够有效利用能量，以及能够截断来自三相交流电源SUP1的供给功率Ps的峰值。即，能够实现单相拉通交流馈电系统，谋求降低变电站设备容量以及节电。

第9实施方式

图27是表示本发明第9实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。图中，SUP1表示三相交流电源，TR表示斯科特接线变压器，Fa表示单相交流馈电线，Load表示电车负载，TRm、TRt表示单相变压器，CNV1、CNV2表示电压型自激式功率变换器，Cd表示直流平滑电容器，Lf、Lf表示构成LC滤波器的电抗器和电容器，ESS表示蓄能装置。

与图21的实施方式的不同之点在于在直流平滑电容器Cd上并联连接LC滤波器。控制方式与在图21的装置中说明过的相同。对于M座电压VM，负载电流IML滞后相位角θ。单相负载功率PL对于交流馈电线的频率f1＝60Hz，按照其2倍的频率(120Hz)变动。

即，当M座电压VM＝Vsm×sinωt，负载电流IML＝ILm×sin(ωt-θ)时，功率PL成为

PL＝Vsm×sinωt×ILm×sin(ωt—θ)

＝(Vsm×ILm/2){cosθ—cos(2·ωt-θ)}

第1项是恒定值，与从上述交流电源SUP1经过斯科特接线变压器TR所供给的功率Ps一致。第2项是变动部分ΔPL，按照电源频率的2倍频率变动。

在由直流平滑电容器Cd吸收伴随着该单相负载的功率变动部分ΔPL的情况下，施加到该直流平滑电容器Cd上的电压Vd的变动部分ΔVd与负载功率PL成正比，与直流平滑电容器Cd的容量成反比。

即，在直流平滑电容器Cd中流过的电流Icap当把直流电压的平均值记为Vdo时，成为：

$=-\{\mathrm{Vsm}\&times;\mathrm{ILm}/(2\&CenterDot;\mathrm{Vdo})\}\&CenterDot;\cos (2\&CenterDot;\mathrm{\&omega;t}-\mathrm{\&theta;})$

因此，直流电压Vd的变动部分ΔVd成为：

$\mathrm{\&Delta;Vd}=(1/\mathrm{Cd})\&Integral;\mathrm{Icap}\&CenterDot;\mathrm{dt}$

$\&times;\sin (2\&CenterDot;\mathrm{\&omega;t}-\mathrm{\&theta;})$

例如，在电源频率f1＝60Hz，负载功率PL＝20MW(功率因数＝0.95)，直流电压Vdo＝8kV，Cd＝10mF时，在直流平滑电容器Cd中流过的电流Icap的峰值成为Icap(peak)＝20MW/0.95/8kV≈2632A，这时的电压变动ΔVd是峰值，成为ΔVd(peak)≈349V。

直流电压的变动ΔVd在第1以及第2自激式电力变换器CNV1、CNV2的补偿电流控制中产生影响，带来补偿电流的畸变。为了把直流电压变动ΔVd抑制为很小，需要增大电容器Cd的容量，成为不经济的系统。

在图27的实施方式中，在上述直流平滑电容器Cd上并联连接在上述单相交流馈电线频率的2倍附近与谐振频率一致的LC滤波器。例如，在电源频率f1＝60Hz的情况下，准备在2·f1＝120Hz与谐振频率一致的LC滤波器。即，在取为Cf＝4mF时，Lf＝0.44mH。由该LC滤波器电路吸收上述Icap，抑制上述直流电压的变动ΔVd。另外，虽然为了吸收伴随着电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2的PWM控制的高次谐波电流而不能够省略直流平滑电容器Cd，但是能够大幅度减少Cd的容量，能够谋求装置的体积小、重量轻和降低成本。

如上所述，通过用LC滤波器吸收伴随着以交流馈电线的频率的2倍变动的单相负载的功率变动部分ΔPL，来抑制上述直流电压的变动ΔVd。其结果能够减小直流平滑电容器Cd的容量，而且能够大幅度地降低直流电源的变动ΔVd。在负载急剧变化等的过渡时，虽然担忧由LC滤波器引起的电振荡现象，然而由于由上述第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2进行直流电压控制，因此起到使电振荡衰减的阻尼作用，能够提供稳定的系统。

另外，在上述的实施方式中，说明了在第1电压型自激式电力变换器CNV1与第2电压型自激式电力变换器CNV2的连接点之间，连接了直流平滑电容器Cd的例子，而为了达到本发明的目的，也并不一定需要之。另外，在上述的实施方式中，作为构成二相电力互换装置的电力变换器，说明了使用第1电压型自激式电力变换器CNV1和第2电压型自激式电力变换器CNV2的情况，但也可以不限于这些器件。

进而，在上述的实施方式中，作为蓄能装置的结构之一的蓄能单元，作为例子举出了双电荷层电容，但并不限于此，还能够使用可快速充放电的二次电池等。

在上述的实施方式中，作为把三相电力变换为二相电力的变压器，作为例子举出了斯科特接线变压器，但不一定限于这种变压器。

第10实施方式

图28是本发明第10实施方式的电铁道交流馈电系统的框图。图中，SUP1是第1交流电源，SUP0、SUP2是第2交流电源，M/G是旋转形频率变换器(M/G装置)，TR1是斯科特接线变压器、Fa是单相交流馈电线，Load是电车负载，TRm、TRt是单相变压器，CNV1、CNV2是电压型自激式电力变换器，Cd是直流平滑电容器，Lf、Cf是构成LC滤波器的电抗器和电容器，TR2是三相变压器，REC是二极管整流器，CONT1是控制从电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc的补偿电流控制单元。

补偿电流控制单元CONT1由直流电压控制电路Vd-CONT、补偿电流指令发生电路Ic-ref、补偿电流控制电路IMc-CONT、ITc-CONT以及脉宽调制控制电路PWM1、PWM2构成。

M/G装置在第2交流电源SUP0(三相-50Hz)与第1交流电源SUP1(三相-60Hz)之间进行频率变换。该M/G装置设置在频率变换所内，从第1交流电源SUP1(三相-60Hz)到变电站用交流输电线输电。即，一般，频率变换所与设置了其下级设备的变电站相距一定的距离。

斯科特接线变压器TR1把第1交流电源SUP1的三相交流电压Vu、Vv、Vw变换为二相交流电压VM、VT，该二相电压VM和VT具有90°的相位差。另外，作为把三相电压变换为二相电压的变压器的接线方法，有变形伍德布里奇接线变压器等。

M座输出连接到单相交流馈电线Fa，T座成为开路(无负载)。第1电压型自激式电力变换器CNV1的单相输出端子连接到M座端子，第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子连接到T座端子。另外，在第2交流电源SUP2(三相-50Hz)上，经过三相变压器TR2，连接二极管整流器REC的交流端子，在上述直流平滑电容器Cd上连接该二极管整流器REC的直流输出端子。LC滤波器(Lf、Cf)选择电抗器Lf和电容器Cf的值，使其在交流馈电线的频率(60Hz)的2倍的频率上谐振。

图28的装置的补偿电流控制单元CONT1的具体的结构例与图3相同。但是，在本实施方式中，电压指令发生器Fd(x)依照负载功率PL的时间平均值PL(av)，提供施加到直流平滑电容器Cd上的电压Vd的指令值Vd^＊，设定其特性图形，以便调整二极管整流器REC的直流输出电流Irec。

图29表示电压指令发生器Fd(x)的特性例，表示对于负载功率PL的时间平均值PL(av)的直流电压指令值Vd^＊。在PL(av)>0的情况下，即，在动力运行负载的情况下，随着负载功率PL(av)增加，直流电压指令值Vd^＊下降。其结果，直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd＝Vd^＊也下降，来自二极管整流器REC的输出电流Irec与负载功率PL(av)成比例增加。换言之，考虑包括变压器TR2的二极管整流器REC的电压调节，提供上述直流电压指令值Vd^＊。

从二极管整流器REC供给的功率为Prec＝Irec×Vd的情况下，经过斯科特接线变压器TR1供给的功率成为Ps1＝PL(av)-Prec，能够使该斯科特接线变压器TR1或者第1交流电源SUP1的设备以及M/G装置的容量减轻与来自二极管整流器的供给功率Prec相当的部分。当然，这时的斯科特接线变压器TR1的M座绕组以及T座绕组的电流IMs、ITs成为被二相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流。

在PL(av)<0的情况下，即，电车再生运行的情况下，直流电压指令值Vd^＊＝Vdo^＊成为恒定，而且，其设定电压Vdo^＊设定成比二极管整流器REC的无负载整流电压Vreco高。

二极管整流器REC由于不具有把功率向第2交流电源SUP2再生的功能，因此从电车再生的功率全部经过斯科特接线变压器TR1，由第1交流电源SUP1再生。这时，设Vdo^＊>Vreco，以便不从二极管整流器REC供给无用的电流Irec。

图30表示电压指令发生器Fd(x)的其它的特性例，表示对于负载功率PL的时间平均值PL(av)的直流电压指令值Vd^＊。在这种情况下，负载功率PL(av)包括再生运行在内，PL(av)<PLo，直流电压指令值Vdo^＊＝恒定。其中，使Vdo^＊>Vreco，以正的值提供功率设定值PLo。

在PL(av)>PLo时，随着负载功率PL(av)增加，直流电压指令值Vd^＊下降。其结果，直流平滑电容器Cd上的施加电压VT＝Vd^＊也下降，来自二极管整流器REC的输出电流Irec与(PL(av)-PLo)成比例增加。

即，在负载功率PL(av)小于设定功率PLo的区域中，来自二极管整流器REC的供给功率成为Prec＝Irec×Vd＝0，包括再生功率在内，所有的负载功率PL(av)经过斯科特接线电压器TR1授受。在PL(av)>PLo时，来自二极管整流器REC的供给功率Prec与(PL(av)-PLo)成比例增加。该部分能够减轻斯科特接线变压器TR1或者M/G装置等的负载分担。

例如，使PL(av)>PLo，在提供电压指令值Vd^＊使Prec＝(PL(av)-PLo)的情况下，经过斯科特接线变压器TR1供给的动力运行功率Ps1成为Ps1＝PLo，可以预先准备与其相对应的容量的斯科特接线变压器TR1。

图31是用图28的装置动力运行连接到交流馈电线Fa上的电车负载Load时的M座、T座电压·电流矢量图。T座负载电流ITL＝0，M座负载电流IML成为对于电压VM滞后若干相位θ。

如果假设负载功率PL＝VM×IML×cosθ，损失非常小，则该负载功率PL等于从斯科特接线变压器TR1供给的功率Ps1＝VM×IMs+VT×ITs与经过二极管整流器REC供给的功率Prec＝Irec×Vd之和。斯科特接线变压器TR1的M座绕组电流MS以及T座绕组电流ITs分别与M座电压VM以及T座电压VT同相，成为功率因数＝1的正弦波电流。另外，其振幅值Ism相同，成为二相平衡电流。

从第1电压型自激式电力变换器CNV1供给的补偿电流IMc成为负载电流矢量IML与M座绕组电流矢量IMs的差矢量。当把该M座补偿电流IMc的有效电流记为IMcp时，从上述二极管整流器REC供给的功率成为Prec＝Irec×Vd＝(IMcp-IMs)×VM。

另一方面，因为从第2电压型自激式电力变换器CNV2供给的补偿电流ITc成为ITL＝0，故ITc＝-ITs。从T座绕组供给的功率PTs＝ITs×VT由第2电压型自激式电力变换器CNV2再生，供给到直流平滑电容器Cd。该有效功率PTs经过第1电压型自激式电力变换器CNV1，供给到单相交流馈电线Fa。

与交流馈电线Fa连接的电车Load再生运行时的M座、T座的电压·电流矢量图在本实施方式中也如图8所示。二极管整流器REC由于不能够再生功率，因此再生功率经过斯科特接线变压器TR1，返回到第1交流电源SUP1。再生功率PL的一半流过斯科特接线变压器TR1的M座绕组，剩下的一半经过第1电压型自激式电变换器CNV1→直流平滑电容器Cd→第2电压型自激式电力变换器CNV2，流过T座绕组。这时，负载的无效功率QL由第1电压型自激式电力变换器CNV1补偿。

一般，在电气化铁路中，动力运行时的功率比再生运行时的功率大。特别是，在本发明的交流馈电系统中，由于在动力运行电车与再生电车之间自动地进行功率互换，因此经过斯科特接线变压器TR1再生的功率不太大。从而，对于动力运行负载PL，通过从二极管整流器REC供给负载功率的一部分，能够加大降低斯科特接线变压器TR1或者M/G装置的容量的效果。

与单相交流馈电线Fa连接的电车Load的动力运行时的M座电压VM、负载电流IML、负载功率PL以及直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd的波形例与图11所示的相同。但在本实施方式的情况下，功率PL的公式

PL＝Vsm×sinωt×ILm×sin(ωt-θ)

  ＝(Vsm×ILm/2){cosθ—cos(2·ωt—θ)}

中的第1项是恒定值，与从交流电源SUP1经过斯科特接线变压器TR1供给的功率Ps1和经过二极管整流器REC供给的功率Prec之和一致。而且，第2项是功率变动部分ΔPL，以电源频率的2倍的频率变动。

在本实施方式中，通过也用LC滤波器吸收伴随着以交流馈电线的频率的2倍变动的单相负载的功率变动部分ΔPL，抑制上述直流电压的变动ΔVd。其结果，能够减小直流平滑电容器Cd的容量，而且，能够大幅度地降低直流电压的变动ΔVd。另外，虽然在急剧变化等过渡时担忧由LC滤波器产生的电振荡现象，但是由于用上述第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2进行直流电压控制，因此起到使电振荡衰减的阻尼作用，能够提供稳定的系统。

另外，通过稳定直流电压Vd，稳定上述第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2进行的补偿电流控制，谋求提高控制性能。另外，该电力变换器CNV1、CNV2的耐压范围还能够降低与电压变动ΔVd减小的部分相当的量，能够提供廉价的装置。

第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2在M座/T座之间进行功率互换，而其功率容量相同。而从第2交流电源SUP2经过二极管整流器REC供给的功率Prec经过第1电压型自激式电力变换器CNV1，供给到单相拉通交流馈电线的电车负载。通过把第1电压型自激式电力变换器CNV1的输出容量设定为比上述第2电压型自激式电力变换器CNV2的输出容量大，能够加大从二极管整流器REC供给的功率，能够相应地减轻已经设置的M/G装置(频率变换器)的负担。

图32是表示与第10实施方式的交流馈电系统的补偿电流控制单元CONT1的图3不同的具体例子的框图。图中，Fs(x)表示功率指令发生器，Ks表示比例元件，ASW表示开关电路，SH表示电平检测器，C1～C3表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，M1、M2表示乘法器，AD1～AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。

单相负载Load的功率PL以交流馈电线的频率f1的2倍的频率变动。把负载功率PL的检测值进行时间平均，求负载功率的平均值PL(av)。

由输入功率指令发生器Fs(x)，生成与负载功率平均值PL(av)相对应的有效功率指令值Ps1^＊，经过比例元件Ks，变换成有效电流波峰值指令Isma^＊，输入到开关电路ASW的a侧端子。

另一方面，由比较器C1，把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，生成另外的有效电流波峰值指令Ismb^＊，输入到开关电路ASW的b侧端子。

电平检测器SH输入负载功率PL(av)，判断比设定电平PLo大还是小，向开关电路ASW传送切换信号LB。

在PL(av)>PLo时，电平检测器SH的输出信号LB＝1，把开关电路ASW连接到a一侧，把有效电流波峰值指令Ism^＊＝Isma^＊输入到乘法器M1、M2。即，基于输入功率指令值Ps1^＊，控制补偿电流。

另外，在PL(av)<PLo时，电平检测器SH的输出信号LB＝0，把开关电路ASW连接到b一侧，把有效电流波峰值指令Ism^＊＝Ismb^＊输入到乘法器M1、M2。即，基于来自直流电压控制电路Gv(S)的输出信号Ismb^＊，控制补偿电流。

图33(a)是表示上述输入功率指令发生器Fs(x)的特性的图，图33(b)是表示电平检测器SH的动作的图。输入功率指令发生器Fs(x)依照负载功率PL(av)，提供从上述第1交流电源SUP1供给的有效功率的指令值Ps1^＊，例如，如以下那样发生指令值Ps1^＊。即，在把某个设定功率值取为PLo>0时，成为

当PL(av)<PLo时，Ps1^＊＝PL(av)

当PL(av)>PLo时，Ps1^＊＝Pso^＊＝恒定

在图32中，比例元件Ks把上述有效功率指令值Ps1^＊变换为二相有效电流的波峰值Isma^＊，在把斯科特接线变压器TR1的二相电压的波峰值记为Vsm时，比例常数Ks＝1/Vsm。即，Isma^＊＝Ps1^＊/Vsm。

求与斯科特接线变压器TR1的M座电压VM同步的单位正弦波sinωt，由乘法器M1乘以输入电流波峰值指令Ism^＊，将输入电流指令IMs^＊＝Ism^＊×sinωt进行输出。另外，求与斯科特接线变压器TR1的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt，由乘法器M2乘以上述输入电流波峰值指令Ism^＊，将输入电流指令ITs^＊＝Ism^＊×cosωt进行输出。

由加减法器AD1从M座负载电流IML的检测值减去上述M座输入电流指令值IMs^＊，求M座补偿电流指令值IMc^＊＝IML-IMs^＊。

同样，由加减法器AD3从T座负载电流ITL的检测值减去上述T座输入电流指令值ITs^＊，求T座补偿电流指令值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与上述补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc时，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-(IML-IMs^＊)＝IMs^＊。该输入电流IMs成为与M座电压VM同相(功率因数＝1)的正弦波电流。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与上述补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。

输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc时，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，从斯科特接线变压器TR供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝ITL-ITc^＊＝ITL-(ITL-ITs^＊)＝-ITs^＊。该输入电流Its成为与T座电压VT同相(功率因数＝1)的正弦波电流。其中，T座负载电流ITL＝0。

斯科特接线变压器TR1的M座、T座的电流IMs、ITs成为相同振幅值Ism^＊，相位错开了90°的二相平衡电流。其结果，从三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流。

在图33中，当负载功率PL(av)<PLo时，从电平检测器SH输出LB＝0，把开关电路ASW连接到b一侧，控制成直流电压Vd^＊＝Vdo^＊＝恒定。这时，通过把该电压指令值Vdo^＊设定为比二极管整流器REC的无负载整流电压Vreco高，二极管整流器REC的直流输出电流Irec为0，从第1交流电源SUP1供给或者再生所有的负载功率PL(av)。

在直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd比指令值Vd^＊低的情况下，有效电流波峰值指令Ismb^＊增加，来自交流电源SUP1的供给功率Ps1增加，成为比负载功率PL(av)大，在直流平滑电容器Cd中作为能量存储Ps1-PL(av)的部分。其结果，Vd增加，控制成Vd＝Vd^＊。反之，在Vd>Vd^＊时，波峰值指令Ismb^＊减少，成为Ps1<PL(av)，减少直流平滑电容器Cd的存储能量，也控制成Vd＝Vd^＊。

另一方面，当PL(av)>PLo时，来自电平检测器SH的输出信号成为LB＝1，把开关电路连接到a一侧，控制成输入功率Ps1^＊＝PLo＝恒定。通过把来自第1交流电源SUP1的输入功率限制成Ps1^＊＝PLo＝恒定，随着负载功率PL(av)增加，直流电压Vd下降，二极管整流器REC的直流电流Irec增加。即，从二极管整流器REC自动地供给Prec＝PL(av)-PLo的功率，直流电压Vd也在该状态下稳定。

在本发明的补偿电流控制单元中，具有不需要把握二极管整流器REC的电压调整率，通过决定来自第1交流电源SUP1的输入功率Ps1^＊，自动地调整来自二极管整流器REC的供给功率Prec的优点。另外，作为上述输入功率指令发生器Fs(x)的特性，例如，通过在PL(av)>PLo下，使Ps1^＊＝PLo+k·PL(av)，能够调整来自二极管整流器REC的功率Prec，能够优化负载分担。其中，在设定值PLo>0时，比例常数k＝0～1。

第11实施方式

图34是本发明第11实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。图中，SUP1表示第1交流电源，SUP0、SUP2表示第2交流电源，M/G表示旋转形频率变换器(M/G装置)，TR1表示斯科特接线变压器，Fa表示单相交流馈电线，Load表示电车负载，TRm、TRt表示单相变压器，CNV1、CNV2表示电压型自激式电力变换器，Cd表示直流平滑电容器，Lf、Cf表示构成LC滤波器的电抗器和电容器，TR2表示三相变压器，REC表示二极管整流器，ESS表示蓄能装置，CONT1表示从上述电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc的控制单元，CONT2表示上述蓄能装置的控制单元。

补偿电流控制单元CONT1由直流电压控制电路Vd-CONT、补偿电流指令发生电路Ic-ref、补偿电流控制电路IMc-CONT、ITc-CONT以及脉宽调制控制电路PWM1、PWM2构成。

M/G装置在第2交流电源SUP0(三相-50Hz)与第1交流电源SUP1(三相-60Hz)之间进行频率变换。一般该M/G装置设置在频率变换所内，从第1交流电源SUP1(三相-60Hz)到变电站用交流输电线输电。即，频率变换所与设置了其下级设备的变电站相距一定的距离。

斯科特接线变压器TR1把第1交流电源SUP1的三相交流电压Vu、Vv、Vw变换为二相交流电压VM、VT，该二相电压VM和VT具有90°的相位差。

M座输出连接到单相交流馈电线Fa，T座成为开路(无负载)。第1电压型自激式电力变换器CNV1的单相输出端子连接到M座端子，第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子连接到T座端子。

另外，在第2交流电源SUP2(三相-50Hz)上，经过三相变压器TR2连接二极管整流器REC的交流端子，把该二极管整流器REC的直流输出端子连接到直流平滑电容器Cd上。

蓄能装置ESS与上述直流平滑电容器Cd之间授受功率，例如，由双向断路器CHO和作为二次电池的双电荷层电容EDLC等构成。在再生列车多，功率富裕的情况下，通常把其功率向第1交流电源SUP1返回(再生)，把再生功率的一部分或者全部存储在蓄能装置ESS中。所存储的能量当动力运行列车负载变多时释放，谋求能量的有效利用。由此，能够谋求节省电费，降低从交流电源观看时的峰值负载功率，能够降低变电站设备容量。

LC滤波器(Lf、Cf)决定电抗器Lf和电容器Cf的值，以便在交流馈电线的频率(60Hz)的2倍的频率上谐振。

通过用LC滤波器吸收伴随着以交流馈电线频率的2倍的频率变动的单相负载的功率变动部分ΔPL，抑制上述直流电压的变动ΔVd。其结果，能够减小直流平滑电容器Cd的容量，而且，能够大幅度地降低直流电压的变动ΔVd。虽然在负载急剧变化等过渡时担忧由LC滤波器产生的电振荡现象，但是由于用上述第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2进行直流电压控制，因此起到使电振荡衰减的阻尼作用，能够提供稳定的系统。

通过稳定直流电压Vd，稳定由上述第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2进行的补偿电流控制或者蓄能装置ESS的控制，谋求提高控制性能。另外，该电力变换器CNV1、CNV2或者断路器装置CHO的耐压范围还能够降低与电压变动ΔVd减小的部分相当的量，能够提供更廉价的装置。

在本实施方式中，控制第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2的补偿电流控制电路CONT1与图33所示的相同。其中，在本实施方式的情况下，电压指令发生器Fd(x)依照负载功率PL的时间平均值PL(av)，提供施加到直流平滑电容器Cd上的电压Vd的指令值Vd^＊，设定其特性图形以便调整二极管整流器REC的直流输出电流Irec。

图35是表示电压指令发生器Fd(x)的特性图形的一个例子的图，负载功率当PL(av)<0(再生运行)时，成为Vd^＊＝Vdo^＊＝恒定，当PL(av)>0(动力运行)时，作为Vd^＊＝Vdoo^＊-kv×PL(av)，具有电压调整率。其中，Vdoo^＊是二极管整流器REC的无负载整流电压，取为Vdo^＊>Vdoo^＊。

如果加大比例常数kv，则电压调整率增大，从第2交流电源SUP2经过二极管整流器REC供给的功率Ps2＝Prec的比例增加，反之，如果减少比例常数kv，则减小电压调整率，从第2交流电源SUP2经过二极管整流器REC供给的功率Ps2＝Prec的比例减少。

与上述相同，控制从第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc。由此，斯科特接线变压器TR1的M座、T座的电流IMs和ITs成为相同的振幅值Ism^＊，相位错开了90°的二相平衡电流。其结果，从三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流。

蓄能装置ESS的主电路结构与图22所示的相同，控制电路的结构与图24所示的相同，如以下那样动作。

双向断路器CHO由自消弧元件Sx、Sy，高速二极管Dx、Dy构成，通过脉宽调制控制(PWM控制)，控制输出电压Vcho。即，当把直流平滑电容器Cd上的施加电压记为Vd时，成为：

Sx接通(Sy断开)时，Vcho＝+Vd

Sy接通(Sx断开)时，Vcho＝0。

该输出电压Vcho的平均值Vcho(av)对于断路器的开关周期T，当把自消弧元件Sx的接通周期记为Ton(Sy的接通周期成为T-Ton)时，成为Vcho(av)＝(Ton/T)×Vd。

双电荷层电容EDLC是大容量的电容器，具有能够快速充放电，寿命长等特征。施加到该双电荷层电容EDLC上的电压Ved比施加到上述直流平滑电容器Cd上的电压Vd低。

在直流电抗器Ld中，施加双向断路器CHO的输出电压Vcho与双电荷层电容EDLC的电压Ved的差电压，通过调整该差电压(Vcho-Ved)，能够控制直流电抗器Ld的电流Ied。

蓄能装置ESS的双向断路器CHO如以下那样控制。首先，检测负载功率PL，求其时间平均值PL(av)，输入到第2电压指令发生器Fe(x)。第2电压指令发生器Fe(x)依照该负载功率PL(av)，提供从第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2供给的有效功率指令之和(＝Ps1^＊+Ps2^＊)。

另外，检测双电荷层电容EDLC上的施加电压Ved，由比较器C4，求与指令值Ved^＊的偏差εd＝Ved^＊-Ved。通过把该偏差εed积分，求补偿功率指令ΔPs^＊，输入到加减法器AD6。

在加减法器AD6中，把来自上述功率指令发生器Fe(x)的输出信号Pso^＊与补偿功率指令ΔPs^＊相加，生成从第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2供给的有效功率的和指令Ps^＊＝Pso^＊+ΔPs^＊。

进而，由后面的减法器AD7，取得负载功率检测值PL(av)与有效功率指令值Ps^＊的差，生成从双电荷层电容EDLC输出的有效功率指令值Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊。除法器DV用EDLC上的施加电压Ved除上述有效功率指令值Ped^＊，求在直流电抗器Ld中流过的电流的指令值Ied^＊。

由比较器C5生成该电流指令值Ied^＊与在上述直流电抗器Ld中流过的电流Ied的检测值的偏差εied＝Ied^＊-Ied，由后面的电流控制补偿电路Gi3(S)，把该偏差εied反相放大，把其输出信号e3^＊输入到加减法器AD8。在加减法器AD8中，在输出信号e3^＊上加入与双电荷层电容EDLC的电压Ved相当的补偿信号Eed^＊，把控制信号echo^＊输入到断路器装置CHO的脉宽调制控制电路PWM3中。脉宽调制控制电路PWM3向断路器装置的自消弧元件Sx、Sy传送选通信号，从断路器装置CHO发生与输入信号echo^＊成比例的电压Vcho。

在Ied^＊>Ied时，上述偏差εied成为正的值，把其反相放大了的信号e3^＊成为负的值，使向PWM控制电路PWM3的控制信号echo^＊减少。其结果，断路器装置CHO的输出电压Vcho减少，直流电抗器Ld上的施加电压Ved-Vcho增加，使电流Ied沿着图32的箭头方向增加。

反之，在Ied^＊<Ied时，偏差εied成为负的值，把其反相放大了的信号e3^＊成为正的值，使向PWM控制电路PWM3的控制信号echo^＊增加。其结果，断路器装置CHO的输出电压Vcho增加，直流电抗器Ld上的施加电压Ved-Vcho减少，使电流Ied减少。这样，直流电抗器Ld中流过的电流Ied被控制成与其指令值Ied^＊一致。

例如，使来自电压指令发生器Fe(x)的输出信号Pso^＊恒定，在取为补偿信号ΔPs^＊＝0的情况下，从第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2供给的有效功率之和的功率指令值Ps^＊＝Pso^＊+ΔPs^＊成为恒定，如果增加动力运行负载功率PL(av)，则从蓄能装置ESS供给的功率指令值Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊增加，使直流电抗器Ld的电流Ied＝Ied^＊沿着图32的箭头方向(放电方向)增加。其结果，双电荷层电容EDLC的存储能量减少，其施加电压Ved也下降。

其结果，成为Ved^＊>Ved，其偏差εed成为正的值，使电压控制补偿电路H(S)的输出信号ΔPs^＊逐渐增加，增加从第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2供给的有效功率之和的功率指令值Ps^＊。从而，从蓄能装置ESS供给的功率指令值Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊减少，进而成为负的值。Ped^＊<0意味着Ied＝Ied^＊也为负，电流的朝向成为与图中的箭头相反。即，充电电流供给到双电荷层电容EDLC，使电压Ved逐渐升高。最终控制成使得Ved＝Ved^＊。在双电荷层电容EDLC的容量大的情况下，伴随着充放电的施加电压Ved的变化小，大致成为Ved≈Ved^＊。

图36表示第2功率指令发生器Fe(x)的特性例，动力运行负载功率PL(av)在达到PLa以前，作为Pso^＊＝k·PL(av)提供功率指令值Pso^＊。其中，k是比例常数，可以在k＝0～1的范围内选择。如果作为k＝1提供，则Pso^＊＝PL(av)，成为从第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2提供负载功率PL(av)的全部有效功率。从第1交流电源SUP1供给的功率PLs1和从第2交流电源SUP2供给的功率PLs2的比例根据图35中说明过的电压指令发生器Fd(x)的特性，即，直流电压Vd的调整特性决定。例如，在Pso＝Ps1+Ps2为恒定的情况下，如果增大直流电压调整率，则从第2交流电源SUP2经过二极管整流器REC供给的功率Ps2＝Prec的比例增加，从第1交流电源SUP1供给的功率Ps1减少。

如果PL(av)超过设定值PLa，则有效功率指令值Pso^＊＝PLa，成为恒定。这时，成为从蓄能装置ESS供给负载功率PL(av)与从第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2供给的功率Pso的差功率Ped＝PL(av)-Pso＝PL(av)-PLa。

另外，在再生运行中，直到负载功率PL(av)到达-PLb以前，作为Pso^＊＝k·PL(av)提供功率指令值Pso^＊。在k＝1时，成为Pso^＊＝PL(av)，由于二极管整流器REC不能够进行功率再生，因此控制成在交流电源SUP1中把再生负载功率PL(av)的全部有效功率进行再生。

如果再生功率PL(av)超过设定值-PLb，则有效功率指令值Pso^＊＝-Psb^＊，成为恒定。这时，向蓄能装置ESS再生Ped＝PL(av)-Pso＝PL(av)+PLb的功率。

一般，在电气化铁路中，动力运行负载的时间长，再生负载的时间短。在图36的功率指令发生器Fe(x)的特性中，把动力运行一侧的上限值PLa设定为较大，把再生一侧的下限值PLb设定为较小。由此，向蓄能装置ESS的充放电能量W＝Ped×t平均为0，能够使双电荷层电容EDLC上的施加电压成为Ved≈Ved^＊。在EDLC上的施加电压Ved从指令值Ved^＊偏离的情况下，如上所述，修正功率指令ΔPs^＊发挥作用，逐渐地控制成Ved＝Ved^＊。

另外，通过使比例常数k＝1，负载功率在-PLb<PL(av)<PLa的范围内运行时，成为Pso＝PL(av)，不需要从蓄能装置ESS供给功率Ped。即，只有在超过上述设定值时，才发生向双电荷层电容EDLC的能量授受，而由于在时间方面是短时，因此具有还能够把该双电荷层电容EDLC的容量抑制为很小的优点。

图37表示图34的装置的动力运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。T座负载电流ITL＝0，M座负载电流IML成为对于电压VM延迟若干相位θ。

负载功率PL＝VM×IML×cosθ，等于来自第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2的供给功率Pso＝Ps1+Ps2与来自蓄能装置ESS的供给功率Ped之和。

来自第1交流电源SUP1的经过斯科特接线变压器TR1供给的电流IMs以及ITs被控制成分别与M座电压VM以及T座电压VT同相的正弦波，输入功率Ps1成为Ps1＝IMs×VM+ITs×VT。

另外，从第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2供给的补偿电流IMc以及ITc分别成为：

IMc＝IML—IMs

ITc＝ITL—ITs＝—ITs

在M座补偿电流IMc中，包括从第2交流电源SUP2经过二极管整流器REC供给的功率Ps2＝Prec和从蓄能装置ESS供给的有效功率Ped，从第1交流电源SUP1供给Ps1＝PL-(Ped+Ps2)。

M座有效功率PMs与T座的有效功率PTs相等，从斯科特接线变压器的M座绕组供给Ps1＝PL-(Ped+Ps2)的一半，剩下的一半从T座绕组供给。从T座绕组供给的功率PTs＝Ps1/2由第2电压型自激式功率变换器CNV2再生，供给到直流平滑电容器Cd。即，成为ITc＝-ITs。

进而，其功率Ps1/2经过第1电压型自激式功率变换器CNV1，供给到单相交流馈电线Fa。这时，包括从第2交流电源SUP2经过二极管整流器REC供给的功率Ps2和从蓄能装置ESS供给的有效功率Ped和负载的无效功率QL＝VM×ILM×sinθ在内，从上述第1电压型自激式功率变换器CNV1供给，从斯科特接线变压器TR的M座绕组只供给有效功率PMs＝Ps1/2。

第1以及第2电压型自激式功率变换器CNV1、CNV2在M座/T座之间进行功率互换，其功率容量相同。然而，在设置了蓄能装置ESS的情况下，在该蓄能装置ESS与单相馈电线之间授受的功率经过在单相交流馈电线一侧(M座)连接了交流输出端子的第1电压型自激式功率变换器CNV1授受。

通过把上述第1电压型自激式功率变换器CNV1的输出容量设定为比上述第2电压型自激式功率变换器CNV2的输出容量大，能够增大从二极管整流器REC供给的功率，能够相应地减轻已经设置的M/G装置(频率变换器)的负载。另外，能够增大与蓄能装置ESS之间授受的功率，能够增加对于峰值负载功率的补偿量，能够减少第1三相交流电源SUP1的负载分担。换言之，能够谋求降低变电站设备容量。

如上所述，在本发明的交流馈电系统中，存储电车负载的再生能量，通过在动力运行负载时释放其能量，能够有效利用能量，以及能够截断来自第1三相交流电源SUP1的供给功率Ps1的峰值。即，能够实现单相拉通交流馈电系统，谋求降低变电站设备容量以及节电。

图38是表示图34的装置的补偿电流控制电路CONT1的其它例子的具体结构的框图。图中，Fs(x)表示第1电力指令发生器，Ks表示比例元件，ASW表示开关电路，SH表示电平检测器，C1～C3表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，M1、M2表示乘法器，AD1～AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。

单相负载Load的功率PL以交流馈电线的频率f1的2倍的频率变动。把该负载功率PL的检测值进行时间平均，求负载功率的平均值PL(av)。由第1功率指令发生器Fs(x)生成与负载功率平均值PL(av)相对应的第1有效功率指令值Ps1^＊，经过比例元件Ks，变换成有效电流波峰值指令Isma^＊，输入到开关电路ASW的a侧端子。

另一方面，由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流平滑电容器Cd上的施加电压检测值Vd进行比较，用后面的电压控制补偿电路Gv(S)把其偏差εv＝Vd^＊-Vd进行比例或者积分放大，生成另外的输入电流的波峰值指令Ismb^＊，输入到开关电路ASW的b侧端子。

电平检测器SH输入负载功率PL(av)，判断比设定电平PLo大还是小，向开关电路ASW传送切换信号LB。

在PL(av)>PLo的情况下，成为电平检测器SH的输出信号LB＝1，把开关电路ASW连接到a一侧，把有效电流波峰值指令Ism^＊＝Isma^＊输入到乘法器M1、M2。即，基于第1功率指令值Ps1^＊，控制补偿电流。

这时，也如上述那样，补偿电流IMc以及ITc被控制成与各个指令值IMc^＊以及ITc^＊一致，其结果，斯科特接线变压器TR1的M座绕组电流IMs以及T座绕组电流ITs被控制为如下：

IMs＝IML—IMc＝IML—IMc^*＝IMs^*＝Isma^*×sinωt

ITs＝ITL—ITc＝—ITc＝ITc^*＝Isma^*×cosωt

即，从第1交流电源SUP1供给的功率Ps1被控制成与上述的功率指令值Ps1^＊一致。

另外，在PL(av)<PLo的情况下，电平检测器SH的输出信号LB＝0，把开关电路ASW连接到b一侧，把有效电流波峰值指令Ism^＊＝Ismb^＊输入到乘法器M1、M2。即，基于来自直流电压控制电路的信号Ismb^＊，控制补偿电流。

通过把电压指令值Vd^＊设定为比二极管整流器REC的无负载整流电压Vreco高，当PL(av)<PLo时，从第2交流电源SUP2经过二极管整流器REC供给的功率Ps2成为0。

另一方面，与在图24中说明过的相同来控制蓄能装置ESS。即，检测负载功率PL，求其时间平均值PL(av)，输入到第2功率指令发生器Fe(x)。第2功率指令发生器Fe(x)根据负载功率时间平均值PL(av)，提供从第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2供给的有效功率指令的和Pso^＊(＝Ps1^＊+Ps2^＊)。

另外，检测双电荷层电容EDLC上的施加电压Ved，由比较器C4，求与指令值Ved^＊的偏差εed＝Ved^＊-Ved。通过把该偏差εed积分，求补偿功率指令ΔPs^＊，输入到加减法器AD6。

在加减法器AD6中，把来自上述功率指令发生器Fe(x)的输出信号Pso^＊与上述补偿功率指令ΔPs^＊相加，生成从上述第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2供给的有效功率之和的指令Ps^＊＝Pso^＊+ΔPs^＊。

进而，由后面的加减法器AD7，取得负载功率检测值PL(av)与有效功率指令值Ps^＊的差，生成从双电荷层电容EDLC输出的有效功率指令值Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊。除法器DV用EDLC上的施加电压Ved除上述有效功率指令值Ped^＊，求在直流电抗器Ld中流过的电流的指令值Ied^＊。

由比较器C5生成该电流指令值Ied^＊与在上述直流电抗器Ld中流过的电流Ied的检测值的偏差εied＝Ied^＊-Ied，由后面的电流控制补偿电路Gi3(S)，把该偏差εied反相放大，把其输出信号e3^＊输入到加减法器AD8。在加减法器AD8中，在上述信号e3^＊上加入与双电荷层电容EDLC的电压Ved相当的信号Eed^＊，把控制信号echo^＊输入到断路器装置CHO的脉宽调制控制电路PWM3中。

如上所述，控制成Ied＝Ied^＊，从蓄能装置ESS供给的功率Ped被控制成Ped＝Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊。

在Ved^＊>Ved的情况下，由于ΔPs^＊增加，Ps^＊也增加，因此Ped＝Ped^＊减少或者成为负的值。其结果，双电荷层电容EDLC上的施加电压Ved上升，被控制成Ved^＊＝Ved。反之，在Ved^＊<Ved的情况下，ΔPs^＊减少，同样被控制成为Ved^＊＝Ved。

如上所述，由图24的控制电路CONT2的第2电压指令发生器Fe(x)，决定从第1交流电源SUP1以及第2交流电源SUP2供给的有效功率指令的和Pso^＊(＝Ps1^＊+Ps2^＊)，另外，由于由图38的控制电路CONT1，决定从第1交流电源SUP1供给的功率Ps1＝Ps1^＊，因此从第2交流电源SUP2经过二极管整流器REC供给的功率自动地成为Ps2＝Pso^＊-Ps1^＊。即，与二极管整流器REC的电压调整率无关，能够设定来自第1交流电源SUP1的供给功率Ps1和来自第2交流电源SUP2的供给功率Ps2＝Prec的分配，能够进行最佳的负载分担下的运行。

图39表示图34的装置的其它的运行特性例，对于负载功率PL(av)，图38的第1功率指令发生器Fs(x)使得：

在0≤PL(av)≤PLa1的范围内，Ps1^＊＝PL(av)

在PL(av)>PLa1下，Ps1^＊＝PLa1＝恒定

另外，在PL(av)<0下，把直流电压指令控制成Vd^＊＝恒定。

进而，图24的第2电压指令发生器Fe(x)使得：

在PL(av)<-PLb下，Pso^＊＝PL(av)+PLb

在-PLb≤PL(av)<0的范围内，Pso^＊＝0

在0≤PL(av)≤PLa2的范围内，Pso^＊＝PL(av)

在PL(av)>PLa2下，Pso^＊＝PLa2＝恒定。

其结果，如果假定ΔPs^＊＝0，则从蓄能装置ESS供给或者向ESS再生的功率的指令值Ped^＊＝PL(av)-Ps^＊成为：

在PL(av)<-PLb下，Ped^＊＝-PLb＝恒定

在-PLb≤PL(av)<0的范围内，Ped^＊＝PL(av)

在0≤PL(av)≤PLa2的范围内，Ped^＊＝0

在PL(av)>PLa2下，Ped^＊＝PL(av)-PLa2

另外，从第1交流电源SUP1供给或者向SUP1再生的功率Ps1成为：

在PL(av)<-PLb下，Ps1＝Pso^＊＝PL(av)+PLb

在-PLb≤PL(av)<0的范围内，Ps1＝Pso^＊＝0

在0≤PL(av)≤PLa1的范围内，Ps1＝Ps1^＊＝PL(av)

在PL(av)>PLa1下，Ps1＝Ps1^＊＝PLa1＝恒定

进而，从二极管整流器REC供给的功率Prec＝Ps2成为：

在PL(av)<PLa1下，Prec＝0

在PLa1≤PL(av)≤PLa2的范围内，Prec＝PL(av)-PLa1

在PL(av)>PLa2下，Prec＝Pso^＊-Ps1^＊＝PLa2-PLa1＝恒定

即，在再生运行下，在-PLb<PL(av)<0的范围内，把全部再生功率存储到蓄能装置ESS中，其范围以外的再生功率(PL(av)+PLb)返回到第1交流电源SUP1。由此，使能量存储优先，把所存储的能量供给到下一个动力运行负载，能够谋求节约电费。另外，在蓄能装置ESS的存储能量过于增加的情况下，上述的补偿功率ΔPs^＊发挥作用，使该能量存储量几乎保持为恒定。

另外，在动力运行负载下，首先，从第1交流电源SUP1供给功率Ps1＝PL(av)，接着，经过二极管整流器REC，供给功率Ps2＝Prec＝PL(av)-PLa1，进而，如果负载增加，则从蓄能装置ESS供给Ped＝PL(av)＝PLa2。

由此，能够自由地选择来自第1交流电源SUP1供给的供给功率Ps1、来自第2交流电源SUP2的供给功率Ps2＝Prec以及来自蓄能装置ESS的供给功率的分配，能够有效地运用已经设置的设备(M/G装置或者斯科特接线变压器等)以及有效利用能量而产生的电费的节约。

在本实施方式的装置中，能够减少经过已经设置的旋转形频率变换器(M/G装置)以及斯科特变压器TR1供给的功率Ps1，谋求降低以往设备的容量，使得设备更新容易。另外，与现有的旋转形频率变换器(M/G装置)相比较，二极管整流器REC能够利用为廉价、高效的静止形50Hz/60Hz频率变换器。

另外，能够把再生功率的一部分或者全部存储在蓄能装置ESS中，当动力运行列车负载多时释放所存储的能量，能够谋求有效利用能量。由此，能够谋求节约电费，能够降低从交流电源观看时的峰值负载功率，能够降低变电站设备容量。

第12实施方式

图40是本发明第12实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。图中，SUP1表示第1交流电源，SUP2表示第2交流电源，TR1表示斯科特接线变压器，Fa表示单相交流馈电线，Load表示电车负载，TRm、TRt表示单相变压器，CNV1、CNV2表示电压型自激式电力变换器，Cd表示直流平滑电容器，Lf、Cf表示构成LC滤波器的电抗器和电容器，TR2表示三相变压器，CNV3表示第3电压型自激式电力变换器(固定频脉冲相位控制变换器)，CONT1表示控制从电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc的补偿电流控制单元，CONT3表示第3电压型自激式电变换器CNV3的控制电路。

补偿电流控制单元CONT1由有效功率指令发生电路Ps1-ref、补偿电流指令发生电路Ic-ref、补偿电流控制电路IMc-Cont、ITc-Cont以及脉宽调制控制电路PWM1、PWM2构成。

另外，控制电路CONT3由直流电压控制电路Vd-Cont、有效电流控制电路Iq-Cont以及相位控制电路PHC构成。

斯科特接线变压器TR1把第1三相交流电源SUP1(三相-60Hz)的三相交流电压Vu、Vv、Vw变换为二相交流电压VM、VT，该二相电压VM与VT具有90°的相位差。另外，作为把三相电压变换为二相电压的变压器的接线方法，有变形伍得布里奇接线变压器等。M座输出连接到单相交流馈电线Fa，T座成为开路(无负载)。第1电压型自激式电力变换器CNV1的单相输出端子连接到M座端子，第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子连接到T座端子。另外，在第2交流电源SUP2(三相-50Hz)上，经过三相变压器TR2连接固定脉冲相位控制变换器CNV3的交流端子，把该变换器CNV3的直流输出端子连接到上述直流平滑电容器Cd上。

决定电抗器Lf和电容器Cf的值，使得并联连接在直流平滑电容器Cd上的LC滤波器(Lf、Cf)在交流馈电线的频率(60Hz)的2倍频率上谐振。通过用LC滤波器吸收伴随着以交流馈电线的频率(60Hz)的2倍变动的单相负载的功率变动部分ΔPL，抑制直流电压的变动ΔVd。其结果，能够减小直流平滑电容器Cd的容量，而且，能够大幅度地降低直流电压的变动ΔVd。虽然在负载急剧变化等过渡时担忧由LC滤波器产生的电振荡现象，但是由于用固定脉冲相位控制变换器CNV3进行直流电压控制，因此起到使电振荡衰减的阻尼作用，能够提供稳定的系统。

另外，通过稳定直流电压Vd，稳定上述第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2进行的补偿电流控制或者上述第3电压型自激式电力变换器CNV3进行的控制，谋求提高控制性能。另外，该电力变换器CNV1、CNV2、CNV3的耐压范围还能够降低与电压变动ΔVd减小的部分相当的量，能够提供廉价的装置。

第3电压型自激式电力变换器CNV3是以一定的脉冲图形(例如，1脉冲、3脉冲、5脉冲、......等)动作的固定脉冲相位控制变换器，在使直流电压Vd恒定的情况下，交流侧输出电压Vc的振幅值恒定。即，通过调整对于第2交流电源SUP2的电压Vs(Vr、Vs、Vt)的变换器CNV3的交流侧输出电压Vc(Vcr、Vcs、Vct)的相位角

，控制输入电流Is(Ir、Is、It)。

在本实施方式的装置中，通过动力运行/再生运行，能够由第3电压型自激式电力变换器CNV3把直流电压Vd＝Vd^＊控制成几乎恒定，由于不需要采用电压调整，因此能够相应地提高第1以及第2自激式电力变换器CNV1、CNV2的电压利用率。

图41表示图40的装置的第3电压型自激式电力变换器CNV3的具体的主电路结构及其控制电路。图中，SUP2是第2交流电源，TR2是三相变压器，Cd是直流平滑电容器，与图40重复。另外，CNV3是三相桥形接线的电压型自激式电力变换器，由自消弧元件S1～S6、高速二极管D1～D6构成。另外，作为控制电路CONT3，准备比较器C1、C5，电压控制补偿电路Gv(S)，电流控制补偿电路Giq(S)，坐标变换器Z，同步相位信号发生器PLL，相位控制电路PHC。以下，说明该控制电路的动作。

图42是表示用于说明图41的电压型自激式电力变换器(固定脉冲相位控制变换器)CNV3的动作的交流侧等效电路(一相部分)的图，Vs表示第2交流电源SUP2的电源电压，Vc表示变换器CNV3的交流侧输出电压，Ls表示变压器TR2的漏电感(或者交流电抗器)，Is表示输入电流。

另外，图43是等效电路中的电压·电流矢量图，在对于电源电压Vs，把变换器CNV3的交流电压Vc的相位角错开了

的情况下，在交流电抗器Ls上施加差电压Vs-Vc＝jωLs·Is，流过输入电流Is。在假设电源电压Vs的振幅值与变换器CNV3的交流电压Vc的基波振幅值相等的情况下，对于电源电压Vs的输入电流Is的相位成为

因此，输入功率因数成为

变换器CNV3的交流电压Vc的基波振幅值根据直流电压Vd决定，由于根据来自负载一侧(这种情况下，是第1以及第2电压型自激式电变换器CNV1、CNV2)的请求决定直流电压Vd，因此由变压器TR2，使电源电压(变压器TR2的二次电压)Vs与变换器CNV3的交流电压Vc的振幅值一致。

如果加大相位角

则电抗器Ls上的施加电压增加，输入电流Is也增加。如果使相位角成为负，则电抗器Ls上的施加电压jωLs·Is的朝向翻转，输入电流成为Is’那样的矢量，能够把功率在电源SUP2中再生。当然，如果使相位角

则能够使输入电流Is＝0。

图44表示动力运行时的固定脉冲(1脉冲)相位控制变换器CNV3的动作波形例，表示一相部分。变换器CNV3作为通常的三相桥形接线的电压型自激式电力变换器，作为R相部分，考虑上支路的自消弧元件S1和下支路的自消弧元件S4，考虑与它们分别反向并联连接的高速二极管D1、D4。

对于电源电压Vr，变换器CNV3的交流电压Vcr滞后相位角

在把电压Vr与Vcr的基波振幅值取为相同的情况下，输入电流Ir成为比电源电压Vr滞后

的电流。这里，为了使说明简单，省略电流Ir的高频成分，采用正弦波电流。

在电流Ir>0时，如果使自消弧元件S4接通(元件S1断开)，则交流输出电压成为Vcr＝-Vd/2，在下支路S4中流过电流IS4。当电流Ir>0时，ωt＝0下，如果使自消弧元件S4断开，接通元件S1，则交流输出电压Vcr＝+Vd/2，成为IS4＝0。电流Ir通过上支路的高速二极D1流过，直到电流Ir反相，流过ID1＝Ir。如果成为电流Ir<0，则由于元件S1接通，因此在元件S1中流过电流IS1。在相位角ωt＝π下，如果断开自消弧元件S1，接通元件S4，则电压Vcr再次成为Vcr＝-Vd/2，成为IS1＝0，在下支路的高速二极管D4中流过电流ID4。

自消弧元件S1以及S4的切断电流Imax如果把输入电流Ir的波峰值记为Im，则成为

例如，如果使控制相位角则Imax＝0.174×Im。即，在输入电流Ir的零交叉附近进行自消弧元件S1、S4的开关(接通/断开动作)动作，自消弧元件S1、S4的最大切断电流Imax能够对于电流波峰值Im抑制为充分小。其结果，能够使用电流切断容量小的元件，能够提供经济的变换器。另外，能够降低开关损失，谋求降低冷却设备容量。进而，变换器CNV3的交流电压Vcr成为矩形波电压，其基波成分的波峰值Vcm成为Vcm＝(4/π)×(Vd/2)＝1.273×(Vd/2)，能够得到大于等于直流电压(Vd/2)的值。即，与通常的PWM控制变换器相比较，具有电压利用率高，在用相同耐压的自消弧元件构成的情况下，能够发生更大的输出的优点。

图45是表示在再生运行的固定脉冲(1脉冲)相位控制变换器CNV3的动作波形的图，表示一相部分。对于电源电压Vr，变换器CNV3的交流电压Vcr超前相位角

输入电流Ir反相，成为对于电源电压Vr滞后

的相位。输入功率Pr＝Vr×Ir为负，能够在电源SUP2中再生功率。这时的输入功率因数成为

也能够以高功率因数运行。

在ωt＝0下，如果接通元件S1(S4断开)，则成为Vcr＝+Vd/2，Ir>0，因此在高速二极管D1中流过电流ID1＝Ir。如果电流Ir反相，则在自消弧元件S1中开始流过电流，流过IS1＝Ir。在ωt＝π下，如果断开元件S1，接通元件S4，则在高速二极管D4中流过电流ID4，进而，通过电流Ir反相，在元件S4中开始流过IS4＝Ir。

在再生运行下，输入电流Ir的大部分经过自消弧元件S1或者S4流过，而这时由于在电流Ir的零交叉附近进行自消弧元件S1、S4的开关(接通/断开)动作，因此元件S1、S4的最大切断电流Imax对于电流Ir的波峰值Im，成为

例如，如果使则成为Imax＝0.174×Im。

以上为了使说明简单，把变换器CNV3的控制脉冲数取为1脉冲进行了说明，而把控制脉冲数取为3脉冲、5脉冲、......等也同样能够控制。为了减少输入电流Ir的高次谐波，增加控制脉冲数是有效的，而在这种情况下，也在输入电流Ir的零交叉附近进行开关(接通/断开动作)动作，能够把自消弧元件的最大切断电流Imax抑制为很小。另外，变换器CNV3的电压利用率即使在增加了脉冲数的情况下，也能够确保接近上述1脉冲运行时的电压利用率附近的值。

在图41中，施加到直流平滑电容器Cd上的电压Vd由固定脉冲相位控制变换器CNV3进行如下控制。以直流电压指令值Vd^＊＝恒定进行说明。

由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流电压检测值Vd进行比较，把其偏差εv输入到电压控制补偿电路Gv(S)，通过进行比例或者积分放大，求从第2交流电源SUP2供给的有效电流指令值Iq^＊。另外，检测来自第2交流电源SUP2的三相输入电流Ir、IS、It，由坐标变换器把它们进行三相/dq变换，分为有效电流Iq和无效电流Id。由比较器C5把有效电流指令值Iq^＊与有效电流检测值Iq进行比较，把其偏差εq输入到后面的电流控制补偿电路Giq(S)，通过进行比例或者积分放大，求控制相位信号

在相位控制电路PHC中，输入与第2交流电源SUP2的三相电压Vr、Vs、Vt同步的相位基准信号θr、θs、θt，与控制相位信号

进行比较，生成变换器CNV3的选通信号。变换器的交流电压Vcr、Vcs、Vct对于电源电压Vr、Vs、Vt，错开相位角

能够控制输入电流Ir、Is、It的有效成分Iq。

在Iq^＊>Iq的情况下，控制相位信号

(滞后)增加，增加输入电流Ir、Is、It的有效成分Iq。反之，在Iq^＊<Iq的情况下，控制相位信号

(滞后)成为负的值，减少输入电流Ir、Is、It的有效成分Iq。由此，控制成Iq^＊＝Iq。

在Vd^＊>Vd的情况下，偏差εv成为正的值，用电压控制补偿电路Gv(S)把其放大，增加有效电流指令值Iq^＊。由此，从第2交流电源SUP2供给功率Ps2，使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd增加，控制成Vd^＊＝Vd。反之，在成为Vd^＊<Vd的情况下，偏差εv成为负的值，使有效电流指令值Iq^＊成为负的值。由此，向第2交流电源SUP2再生功率Ps2，使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd减少，也控制成Vd^＊＝Vd。

图46是图40的装置的第3电压型自激式电力变换器CNV3的控制电路CONT3的其它的框图。图中，C1表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，PHC表示相位控制电路。

检测施加到直流平滑电容器Cd上的电压Vd。由比较器C1，把电压指令值Vd^＊与电压检测值Vd进行比较，求偏差εv＝Vd^＊-Vd。由后面的电压控制补偿电路Gv(S)把该偏差εv进行比例或者积分放大，作为相位控制指令

输入到相位控制电路PHC。即，从直流电压控制电路Gv(S)直接向相位控制电路PHC传送相位控制信号

在Vd^＊>Vd的情况下，偏差εv为正，使控制相位角指令

增加。该控制相位角指令

决定对于第2交流电源SUP2的电压Vs的变换器CNV3的交流电压Vc的延迟相位角

如在图43中说明过的那样，通过使

增加，输入电流Is增加。其结果，从电源SUP2供给的有效功率Ps2增加，使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd上升，控制成使得Vd^＊＝Vd。反之，在Vd^＊<Vd的情况下，偏差εv为负，控制相位角指令

减少或者成为负的值(超前相位)。如果

则在图22的矢量图中，变换器CNV3的直流电压成为Vc’，输入电流Is的矢量的朝向反相，在交流电源SUP2中再生有效功率Ps2。其结果，直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd下降，也控制成Vd^＊＝Vd。如上所述，能够省略输入电流控制电路(局部回路)，能够谋求简化控制电路。

图47是表示控制从图40的装置的上述第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc的补偿电流控制单元CONT1的具体结构。图中，Fs(x)表示电力指令发生器，Ks表示比例元件，C2、C3表示比较器，M1、M2表示乘法器，AD1～AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。

如以下那样控制从第1交流电源SUP1(三相-60Hz)供给的功率Ps1。电力指令发生器Fs(x)依照负载功率PL的时间平均值PL(av)，提供从第1交流电源SUP1供给的功率Ps1的指令值Ps1^＊，通过乘以比例常数Ks，作为斯科特接线变压器TR1的M座、T座绕组电流IMs、ITs的波峰值指令Ism^＊。

由乘法器M1把输入电流波峰值指令Ism^＊和与斯科特接线变压器TR1的M座电压VM同步的单位正弦波sinωt相乘，输出M座输入电流指令IMs^＊＝Ism^＊×sinωt。由乘法器M2把输入电流波峰值指令Ism^＊和与斯科特接线变压器TR1的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt相乘，输出T座输入电流指令ITs^＊＝Ism^＊×cosωt。

由加减法器AD1，从M座负载电流IML的检测值减去M座输入电流指令值IMs^＊，求M座补偿电流指令值IMc^＊＝IML-IMs^＊。同样，由加减法器AD3，从T座负载电流ITL的检测值减去T座输入电流指令值ITs^＊，求T座补偿电流指令值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。其中，ITL＝0。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。该输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。当然，在单相变压器TRm的漏电感小的情况下，有时也在该变压器TRm的一次或者二次绕组上串联插入电抗器Lsmo。

在IMc^＊>IMc时，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc时，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。其结果，从斯科特接线变压器TR1供给的M座输入电流IMs被控制成IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-(IML-IMs^＊)＝IMs^＊。该输入电流IMs成为与M座电压VM同相(功率因数＝1)的正弦波电流。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。

在ITc^＊>ITc时，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc时，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。其结果，从斯科特接线变压器TR1供给的T座输入电流ITs被控制成ITs＝ITL-ITc＝ITL-ITc^＊＝ITL-(ITL-ITs^＊)＝ITs^＊。该输入电流ITs成为与T座电压VT同相(功率因数＝1)的正弦波电流。其中，T座负载电流成为ITL＝0。斯科特接线变压器TR1的M座、T座的电流IMs和ITs成为相同的振幅值Ism^＊，相位错开了90°的二相平衡电流。其结果，从第1三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流。这样，不仅能够减少斯科特接线变压器TR1的容量，还能够减少第1交流电源SUP1的设备或者M/G装置的容量。

图48表示图47的控制电路CONT1的电力指令发生器Fs(x)的特性的一个例子，对于负载功率PL(av)，如以下那样提供来自第1交流电源SUP1的功率指令值Ps1^＊。即，当采取设定值PLo时，在-PLo<PL(av)<+PLo的范围内，成为Ps1^＊＝PL(av)，从第1交流电源SUP1供给或者再生全部的负载功率PL。另外，在PL(av)<-PLo下，使Ps1^＊＝-PLo＝恒定，另外，在PL(av)>+PLo下，使Ps1^＊＝+PLo＝恒定。即，在再生运行时，在PL(av)<-PLo的情况下，在第1交流电源SUP1中再生的功率成为Ps1＝-PLo＝恒定，该范围以外的再生功率(PL(av)-PLo)经过固定脉冲相位控制变换器CNV3，在第2交流电源SUP2中再生。

另外，在动力运行下，在PL(av)>+PLo的情况下，从第1交流电源SUP1供给的功率成为Ps1＝+PLo＝恒定，该范围以外的供给功率(PL(av)-PLo)经过固定脉冲相位控制变换器CNV3，从第2交流电源SUP2供给。

由此，在本实施方式中，能够不增加已经存在的设备(M/G装置或者斯科特接线变压器等)的容量，而增加向电车负载的供给功率或者再生功率的容量，能够提供经济的电气化铁路交流馈电系统。

图49是图40的装置的动力运行时M座、T座的电压·电流矢量图。T座负载电流ITL＝0，M座负载电流IML对于电压VM成为滞后若干相位θ。负载功率是PL＝VM×IML×cosθ，与来自第1交流电源SUP1的供给功率Ps1以及来自第2交流电源SUP2的供给功率Ps2的和Pso＝Ps1+Ps2相等。

来自第1交流电源SUP1的经过斯特特接线变压器TR1供给的电流IMs以及ITs被控制成分别与M座电压VM以及T座电压VT同相的正弦波，输入功率Ps1成为Ps1＝IMs×VM+ITs×VT。另外，从第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2供给的补偿电流IMc以及ITc分别成为：

IMc＝IML-Ims

ITc＝ITL-ITs＝-ITs

在M座补偿电流IMc中，包括从第2交流电源SUP2经过固定脉冲相位控制变换器CNV3供给的有效功率Ps2和负载的无效功率QL在内，从第1交流电源SUP1供给有效功率Ps1＝PL-Ps2。

M座的有效功率PMs＝IMs×VM与T座的有效功率PTs＝ITs×VT相等，从斯科特接线变压器TR1的M座绕组供给有效功率Ps1的一半，剩下的一半从T座绕组供给。从T座绕组供给的功率PTs＝Ps1/2由第2电压型自激式电力变换器CNV2再生，供给到直流平滑电容器Cd。即，成为Tc＝-ITs。进而，其功率Ps1/2经过第1电压型自激式电力变换器CNV1供给到单相交流馈电线Fa。这时，包括从第2交流电源SUP2经过固定脉冲相位控制变换器CNV3供给的功率Ps2和负载的无效功率QL＝VM×ILM×sinθ在内，从第1电压型自激式电力变换器CNV1供给，从斯科特接线变压器TR1的M座绕组只供给有效功率PMs＝IMs×VM＝Ps1/2。

通过把第1电压型自激式电力变换器CNV1的输出容量设定为大于第2电压型自激式电力变换器CNV2的输出容量，能够加大从第2交流电源SUP2供给的功率Ps2，能够相应地使从第1交流电源SUP1供给的功率Ps1减小，换言之，能够谋求降低已经存在的M/G装置(频率变换器)或者斯科特接线变压器等的设备容量。

第13实施方式

图50是本发明第13实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。图中，SUP1表示第1交流电源，SUP2表示第2交流电源，TR1表示斯科特接线变压器，Fa表示单相交流馈电线，Load表示电车负载，TRm、TRt表示单相变压器，SWt、SWm、SW1、SW2表示开关，CNV1、CNV2表示电压型自激式电力变换器，Cd表示直流平滑电容器，Lf、Cf表示构成LC滤波器的电抗器和电容器，TR2表示三相变压器，CNV3表示固定脉冲相位控制变换器，CONT1表示控制上述电变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc的补偿电流控制单元，CONT3表示上述固定脉冲相位控制变换器CNV3的控制电路。

斯科特接线变压器TR1把第1交流电源SUP1(三相-60Hz)的三相交流电压Vu、Vv、Vw变换为二相交流电压VM、VT，该二相电压VM与VT具有90°的相位差。斯科特接线变压器TR1的M座绕组经过开关SWm连接到交流馈电线Fa。另外，第1电压型自激式电变换器CNV1的单相输出端子经过单相变压器TRm以及开关SW1连接到交流馈电线Fa。进而，第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子经过单相变压器TRt以及开关SWt连接到斯科特接线变压器TR1的T座端子。通常的运行下，以投入开关SWt、SWm以及SW1，释放开关SW2的状态运行。

另外，在第2交流电源SUP2(三相-50Hz)上，经过三相变压器TR2连接固定脉冲相位控制变换器CNV3的交流端子，把该变换器CNV3的直流输出端子连接到上述直流平滑电容器Cd。与直流平滑电容器Cd并联连接的LC滤波器(Lf、Cf)决定电抗器Lf和电容器Cf的值，以便在交流馈电线的频率(60Hz)的2倍的频率上谐振。通过用LC滤波器吸收伴随着以交流馈电线的频率(60Hz)的2倍变动的单相负载的功率变动部分ΔPL，抑制直流电压的变动ΔVd。其结果，能够减小直流平滑电容器Cd的容量，能够大幅度地降低直流电压的变动ΔVd。虽然在负载急剧变化等过渡时担忧由LC滤波器引起的电振荡现象，但是由于由固定脉冲相位控制变换器CNV3进行直流电压控制，因此起到使电振荡衰减的阻尼作用，能够提供稳定的系统。

变换器CNV3是以一定的脉冲图形(例如，1脉冲、3脉冲、5脉冲、......等)动作的电压型自激式电力变换器，在使直流电压Vd成为恒定时，交流侧输出电压Vc的振幅值成为恒定。因此，通过调整对于第2交流电源SUP2的电压Vs(Vr、Vs、Vt)的变换器CNV3的交流侧输出电压Vc(Vcr、Vcs、Vct)的相位角，控制输入电流Is(Ir、Is、It)。其动作由于已经在图41～图45中说明过，因此省略。

图51是表示图50的装置的补偿电流控制单元CONT1的图，图52是表示变换器CNV3的控制电路CONT3的具体的结构的图。图中，ASW1～ASW4表示信号切换器，Fs(x)表示电力指令发生器，Ks表示比例元件，C1～C3、C6表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，M1、M2表示乘法器，AD1～AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)、Giq(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路，PHC表示相位控制电路。

施加到直流平滑电容器Cd上的电压Vd由固定脉冲相位控制变换器CNV3进行如下控制。以直流电压指令值Vd^＊＝恒定进行说明。由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流电压检测值Vd进行比较，把其偏置εv输入到电压控制补偿电路Gv(S)，通过进行比例或者积分放大，求从第2交流电源SUP2供给的有效电流指令值Iq^＊。另外，检测来自第2交流电源SUP2的三相输入电流Ir、Is、It，通过把它们进行坐标变换(三相/dq变换)，分为有效电流Iq和无效电流Id。

由比较器C6把有效电流指令值Iq^＊与有效电流检测值Iq进行比较，把其偏差εq输入到后面的电流控制补偿电路Giq(S)，通过进行比例或者积分放大，求控制相位信号

。

在相位控制电路PHC中，输入与第2交流电源SUP2的三相电压Vr、Vs、Vt同步的相位基准信号θr、θs、θt，与控制相位信号

进行比较，生成变换器CNV3的选通信号。变换器的交流电压Vcr、Vcs、Vct对于电源电压Vr、Vs、Vt，仅错开控制相位角

，控制输入电流Ir、Is、It的有效成分Iq。在Iq^＊>Iq的情况下，控制相位信号

(滞后)增加，增加输入电流Ir、Is、It的有效成分Iq。反之，在Iq^＊<Iq的情况下，控制相位信号

(滞后)成为负的值，减少输入信号Ir、Is、It的有效成分Iq。由此，控制成Iq^＊＝Iq。在Vd^＊>Vd的情况下，偏差εv成为正的值，用电压控制补偿电路Gv(S)把其放大，增加有效电流指令值Iq^＊。由此，从第2交流电源SUP2供给功率Ps2，使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd增加，控制成Vd^＊＝Vd。反之，在Vd^＊<Vd的情况下，偏差εv成为负的值，使有效电流指令值Iq^＊成为负的值。由此，向第2交流电源SUP2再生功率Ps2，使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd减少，也控制成Vd^＊＝Vd。

另一方面，当把信号切换器ASW1～ASW4全部连接到b一侧时，如以下那样控制从第1交流电源SUP1(三相-60Hz)供给的功率Ps1。

电力指令发生器Fs(x)依照负载功率PL的时间平均值PL(av)，提供从第1交流电源SUP1供给的功率Ps1的指令值Ps1^＊，通过乘以比例常数Ks，作为斯科特接线变压器TR1的M座、T座绕组电流IMs、ITs的波峰值指令Ism^＊。

由乘法器M1把输入电流波峰值指令Ism^＊和与斯科特接线变压器TR1的M座电压VM同步的单位正弦波sinωt相乘，输出M座输入电流指令IMs^＊＝Ism^＊×sinωt。由乘法器M2把输入电流波峰值指令Ism^＊和与斯科特接线变压器TR1的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt相乘，输出T座输入电流指令ITs^＊＝Ism^＊×cosωt。

由加减法器AD1，从M座负载电流IML的检测值减去M座输入电流指令值IMs^＊，求M座补偿电流指令值IMc^＊＝IML-IMs^＊。同样，由加减法器AD3，从T座负载电流ITL的检测值减去上述T座输入电流指令值ITs^＊，求T座补偿电流指令值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。其中，ITL＝0。由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。当然，在单相变压器TRm的漏电感小的情况下，有时也在该变压器TRm的一次或者二次绕组上串联插入交流电抗器Lsmo。在IMc^＊>IMc的情况下，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc的情况下，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。

其结果，从斯科特接线变压器TR1供给的M座输入电流IMs被控制成：

IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-(IML-IMs^＊)＝IMs^＊。该输入电流IMs成为与M座电压VM同相(功率因数＝1)的正弦波电流。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到上述电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。

输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。在ITc^＊>ITc的情况下，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc的情况下，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。

其结果，从斯科特接线变压器TR1供给的T座输入电流ITs被控制成：

ITs＝ITL-ITc＝ITL-ITc^＊＝ITL-(ITL-ITs^＊)＝ITs^＊。

该输入电流ITs成为与T座电压VT同相(功率因数＝1)的正弦波电流。其中，T座负载电流成为ITL＝0。

斯科特接线变压器TR1的M座、T座的电流IMs和ITs成为相同的振幅值Ism^＊，相位错开了90°的二相平衡电流。其结果，从第1三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流。其结果，不仅能够减少斯科特接线变压器TR1的容量，还能够减少第1交流电源SUP1的设备或者M/G装置的容量。

考虑在图50的装置中，由于某些原因，第1交流电源SUP1(三相-60Hz)发生故障，不能够馈电的情况。这种情况下，暂时停止装置的运行，释放连接到斯科特接线变压器TR1的M座绕组以及T座绕祖上的开关SWm、SWt。然后，投入开关SW2，把第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子连接到单相交流馈电线Fa。即，对于单相交流馈电线Fa，并联连接第1电压型自激式电力变换器CNV1以及第2电压型自激式电力变换器CNV2。

这里，由图51的控制电路把信号切换器ASW1～ASW4全部切换到a一侧，再次开始运行。通过把信号切换器ASW1连接到a一侧，使从第1交流电源SUP1馈电的有效功率的指令值Ps1^＊＝0。因此成为IMs^＊＝0，ITs^＊＝0。另外，通过把信号切换器ASW2和ASW3连接到a一侧，分别向加减法器AD1以及AD3各输入负载电流IML的1/2。从而，从第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2供给的补偿电流指令值IMc^＊、ITc^＊分别以IMc^＊＝IML/2-IMs^＊＝IML/2和ITc^＊＝IML/2-ITs^＊＝IML/2提供。进而，通过把信号切换器ASW4连接到a一侧，把与M座电压VM(单相交流馈电Fa的电压)成比例的补偿信号EM^＊输入到加减法器AD4。由此，第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2发生与补偿信号EM^＊成比例的电压VM，而且，控制成各分担负载电流IML的1/2。

这样，如果依据本实施方式，则在即使停止来自一个变电站的馈电，通过来自相邻变电站的馈电，确立单相交流馈电线Fa的电压VM的情况下，通过使用以其电压VM为基准的补偿信号EM^＊，能够实现单相拉通的交流馈电系统。另外，第3电压型自激式电力变换器(固定脉冲相位控制变换器)CNV3进行控制使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd与指令值Vd^＊＝恒定一致。即，成为从第2交流电源SUP2供给全部负载功率PL。这时，在单相交流馈电线Fa中，由于经过第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2供给功率，因此能够有效地灵活运用第2电压型自激式电力变换器CNV2，能够减轻第1电压型自激式电力变换器CNV1的负载。

第14实施方式

图53是本发明第14实施方式的电气化铁路交流馈电系统的框图。图中，SUP1表示第1交流电源，SUP2表示第2交流电源，TR1表示斯科特接线变压器，Fa表示单相交流馈电线，Load表示新干线电车负载，TRm、TRt表示单相变压器，CNV1、CNV2表示电压型自激式电力变换器，Cd表示直流平滑电容器，Lf、Cf表示构成LC滤波器的电抗器和电容器，TR2表示三相变压器，HB-CNV表示混合变换器，CONT1表示控制从电力变换器CNV1、CNV2输出的补偿电流IMc、ITc的补偿电流控制单元，CONT3表示混合变换器HB-CNV的控制电路。

补偿电流控制单元CONT1由有效功率指令发生电路Ps1-ref、补偿电流指令发生电路Ic-ref、补偿电流控制电路IMc-Cont、ITc-Cont以及脉宽调制控制电路PWM1、PWM2构成。另外，控制电路CONT3由直流电压控制电路Vd-Cont、有效电流控制电路Iq-Cont以及相位控制电路PHC构成。

斯科特接线变压器TR1把第1三相交流电源SUP1(三相-60Hz)的三相交流电压Vu、Vv、VW变换为二相交流电压VM、VT，该二相电压VM与VT具有90°的相位差。

M座输出连接到单相交流馈电线Fa，T座成为开路(无负载)。第1电压型自激式电力变换器CNV1的单相输出端子经过单相变压器TRm连接到斯科特接线变压器TR1的M座端子，第2电压型自激式电力变换器CNV2的单相输出端子经过单相变压器TRt连接到斯科特接线变压器TR1的T座端子。另外，在第2交流电源SUP2(三相-50Hz)上，经过三相变压器TR2连接混合变换器HB-CNV的交流端子，把该混合变换器HB-CNV的直流输出端子连接到上述直流平滑电容器Cd。

决定电抗器Lf和电容器Cf的值，使得并联连接在直流平滑电容器Cd上的LC滤波器(Lf、Cf)在交流馈电线的频率(60Hz)的2倍频率上谐振。通过用LC滤波器吸收伴随着以交流馈电线的频率(60Hz)的2倍变动的单相负载的功率变动部分ΔPL，抑制直流电压的变动ΔVd。

其结果，在本实施方式中，能够减小直流平滑电容器Cd的容量，而且，能够大幅度地降低直流电压的变动ΔVd。虽然在负载急剧变化等过渡时担忧由LC滤波器产生的电振荡现象，但是由于用固定脉冲相位控制变换器CNV3进行直流电压控制，因此起到使电振荡衰减的阻尼作用，能够提供稳定的系统。另外，通过稳定直流电压Vd，还稳定由第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2进行的补偿电流控制或者混合变换器进行的控制，谋求提高控制性能。另外，电力变换器CNV1、CNV2或者混合变换器HB-CNV的耐压范围还能够降低与电压变动ΔVd减小的部分相当的量，能够提供更廉价的装置。

混合变换器HB-CNV是把电力用二极管整流器REC与电压型自激式电力变换器CNV组合起来的部件，通过调整以一定的脉冲图形(例如，1脉冲、3脉冲、5脉冲、......等)动作的变换器HB-CNV的交流侧输出电压Vc(Vcr、Vcs、Vct)的对于第2交流电源SUP2的电压Vs(Vr、Vs、Vt)的相位角

，控制输入电流Is(Ir、Is、It)的有效成分Iq，其结果，控制施加到直流平滑电容器Cd上的电压Vd。

在本实施方式的装置中，通过动力运行·再生运行，直流电压Vd＝Vd^＊能够由混合变换器HB-CNV控制成几乎恒定，由于不需要采用电压调整，能够相应地提高第1以及第2自激式电力变换器CNV1、CNV2的电压利用率。

图54是表示图53的装置的混合变换器HB-CNV的具体的主电路结构及其控制电路CONT3的图。第2交流电源SUP2、三相变压器TR2以及直流平滑电容器Cd与图53重复描绘。图中，REC是电力用二极管整流器，由电力用二极管PD1～PD6构成。另外，CNV是电压型自激式电力变换器，由自消弧元件S1～S6和高速二极管D1～D6构成。La是交流电抗器，起到抑制伴随着自消弧元件S1～S6的开关动作，在电力用二极管PD1～PD6中流过的恢复电流的作用。另外，作为控制电路CONT3，准备比较器C1、C6，电压控制补偿电路Gv(S)，电流控制补偿电路Giq(S)，坐标变换器Z，同步相位信号发生器PLL，相位控制电路PHC。

施加到直流平滑电容器Cd上的电压Vd由混合变换器HB-CNV进行如下控制。以直流电压指令值Vd^＊＝恒定进行说明。由比较器C1把直流电压指令值Vd^＊与直流电压检测值Vd进行比较，把其偏差εv输入到电压控制补偿电路Gv(S)，通过进行比例或者积分放大，求从第2交流电源SUP2供给的有效电流指令值Iq^＊。另外，检测来自第2交流电源SUP2的三相输入电流Ir、Is、It，通过把它们进行坐标变换(三相/dq变换)，分为有效电流Iq和无效电流Id。由比较器C6把有效电流指令值Iq^＊与有效电流检测值Iq进行比较，把其偏差εq输入到后面的电流控制补偿电路Giq(S)，通过进行比例或者积分放大，求控制相位信号

在相位控制电路PHC中，输入与第2交流电源SUP2的三相电压Vr、Vs、Vt同步的相位基准信号θr、θs、θt，与控制相位信号进行比较，生成混合变换器HB-CNV的选通信号。混合变换器HB-CNV的交流电压Vcr、Vcs、Vct如上所述，对于电源电压Vr、Vs、Vt，错开相位角

能够控制输入电流Ir、Is、It的有效成分Iq。在Iq^＊>Iq的情况下，控制相位信号

(滞后)增加，增加输入电流Ir、Is、It的有效成分Iq。相反地，在Iq^＊<Iq的情况下，控制相位信号

(滞后)成为负的值，减少输入信号Ir、Is、IT的有效成分Iq。由此，控制成Iq^＊＝Iq。另外，在成为Vd^＊>Vd的情况下，偏差εv成为正的值，用电压控制补偿电路Gv(S)将其放大，增加有效电流指令值Iq^＊。由此，从第2交流电源SUP2供给功率Ps2，使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd增加，控制成使得Vd^＊＝Vd。反之，在成为Vd^＊<Vd的情况下，偏差εv成为负的值，使有效电流指令值Iq^＊成为负的值。由此，向第2交流电源SUP2再生功率Ps2，使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd减少，也控制成Vd^＊＝Vd。

以下，说明本实施方式的装置中混合变换器HB-CNV的动作。图55是表示用于说明混合变换器HB-CNV的动作的一相部分的主电路结构的图。图中，PD1、PD4表示电力用二极管，S1、S4表示自消弧元件，D1、D4表示高速二极管，La表示交流电抗器，Vd表示直流平滑电容器Cd上的直流施加电压。输入电流Is是交流，说明假定沿着图中的箭头方向流动的情况。

在模式(i)之前，经过电力用二极管PD1流过电流Is。在模式(i)中，如果自消弧元件S4接通，则输入电流Is经过交流电抗器La，在自消弧元件S4中流过。这时，在电力用二极管PD1中，从直流电压Vd沿着PD1→交流电抗器La→自消弧元件S4的路径流过恢复电流。抑制该恢复电流的(di/dt)的是交流电抗器La。如果没有该交流电抗器La，则在电力用二极管PD1或者自消弧元件S4中流过过大的恢复电流，将引起损失增大或者元件破坏。

接着，在模式(ii)中，如果断开自消弧元件S4，接通S1，则交流电抗器La的电流Ia不是立即成为0，而是经过高速二极管D1流动。在接着的模式(iii)中，高速二极管D1的电流逐渐衰减，电流向电力用二极管PD1移动。即，一般，由于与电力用二极管PD1的正向压降VFa相比较，高速二极管D1的正向压降VFb大，因此根据其差电压(Vb-Va)，交流电抗器La的电流衰减，输入电流Is从高速二极管D向电力用二极管PD1移动。最终，如模式(iv)那样，输入电流Is成为经过电力用二极管PD1流动。交流电抗器La还起到抑制下支路的电力用二极管PD4的恢复电流的作用。

图56表示动力运行时的混合变换器HB-CNV的动作波形例，表示一相部分(R相)。混过变换器HB-CNV是把三相桥形接线的电力二极管整流器REC与电压型自激式电力变换器CNV组合起来的部件，作为R相部分，考虑电力用二极管PD1、PD4，自消弧元件S1、S4以及与该自消弧元件S1、S4的每一个反向并联连接的高速二极管D1、D4。

变换器HB-CNV的交流电压Vcr对于电源电压Vr滞后相位角

。在使电压Vr与Vcr的基波振幅值相同时，输入电流Ir比电源电压Vr延迟

/2的电流。这里，为了使说明简单，省略电流Ir的高次谐波成分，采用正弦波电流。当电流Ir>0时，如果接通自消弧元件S4(元件S1断开)，则交流输出电压成为Vcr＝-Vd/2，在下支路自消弧元件S4中流过电流IS4。当电流Ir>0时，在ωt＝0下，如果断开自消弧元件S4，接通元件S1，则交流输出电压成为Vcr＝+Vd/2，成为IS4＝0。电流Ir首先通过上支路的高速二极管D1，流过ID1，如上所述，由于高速二极管D1的正向压降Vb大于电力用二极管PD1的正向压降Va，因此交流电抗器La的电流Ia逐渐衰减，转向流入电力用二极管PD1。即，ID1衰减，IPD1增加，最终成为IPD1＝Ir。直到电流Ir反相为止，流过IPD1＝Ir。而且，如果电流成为Ir<0，则由于元件S1接通，因此在元件S1中流过电流IS1。

在相位角ωt＝π下，如果断开自消弧元件S1，接通元件S4，则电压Vcr再次成为Vcr＝-Vd/2，IS1＝0，首先，电流ID4在下支路的高速二极管D4中流动。由于高速二极管D4的正向压降Vb大于电力用二极管PD4的正向压降Va，因此交流电抗器La的电流Ia逐渐衰减，转向流入电力用二极管PD4。即，ID4衰减，IPD4增加，最终成为IPD4＝Ir。直到电流Ir再次反相为止，流过IPD4＝Ir。

自消弧元件S1以及S4的切断电流Imax如果把输入电流Ir的波峰值记为Im，则成为

例如，如果取控制相位角

则成为Imax＝0.174×Im。即，在输入电流Ir的零交叉附近进行自消弧元件S1、S4的开关(接通/断开动作)动作，自消弧元件S1、S4的最大切断电流Imax相对于电流波峰值Im能够抑制为充分小。其结果，在本实施方式中，能够使用变流器的容量小的元件，能够提供经济的变换器。另外，能够减少开关损失，谋求降低冷却设备容量。进而，混合变换器HB-CNV的交流电压Vcr为矩形波电压，其基波成分的波峰值Vcm成为：

Vcm＝(4/π)×(Vd/2)＝1.273×(Vd/2)

能够得到大于等于直流电压(Vd/2)的值。即，与通常的PWM控制变换器相比较，电压利用率高，在用相同耐压的自消弧元件构成的情况下，具有能够发生更大的输出的优点。S相、T相也同样地被控制。

如上所述，在构成本实施方式的装置的混合变换器HB-CNV中，动力运行时的输入电流Ir、Is、It的大部分通过电力用二极管PD1～PD6流动，抑制在自消弧元件S1～S6或者高速二极管D1～D6中流过的电流。因此，在动力运行负载功率大于再生功率的电气化铁路系统中，能够进行高效率的运行，另外，如果与以往的PWM变换器相比较，则具有能够提供更经济的系统的优点。

图57是图53的装置的混合变换器HB-CNV的控制电路CONT3的其它的框图。图中，C1表示比较器，Gv(S)表示电压控制补偿电路，PHC表示相位控制电路。

检测施加到直流平滑电容器Cd上的电压Vd。由比较器C1，把电压指令值Vd^＊与电压检测值Vd进行比较，求偏差εv＝Vd^＊-Vd。由后面的电压控制补偿电路Gv(S)把该偏差εv进行比例或者积分放大，作为相位控制指令

，输入到相位控制电路PHC。即，从直流电压控制电路Gv(S)直接向相位控制电路PHC传送相位控制信号。在Vd^＊>Vd的情况下，偏差εv成为正，使控制相位角指令

增加。该控制相位角指令

决定对于第2交流电源SUP2的电压Vs的变换器CNV3的交流电压Vc的延迟相位角

，通过使

增加，输入电流Is增加。其结果，从电源SUP2供给的有效功率Ps2增加，使直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd上升，控制成Vd^＊＝Vd。

反之，在Vd^＊<Vd的情况下，偏差εv为负，控制相位角指令

减少或者成为负的值(超前相位)。如果成为<0，则输入电流Is的矢量的朝向反相，在交流电源SUP2中再生有效功率Ps2。其结果，直流平滑电容器Cd上的施加电压Vd下降，也控制成Vd^＊＝Vd。如上所述，能够省略输入电流控制电路(局部回路)，能够谋求简化控制电路。

图58表示图53的装置的第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2的补偿电流控制单元CONT1的具体结构。图中，Fs(x)表示电力指令发生器，Ks表示比例元件，C2、C3表示比较器，M1、M2表示乘法器，AD1～AD4表示加减法器，Gi1(S)、Gi2(S)表示电流控制补偿电路，PWM1、PWM2表示脉宽调制控制电路。

如以下那样控制从第1交流电源SUP1(三相-60Hz)供给的功率Ps1。电力指令发生器Fs(x)依照负载功率PL的时间平均值PL(av)，提供从第1交流电源SUP1供给的功率Ps1的指令值Ps1^＊，通过乘以比例常数Ks，作为斯科特接线变压器TR1的M座、T座绕组电流IMs、ITs的波峰值指令Ism^＊。

由乘法器M1把输入电流波峰值指令Ism^＊和与斯科特接线变压器TR1的M座电压VM同步的单位正弦波sinωt相乘，输出M座输入电流指令IMs^＊＝Ism^＊×sinωt。由乘法器M2把输入电流波峰值指令Ism^＊和与斯科特接线变压器TR1的T座电压VT同步的单位正弦波cosωt相乘，输出T座输入电流指令ITs^＊＝Ism^＊×cosωt。由加减法器AD1，从M座负载电流IML的检测值减去M座输入电流指令值IMs^＊，求M座补偿电流指令值IMc^＊＝IML-IMs^＊。同样，由加减法器AD3，从T座负载电流ITL的检测值减去T座输入电流指令值ITs^＊，求T座补偿电流指令值ITc^＊＝ITL-ITs^＊。其中，ITL＝0。

由比较器C2把M座补偿电流检测值IMc与补偿电流指令值IMc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi1(S)把其偏差εm＝IMc^＊-IMc进行放大，输入到加减法器AD2。在加减法器AD2中，把与M座电压VM成比例的补偿信号EM^＊加入到电流控制补偿电路Gi1(S)的输出信号上，把其信号em^＊输入到变换器CNV1的脉宽调制控制电路PWM1。第1电压型自激式电力变换器CNV1发生与该输入信号em^＊成比例的电压VMc。

输出电压VMc与M座电源电压VM的差(VMc-VM)施加到单相变压器TRm的漏电感Lsm上，流过补偿电流IMc。当然，在单相变压器TRm的漏电感小的情况下，有时也在该变压器TRm的一次或者二次绕组上串联插入电抗器Lsmo。

在IMc^＊>IMc的情况下，偏差εm为正，进行控制使信号em^＊增加，增加补偿电流IMc，使IMc^＊＝IMc。反之，在IMc^＊<IMc的情况下，偏差εm为负，进行控制使信号em^＊减少，减少补偿电流IMc，也使IMc^＊＝IMc。其结果，从斯科特接线变压器TR1供给的M座输入电流IMs被控制成：

IMs＝IML-IMc＝IML-IMc^＊＝IML-(IML-IMs^＊)＝IMs^＊。该输入电流IMs成为与M座电压VM同相(功率因数＝1)的正弦波电流。

同样，由比较器C3把T座补偿电流检测值ITc与补偿电流指令值ITc^＊进行比较，由后面的电流控制补偿电路Gi2(S)把其偏差εt＝ITc^＊-ITc进行放大，输入到加减法器AD4。在加减法器AD4中，把与T座电压VT成比例的补偿信号ET^＊加入到电流控制补偿电路Gi2(S)的输出信号上，把其信号et^＊输入到变换器CNV2的脉宽调制控制电路PWM2。第2电压型自激式电力变换器CNV2发生与该输入信号et^＊成比例的电压VTc。

输出电压VTc与T座电源电压VT的差(VTc-VT)施加到单相变压器TRt的漏电感Lst上，流过补偿电流ITc。在ITc^＊>ITc的情况下，偏差εt为正，进行控制使信号et^＊增加，增加补偿电流ITc，使ITc^＊＝ITc。反之，在ITc^＊<ITc的情况下，偏差εt为负，进行控制使信号et^＊减少，减少补偿电流ITc，也使ITc^＊＝ITc。其结果，从斯科特接线变压器TR1供给的T座输入电流ITs被控制成：

ITs＝ITL-ITc＝ITL-ITc^＊＝ITL-(ITL-ITs^＊)＝ITs^＊。

该输入电流ITs成为与T座电压VT同相(功率因数＝1)的正弦波电流。其中，T座负载电流成为ITL＝0。

斯科特接线变压器TR1的M座、T座的电流IMs和ITs成为相同的振幅值Ism^＊，相位错开了90°的二相平衡电流。其结果，从第1三相交流电源SUP1供给的电流也成为被三相平衡了的功率因数＝1的正弦波电流。其结果，不仅能够减少斯科特接线变压器TR1的容量，还能够减少第1交流电源SUP1的设备或者M/G装置的容量。

图59是表示图58的电力指令发生器Fs(x)的特性例，对于负载功率PL(av)，如以下那样提供来自第1交流电源SUP1的功率指令值Ps1^＊。

Ps1^＊＝k×PL(av)(式中，k＝0～1)

例如，在取k＝0.5时，从第1交流电源SUP1供给负载功率PL(av)的一半，从第2交流电源SUP2供给剩下的一半。即，从第2交流电源SUP2经过混变换器HB-CNV供给(或者再生)的功率Ps2成为

Ps2＝Phb＝PL(av)-Ps1^＊＝(1-k)·Ps1^＊

通过改变系数k，能够调整从第1交流电源SUP1供给(或者再生)的功率Ps1和从第2交流电源SUP2供给(或者再生)的功率Ps2的分配。

图60是表示图58的电力指令发生器Fs(x)的其它特性例的图，对于负载功率PL(av)，如以下那样提供来自第1交流电源SUP1的功率指令值Ps1^＊。即，在采用设定值PLo时，在-PLo<PL(av)<+PLo的范围内，使Ps1^＊＝PL(av)，从第1交流电源SUP1供给或者再生全部负载功率PL。在PL(av)<-PLo下，使Ps1^＊＝-PLo＝恒定，另外，在PL(av)>+PLo下，使Ps^＊＝+PLo＝恒定。

即，在再生运行下，在PL(av)<-PLo的情况下，使在第1交流电源SUP1中再生的功率成为Ps1＝-PLo＝恒定，该范围以外的再生功率(PL(av)-PLo)经过混合变换器HB-CNV，在第2交流电源SUP2中再生。另外，在动力运行下，在PL(av)>+PLo的情况下，使从第1交流电源SUP1供给的功率成为Ps1＝+PLo＝恒定，该范围以外的供给功率(PL(av)-PLo)经过混合变换器HB-CNV，从第2交流电源SUP2供给。

由此，如果依据本实施方式，则能够不增加已经存在的设备(M/G装置或者斯特接线变压器等)的容量，而增加向电车负载的供给功率或者再生功率的容量，能够提供经济的电气化铁路交流馈电系统。

图61是图53的装置的动力运行时的M座、T座的电压·电流矢量图。T座负载电流ITL＝0，M座负载电流IML成为对于电压VM滞后若干相位θ。负载功率是PL＝VM×IML×cosθ，与来自第1交流电源SUP1的供给功率Ps1以及来自第2交流电源SUP2的供给功率Ps2的和Pso＝Ps1+Ps2相等。

从第1交流电源SUP1经过斯科特接线变压器TR1供给的电流IMs以及ITs被控制成分别与M座电压VM以及T座电压VT同相的正弦波，输入电流Ps1成为：

Ps1＝IMs×VM+ITs×VT

另外，从第1以及第2电压型自激式电力变换器CNV1、CNV2供给的补偿电流IMc以及ITc分别成为：

IMc＝IML-IMs

ITc＝ITL-ITs＝-ITs

在M座补偿电流IMc中，包括从第2交流电源SUP2经过混合变换器HB-CNV供给的有效功率Ps2和负载的无效功率QL，从第1交流电源SUP1供给有效功率Ps1＝PL-Ps2。

M座的有效功率PMs＝IMs×VM与T座的有效功率PTs＝ITs×VT相等，成为从斯科特接线变压器TR1的M座绕组供给有效功率Ps1的一半，从T座绕组供给剩下的一半。

从T座绕组供给的功率PTs＝Ps1/2由第2电压型自激式电力变换器CNV2再生，供给到直流平滑电容器Cd。即，成为ITc＝-ITs。进而，其功率Ps1/2经过第1电压型自激式电力变换器CNV1供给到单相交流馈电线Fa。这时，包括从第2交流电源SUP2经过混合变换器HB-CNV供给的功率Ps2和负载的无效功率QL＝VM×ILM×sinθ在内，从第1电压型自激式电力变换器CNV1供给，成为从斯科特接线变压器TR1的M座绕组只供给有效功率PMs＝IMs×VM＝Ps1/2。

在本实施方式中，通过使第1电压型自激式电力变换器CNV1的输出容量大于第2电压型自激式电力变换器CNV2的输出容量，能够加大从第2交流电源SUP2供给的功率Ps2，能够相应地减小从第1交流电源SUP1供给的功率Ps1。换言之，能够谋求减少已经存在的M/G装置(频率变换器)或者斯科特接线变压器等的设备容量。

Claims (2)

1.一种电气化铁路交流馈电系统，该电气化铁路交流馈电系统遍及多个变电站，拉通单相交流馈电线，所述电气化铁路交流馈电系统的特征在于：

上述多个变电站中的至少一个变电站具备：

变压器，把三相交流电压变压成二相交流电压，在该二相输出端子中，仅把一相输出端子连接到上述单相交流馈电线上；

第1电力变换器，在上述变压器的二相输出端子的一方的一相上连接交流输出端子，把交流电力变换成直流电力；

第2电力变换器，在上述变压器的二相输出端子的另一方的一相上连接交流输出端子，把交流电力变换成直流电力；以及

补偿电流控制单元，对用上述第1以及第2电力变换器补偿由上述变压器的负载等产生的不平衡电流而使之成为平衡电流的补偿电流进行控制，

上述补偿电流控制单元检测负载电流，进行控制以便从上述第1电力变换器输出与该负载电流成比例的补偿电流，而且，控制从上述第2电力变换器输出的补偿电流，使施加到上述第1以及第2电力变换器的共同直流端子上的电压与指令值一致。

2.一种电气化铁路交流馈电系统，该电气化铁路交流馈电系统遍及多个变电站，拉通单相交流馈电线，所述电气化铁路交流馈电系统的特征在于：

上述多个变电站中的至少一个变电站具备：

变压器，把三相交流电压变压成二相交流电压，在该二相输出端子中，仅把一相输出端子连接到上述单相交流馈电线上；

第1电力变换器，在上述变压器的二相输出端子的一方的一相上连接交流输出端子，把交流电力变换成直流电力；

第2电力变换器，在上述变压器的二相输出端子的另一方的一相上连接交流输出端子，把交流电力变换成直流电力；以及

补偿电流控制单元，对用上述第1以及第2电力变换器补偿由上述变压器的负载等产生的不平衡电流而使之成为平衡电流的补偿电流进行控制，

上述补偿电流控制单元求出负载有效功率的时间平均，依照该负载功率平均值，控制从上述第1电力变换器输出的补偿电流，而且，控制从上述第2电力变换器输出的补偿电流，使施加到上述第1以及第2电力变换器的共同直流端子上的电压与指令值一致。

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