CN101483951A - 发光二极管驱动器和驱动发光二极管的方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种LED驱动器和驱动LED的方法，该LED驱动器包括：电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；第一开关，其串联在电感器的另一端和负载之间；第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；和控制模块，当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，所述控制模块互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式，而当输入电压大于所述输出电压时，所述控制模块关断第二开关并且调整第一开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。所述LED驱动器和驱动方法能够自适应地改变操作模式，从而有效地驱动LED。而且，上述LED驱动器在保持高效率的同时具有较低的成本和较小的尺寸。

Description

发光二极管驱动器和驱动发光二极管的方法

技术领域

本发明涉及一种发光二极管(LED)驱动器和用于驱动LED的方法。

背景技术

作为照明光源，白光发光二极管(LED)已经被广泛应用于多个领域，包括闪光灯、液晶显示器(LCD)背光源、汽车头灯、建筑照明等等。与传统光源(例如白炽灯、荧光灯、金属卤素灯等等)相比，白光LED主要有以下优势：效率高；方向性好、颜色稳定性好；可靠性高、寿命长；尺寸小；环境安全性好。白光LED的另一个优势是工作电压低，根据电流水平和不同的制造商，单节白光LED的工作电压范围为2.7V到4.5V。

很多白光LED的应用，比如闪光灯、移动电话、膝上型计算机以及其它便携设备都需要电池作为电源。典型的电池种类包括：锂离子电池、锂聚合物电池、碱性电池(干电池)、镍氢电池等等。因此，便携设备的输入电压通常介于1.8v和4.5v之间。由于这个电压范围与单节白光LED的工作电压范围互相重叠，因此，用于驱动LED的LED驱动器需要根据其输入电压(即，电池电压)和驱动LED正常工作所需的输出电压(即，LED的工作电压)之间的关系来选择适当的操作模式。例如，如果分别使用电压为2V的电池和电压为4V的电池来给工作电压为3V的LED供电，则LED驱动器应当分别工作于升压模式和降压模式。如果用电压为3V的电池分别给工作电压为2.7V的LED和工作电压为4V的LED供电，则LED驱动器应当分别工作于降压模式和升压模式。在更典型的场景中，当使用电池作为电源通过LED驱动器来驱动LED时，由于电池电压往往随着其使用时间而降低，LED驱动器的输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压之间的关系也可能发生变化，例如，从输入电压大于驱动LED正常工作所需的输出电压变为输入电压小于该输出电压。因此，LED驱动器的操作模式也应当相应地变化以有效地驱动LED。

LED驱动器本质上是电流调节器，并且可被分成两类：线性调节器(转换器)和开关模式调节器(转换器)。线性调节器不需要磁性元件(电感器和变压器)，但效率较低。另一方面，开关模式调节器通常可以达到更高的效率，但是需要磁性元件，并有电流纹波以及电磁噪声。此外，线性调节器只能从高输入电压产生低输出电压，而开关模式调节器可以根据其类型降低输入电压(降压(Buck)转换器)、升高输入电压(升压(Boost)转换器)或者反极性(negate)输入电压(Buck-Boost转换器)。然而，上述简单调节器只能工作在单一的操作模式下。如果想要根据输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压之间的关系而改变其操作模式从而满足LED驱动的要求，则需要使用更复杂或者更智能的驱动结构。比如，使用变压器(例如反激和正激转换器)可以使输出电压独立于输入电源，但是变压器的使用明显增加了系统的复杂性、成本和尺寸。

表1列出了可用于驱动LED的传统技术及其缺点。

 

驱动类型	缺点
		基于变压器的调节器(反激、正激、半桥、全桥等)	变压器尺寸大、成本高
Cuk和SEPIC转换器(单端初级电感器转换器)	耦合电感器尺寸大、成本高；效率低于降压或升压转换器
		开关电容器转换器(即，电荷泵)	在输出电流大(例如>100mA)时效率低
4开关Buck-Boost转换器	电路复杂，实现成本高

应当注意，表1所列的4开关Buck-Boost转换器与上述能够使输入电压改变极性的Buck-Boost转换器有本质不同。下面对4开关Buck-Boost转换器进行简要描述。

图1是传统的4开关Buck-Boost转换器的示意电路图。如图1所示，4开关Buck-Boost转换器包括电感器L以及4个开关S11-S44。该转换器的输入端和输出端分别连接到电源和LED(在图1中作为负载而被示出)。当输入电压V_in大于输出电压V_out时，该转换器工作在降压模式下，在该模式下，S33持续关断而S44持续导通，S11和S22互补地切换开关。当V_in小于V_out时，该转换器工作在升压模式下，在该模式下，S11持续导通而S22持续关断，S33和S44互补地切换开关(参见非专利参考文献1和2)。由于在任一工作模式下，总有一个开关(S22或S33)处于关断状态，因此该电路的开关利用率较低。而且，开关S22和S33都需要按满载电流设计，因此4开关Buck-Boost转换器的实现成本相当高。当然，图1所示的电路也能够工作在全桥模式下，在该模式下，S11和S33被同时导通或关断，S22和S44也被同时接通或关断。此时，开关利用率较高，但效率较低。此外，4开关Buck-Boost转换器的功率电路和反馈环路的设计比简单的降压和升压转换器复杂得多，需要使用多个组件和参数来同时满足降压转换器和升压转换器二者的要求，这常常导致系统性能不是最优的。

因此，需要一种改进的LED驱动器和驱动LED的方法。

非专利参考文献1：“LT1070 Design Manual”，Carl Nelson，LinearTechnology，Application Note 19，June 1986

非专利参考文献2：“LTC3449 Micropower Synchronous Buck-B oostDC/DC Converter”(data sheet of LTC3449)，Linear Technology

发明内容

考虑到以上问题而提出了本发明。本发明的一个目的是提供一种LED驱动器和驱动LED的方法，能够根据输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压之间关系的变化而自适应地改变操作模式，同时，所述LED驱动器能够以较低的成本和较小的尺寸实现，并且具有较高的转换效率。

根据本发明的一个方面，提供了一种LED驱动器，包括：电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；第一开关，其串联在电感器的另一端和负载之间；第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；和控制模块，当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，所述控制模块互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式，而当输入电压大于所述输出电压时，所述控制模块关断第二开关并且调整第一开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。

根据本发明的另一方面，提供了一种LED驱动器，包括：电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；第一开关和第三开关的串联电路，第一开关连接到电感器的另一端，第三开关连接到负载；第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；和控制模块，当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，所述控制模块使第三开关完全导通，并且互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式，而当输入电压大于所述输出电压时，所述控制模块使第二开关完全关断、第一开关完全导通、并且调节第三开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。

根据本发明的第三方面，提供了一种用于LED驱动器的驱动LED的方法，所述LED驱动器包括：电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；第一开关，其串联在电感器的另一端和负载之间；第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；和控制模块，所述方法包括：当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，所述控制模块互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式，以及当输入电压大于所述输出电压时，所述控制模块使第二开关完全关断并且调节第一开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于发光二极管LED驱动器的驱动LED的方法，所述LED驱动器包括：电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；第一开关和第三开关的串联电路，第一开关连接到电感器的另一端，第三开关连接到负载；第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；以及控制模块，所述方法包括：当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，由所述控制模块使第三开关完全导通，并且互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式；以及当输入电压大于所述输出电压时，由所述控制模块使第二开关完全关断、第一开关完全导通、并且调节第三开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。

根据本发明上述方面的LED驱动器和驱动LED的方法能够根据输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压之间关系的变化而自适应地调整LED驱动器的操作模式，从而有效地驱动LED。与现有技术的LED驱动器相比，根据本发明上述方面的LED驱动器在保持较高效率的同时具有较少的元件，从而具有较低的成本和较小的尺寸。

附图说明

通过结合附图对本发明的示例实施方式进行描述，本发明的其它目的、特征和优点将变得更加清楚，在附图中：

图1示出了传统的4开关Buck-Boost转换器的电路结构；

图2示出了根据本发明第一实施方式的LED驱动器的电路结构；

图3示出了利用MOS晶体管实现的根据本发明第一实施方式的LED驱动器的电路结构；

图4示出了根据本发明第二实施方式的LED驱动器的电路结构；

图5示出了根据本发明第三实施方式的LED驱动器的电路结构；

图6示出了根据本发明第四实施方式的LED驱动器的电路结构；

图7是施加到图6所示的比较器604的第二输入端的锯齿信号的示例波形图。

具体实施方式

下面，将结合附图来对本发明的示例实施方式进行详细描述。在附图中，相同或相似的参考标号自始至终表示相同或相似的元件。

图2示出了根据本发明第一实施方式的LED驱动器的电路结构。在图2所示的LED驱动器100中，功率电路的部分类似于同步升压转换器，但是在电路控制方式上进行了改进。

如图2所示，LED驱动器100包括电感器101、开关102和103以及控制模块104。电感器101一端连接到电源，例如电池，另一端连接到开关102。开关102的另一端连接到LED(在图中被示出为负载电阻)。开关103一端连接到电感器101和开关102之间的连接点，另一端接地。控制模块104连接到开关102和103的控制端，以控制开关102和103的导通和关断。图3示出了利用MOS晶体管实现的LED驱动器100的电路结构，其中，利用PMOS场效应晶体管来实现开关102，利用NMOS场效应晶体管来实现开关103，控制模块104连接到MOS开关102和103的栅极。在图3中，使用与图2相同的参考标号来表示相同的元件。需要指出的是：尽管在图3中分别利用PMOS晶体管和NMOS晶体管来实现开关102和103，但这不是限制性的，也可以分别使用NMOS晶体管、PMOS晶体管、双极型晶体管(BJT)、或结型场效应晶体管(JFET)中的任何一种来实现开关102和103，开关102和103各自的源极和漏极的连接位置也可以互换。

下面，参照图3来简要描述根据本发明第一实施方式的LED驱动器的工作原理。

当LED驱动器100的输入电压V_in(例如电池电压)小于驱动LED正常工作所需的输出电压V_out时，LED驱动器100作为常规的升压转换器而以升压模式工作。在该模式下，控制模块104将诸如矩形波的脉冲信号同时施加到MOS开关102和103栅极，从而利用该脉冲信号来互补地切换MOS开关102和103，即交替地导通和关断开关102和103，并且通过控制该电压信号的占空比来控制MOS开关102和103的导通时间，从而控制LED驱动器的输出电流，其中，该脉冲信号的占空比越大，NMOS开关103导通的时间就越长，PMOS开关102导通的时间就越短，LED驱动器的输出电压就越高，输出电流就越大。当PMOS开关102导通时，PMOS开关102处于可变电阻区；当PMOS开关102关断时，PMOS开关102处于截止区。

由于在升压模式下控制模块104通过控制脉冲信号的占空比来控制输出电压从而控制输出电流的方法与常规升压转换器或者处于升压模式下的传统4开关Buck-Boost转换器相同，因此，在这里为了简单起见而省略其详细描述。下面详述LED驱动器100在线性模式下的工作原理。

当输入电压V_in大于驱动LED正常工作所需的输出电压V_out时，控制模块104进行控制以使得NMOS开关103完全关断，并且调节PMOS开关102的栅极电压以使其处于恒流区。在恒流区中，PMOS开关102相当于压控电流源，因此可以通过减小(或增大)PMOS开关102的源栅电压来减小(或增大)其漏极电压，从而减小(或增大)输出电流。此时，该LED驱动器作为线性转换器而以线性模式工作。

控制模块104可以使用电压检测器(未示出)来检测输入电压，从而判断输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压的关系，也可以按照下文所述通过检测负载电流来判断输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压的关系(此时，控制模块应当包含测量负载电流的单元(未示出))。

与现有LED驱动器相比，根据本发明第一实施方式的LED驱动器不需要庞大且昂贵的变压器或者耦合电感器，它的转换效率也比开关电容器转换器、Cuk转换器和SEPIC转换器高得多。并且，与图1所示的4开关驱动器不同的是，根据本发明第一实施方式的LED驱动器只需要两个开关，从而节省了成本并且减小了电路尺寸。

与传统的4开关Buck-Boost转换器相比，根据本发明第一实施方式的LED驱动器可能具有效率较低的缺点，但下面的分析表明，这种效率差别其实很小。

先前已经提到，线性调节器的转换效率通常低于开关模式调节器，其上限为输出电压V_out与输入电压V_in之比：

$\mathrm{\η}\≤\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}---\left(1\right)$

因此，当输入电压远远高于输出电压时，线性调节器的转换效率非常低。另一方面，开关模式转换器的效率与输入电压和输出电压的比几乎无关。例如，降压转换器在输入电压和输出电压分别在5v和2v的应用中能够实现达到大约90％左右的效率，相比之下，线性调节器只能达到40％，差别非常大。

然而，式(1)还显示出：当输入电压接近输出电压时，线性调节器也能达到非常高的效率，这与白光LED的实际工作情况相当接近。白光LED的典型正向电压约为3.6V。当完全充满后，锂离子电池的典型端电压约为3.9V。在这种典型情况下，线性调节器的转换效率可以达到92％。当然，可能存在非典型情况。如先前所述，LED电压可能低至2.7V，而电池电压可能高达4.5V。此时的转换效率降低到仅60％。然而，从系统工作时间的角度衡量，这种低效率的情况并不代表最恶劣的工作情况。在电池电压最低和LED正向电压最高时，系统工作时间最低，而这恰恰是线性调节器效率最高的情况。此外，在大部分时间内，图2和图3所示的LED驱动器在升压模式下工作，这使得系统总效率对线性模式下的工作效率没有那么敏感。因此，在实际应用中，根据本发明第一实施方式的LED驱动器的效率仍然较高。

不过，图3所示的LED驱动器可能存在基体(body)连接的问题。由于PMOS开关102的源、漏电压的大小关系会随着输入、输出电压的变化而改变，开关102的基体连接也因此比较复杂。

为了解决该问题，提出了根据本发明第二实施方式的LED驱动器，如图4所示。图4所示的LED驱动器200包括电感器201、PMOS开关202和205、NMOS开关203以及控制模块204。电感器201、PMOS开关202和NMOS开关203与图3所示的电感器101、PMOS开关102和NMOS开关103相同。PMOS开关205连接在PMOS开关202和负载之间，其体二极管与PMOS开关202的体二极管串联连接但是极性相反。相应地，控制模块204通过控制施加到201、203和205栅极上的电压来控制它们的导通和关断。

下面，针对图4来简要描述根据本发明第二实施方式的LED驱动器的工作原理。

当LED驱动器200的输入电压V_in(例如电池电压)小于驱动LED正常工作所需的输出电压V_out时，LED驱动器200作为常规的升压转换器而以升压模式工作。在该模式下，控制模块204使PMOS开关205完全导通；此外，与LED驱动器100相似，控制模块204控制施加到MOS开关202和203栅极的诸如矩形波的脉冲信号来互补地切换MOS开关202和203，并且通过控制该信号的占空比来控制二者的导通时间以由此控制LED驱动器的输出电流，占空比越大，开关203导通的时间越长，开关202导通的时间越短，LED驱动器的输出电压越高，其输出电流就越大。此时，PMOS开关202被控制为要么处于截止区，要么处于可变电阻区。

当输入电压V_in大于驱动LED正常工作所需的输出电压V_out时，控制模块204使PMOS开关202完全导通。此外，与LED驱动器100相似，LED驱动器200使NMOS开关203完全关断，并且调节PMOS开关205以使其处于恒流区。在恒流区中，PMOS开关205相当于压控电流源，因此可以通过改变其栅源电压来改变LED驱动器的输出电压，从而改变输出电流。此时，LED驱动器200作为线性转换器而以线性模式工作。

控制模块204可以使用电压检测器(未示出)来检测输入电压，从而判断输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压的关系，也可以按照后面所述通过检测负载电流来判断输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压的关系(此时，控制模块应当包含测量负载电流的单元(未示出))。

由于PMOS开关202和205的体二极管极性相反，因此克服了PMOS基体连接的问题。

需要指出的是：图4所示的电路是示意性的，本领域技术人员可以对其做出各种修改而仍然在本发明的所提及的设计方式和理念的范围内，尽管所实现的效果可能存在差别。例如，可以将开关202和205的位置互换，也可以改变开关205位置使其直接与电感器201串联。此外，尽管在图4中分别使用NMOS晶体管和PMOS晶体管来实现开关202、203和205，但这不是限制性的，也可以分别使用NMOS晶体管、PMOS晶体管、双极型晶体管(BJT)、或结型场效应晶体管(JFET)中的任何一种来实现开关202、203和205，并且开关202、203和205各自的源极和漏极的连接位置也可以互换。

如上所述，为了有效地驱动LED，需要检测LED驱动器的输入电压以便使LED驱动器处于正确的操作模式。然而，如果如上所述在LED驱动器中直接添加电压检测器来检测输入电压，则这种电压检测器的直接实现不但需要额外的硬件，而且也可能会导致负载过流或欠流的情况。这主要是由输入端和负载之间的串联电阻(Rs)导致的。输电线路中的每个元件都含有寄生串联电阻。假设Rs是全部寄生串联电阻的总和，那么对于给定的输入电压，线性模式下的最大输出电压为

V_out≤V_in-I_load×R_s            (2)

其中，I_load为负载电流。可见，输入电压必须比LED正向电压高出某个余量电压(V_M)才能使线性调节器正常工作，该余量电压具体为I_load×R_s。注意：该余量电压不仅取决于负载电流，还取决于元件寄生电阻，而元件寄生电阻受到温度和制造工艺的影响。另外，受电源电阻本身的影响，电池电压也会随其电流的波动而变化。因此，在设计时预测精确的余量电压或者在运行时估计该余量电压难度非常大。

设置上述余量电压的更实际的方法是针对最坏的情况来设计。只要所设计的余量电压V_M在所有情况下都大于I_load×R_s就能保证线性模式正常工作，即

V_M≥max(I_load×R_s)            (3)

相应地，升压模式也存在类似的问题。

由于V_M是所有寄生电压的最大值，对于实际寄生电压压降小于V_M的每种情况，存在满足以下不等式的输入电压范围：

V_LED+V_M>V_in>V_LED+I_load×R_S

根据上面的不等式，由于输入电压低于所设计的阈值时，LED驱动器将工作在升压模式下。此时升压转换器的最低输出电压为：

V_out≥V_in-I_load×R_s       (4)

因此，结合上面两个不等式：

V_out>V_LED

亦即：出现输出电压过压的情况。

与二极管相似，LED的电流随着其正向电压的提高而成指数提高。即，很小的过压都会导致很大的电流过载，这不仅增加功耗，而且会降低LED的可靠性，在极端情况下，还会导致系统出现热失效。

反之，如果V_M设置得比公式(3)中的V_M低，则可以减少升压模式下的负载过电流，但是在线性模式下又会出现输出电流不足的情况。而即使在V_M的设计中加入延迟也不会有助于解决上述问题。

除了可能出现负载电流失准的情况外，直接检测电压的方法还有系统成本方面的问题。LED驱动器需要根据输入电压的检测值与驱动LED正常工作所需的输出电压之间的关系选择适当的操作模式。而这两种操作模式必须以互相兼容的方式并存，不能彼此干扰，否则会出现系统振荡。这大大增加了系统实现的复杂性。

本发明人注意到以下事实。LED驱动器的最终目的是要调节输出电流(负载电流)，负载电流是输入电压和输出电压之间的电压差的间接但更可靠的指示标志。以图4为例。假设LED驱动器处于线性模式。如果负载电流值小于预设的基准电流值I_ref，而且如果PMOS开关205已经完全导通(即其栅极电压已经减小至0)，那么在线性模式下通过继续减小PMOS开关205的栅源电压来增大负载电流已经变得不可能。这同时意味着输入电压一定没有高到足以驱动负载(LED)的程度。因此，LED驱动器应当由线性模式转到升压模式，使得输出电流能够继续增大直到基准电流值。另一方面，假设LED驱动器处于升压模式。如果负载电流值大于所述基准电流值，并且PMOS开关202已经完全导通，则不可能在升压模式下通过进一步增大PMOS开关202的导通时间来减小负载电流，即，输入电压一定是过高的，因此，LED驱动器应当从升压模式转到线性模式。基于这一事实，提出了根据本发明第三实施方式和第四实施方式的LED驱动器。

下面，将参照图5来描述根据本发明第三实施方式的LED驱动器300。在图5中，利用与图4相同的参考标号来表示与图4中的元件相同的元件，并且省略对相同元件的描述。除了这些相同元件以外，LED驱动器300还包括电流检测单元501、比较器502和控制逻辑503。检测单元501通过电流传感器(该电流传感器可以利用例如电流变压器、电阻器、MOS导通电阻或其它技术来实现，在图中统一以椭圆形示出)检测负载电流的值，并且将所检测的负载电流值I_load输出到比较器502的第一输入端。比较器502的第二端为基准电流值I_ref。比较器502将比较结果输出到控制逻辑503。控制逻辑503连接到MOS开关202、203和205的栅极。它根据比较器502的比较结果以及MOS开关202和205的状态(可由其栅源电压来确定)将控制信号输出到202、203和205的栅极，从而设置LED驱动器的操作模式并且控制LED驱动器的输出电流。表1给出了控制逻辑503用来确定LED驱动器的操作模式的真值表。

表1

下面将结合该真值表来描述根据本发明第三实施方式的LED驱动器300的控制方法。

如上所述，当LED驱动器驱动LED时，由于电池电压的变化，LED驱动器输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压之间的关系可能改变。控制逻辑503使用LED驱动器的输出电流(负载电流)作为输入电压和驱动LED正常工作所需的输出电压之间关系的指示标志，根据所检测的负载电流值与基准电流值的关系来控制LED驱动器的工作模式。

假设LED驱动器300处于线性模式，控制逻辑503令PMOS开关202完全导通、NMOS开关203完全关断。在这种情况下：

(1)如果所检测的负载电流值I_load等于基准电流值I_ref，则控制逻辑503保持施加到MOS开关202、203和205栅极的电压不变，从而使LED驱动器保持当前状态不变。具体地，如同针对图4的控制模块204描述的那样，控制逻辑503保持开关202完全导通、开关203完全关断，并且控制开关205使其工作于恒流区。

(2)如果I_load大于I_ref，驱动器需要减小负载电流。由于在线性模式下PMOS开关205处于恒流区，因此，可以通过增大PMOS开关205的栅极电压，即减小其栅源电压的绝对值(PMOS晶体管的栅源电压为负值)，来减小PMOS开关205的漏极电流(亦即负载电流)。在这种情况下，只需要在线性模式下增大PMOS开关205的栅极电压而不必切换操作模式。相应地，控制逻辑503将LED驱动器保持在线性模式，并且增大PMOS开关205的栅极电压以减小负载电流，直到所检测的负载电流值等于基准电流值为止。

(3)如果I_load小于I_ref，并且PMOS开关205尚未完全导通，即，PMOS开关205的栅极电压大于0。此时，可以通过减小PMOS开关205的栅极电压，即增大PMOS开关205的栅源电压的绝对值来增大负载电流，而不必切换操作模式，相应地，控制逻辑503将LED驱动器保持在线性模式，并且减小PMOS开关205的栅极电压以增大负载电流。

(4)如果I_load小于I_ref，并且PMOS开关205完全导通，即，PMOS开关205的栅极电压为0。由于PMOS开关205的栅极电压已经为0，因此不可能在线性模式下通过继续减小该栅极电压来进一步增大负载电流。因此，控制逻辑503判断应当使LED驱动器转换为升压模式，从而通过控制MOS开关202、203和205的栅极电压来使PMOS开关202脱离导通状态、PMOS开关205完全导通并且互补地切换开关202和203，使LED驱动器进入升压模式。

另一方面，假设LED驱动器200处于升压模式，控制逻辑503使得PMOS开关205完全导通，并且互补地切换MOS开关202和203。在这种情况下：

(1)如果I_load等于I_ref，则如同针对图4的控制模块204描述的那样，控制逻辑503继续使PMOS开关205完全导通，并且保持施加到MOS开关202和203栅极的信号的占空比不变，从而使LED驱动器保持当前状态。

(2)如果I_load小于I_ref，驱动器需要增大负载电流值，即，需要进一步提高施加到开关202和203栅极上的信号的占空比，减小开关202的导通时间。此时，无论开关202是否完全导通(开关202完全导通对应于所述信号的占空比为0)，都可以通过继续提高其栅极信号的占空比来进一步减小开关202的导通时间，而无需转变操作模式。相应地，控制逻辑503使LED驱动器保持在升压模式，并且增大所述信号的占空比以增大负载电流。

(3)如果I_load大于I_ref，并且PMOS开关202尚未完全导通，即，施加到其栅极的信号的占空比大于0，则需要减小所述信号的占空比，增加PMOS开关202的导通时间，从而减小负载电流。由于此时所述信号的占空比大于0，因此可以进一步减小该占空比而不切换操作模式。相应地，控制逻辑503将LED驱动器保持在升压模式，并且减小施加到PMOS开关202栅极的电压信号的占空比以减小负载电流。

(4)如果I_load大于I_ref，并且PMOS开关202已经完全导通。由于升压电路的占空比为0，因而不可能进一步减小该占空比，此时需要将LED驱动器的工作模式从升压模式转换为线性模式。相应地，控制逻辑503将LED驱动器转换为线性模式，通过控制MOS开关202、203和205栅极上的电压令PMOS开关205脱离导通状态进入恒流区，并且关断开关203、导通开关202，从而使LED驱动器进入线性模式。

下面，将参照图6来描述根据本发明第四实施方式的LED驱动器400。图6所示的LED驱动器400将上述模式逻辑控制功能自动集成到系统反馈回路中，而不需要单独的模式选择电路。在图6中，利用与图4相同的参考标号来表示与图4中的元件相同的元件，并且省略对相同元件的描述。除了这些相同元件以外，LED驱动器400还包括检测单元601、放大器602和603以及比较器604。检测单元601检测负载电流的值I_load，并且将与所检测的负载电流值I_load相对应的电压或电流信号输出到放大器602的第一输入端。与预定基准电流值I_ref相对应的电压或电流信号被输入到放大器602的第二输入端，这里的I_ref可以与前述I_ref相同。放大器602可以是电压-电压运算放大器，其输出端分别连接到放大器603的第一输入端和比较器604的第一输入端。比较器604的第二输入端被输入了锯齿电压信号V_ramp，以产生升压模式下的脉宽调制(PWM)信号。锯齿电压信号V_ramp的示例波形如图7所示。需要指出的是：除了图7所示的波形以外，也可以使用诸如三角波等的其它周期波形；而且，控制方法也不限于脉宽调制，其它控制方法，比如固定导通时间控制、固定关断时间控制、滞环(hysteretic)控制、滑动模式(sliding-mode)控制等等，亦同样适用。比较器604的输出端连接到PMOS开关202和NMOS开关203的栅极。另一方面，放大器603的第二输入端为直流基准电压V_Ref1，放大器603的输出端连接到PMOS开关205的栅极。除了电压-电压运算放大器以外，放大器602和603也可以是电流-电压跨阻放大器、电压-电流跨导放大器、或电流-电流放大镜像电路。

出于优化系统动态响应和闭环稳定性的考虑，LED驱动器400还优选地包括频率补偿网络605。频率补偿网络605可以用传统的电阻电容(R-C)电路来实现，并且被连接在放大器602的第一输入端和输出端之间。图6所示的频率补偿网络605的连接位置仅仅是示意性的，其也可以被置于检测单元601和放大器602的输入端之间、或者在放大器602的输出端和任何直流信号之间。此外，优选地，还可以在放大器603的输入或输出端连接类似放大器602的频率补偿网络(未示出)。

检测单元601与检测单元501相同。与所检测的负载电流值I_load和基准电流值I_ref相对应的电压或电流信号被输入到放大器602，放大器602对二者之间的差进行放大，并且将输出电压作为控制信号Vc提供给放大器603和比较器604。放大器603放大Vc和V_Ref1之间的电压差，并且将放大后的电压差馈送到PMOS开关205的栅极以实现LED驱动器的线性操作模式。

如图7所示，施加到比较器604第二输入端的锯齿电压信号被限制在上限V_Ref2和下限V_Ref3之间。为了使LED驱动器400在升压和线性模式之间平滑地转变，需要将用于线性模式的直流基准电压V_Ref1设置为高于V_Ref2或者低于V_Ref3。为便于说明，在此假设V_Ref1低于V_Ref3。相应地，放大器602的极性须使I_load大于I_ref时Vc会减小，而当I_load小于I_ref时Vc会增大。

下面详细描述LED驱动器400的工作原理。

假设当前LED驱动器400处于升压模式。此时，放大器602的输出电压Vc必然处于V_Ref2和V_Ref3之间。由于V_Ref1低于V_Ref3，因此，Vc大于V_Ref1，放大器603的输出为0，PMOS开关205完全导通。另一方面，假设当比较器604第一输入端的电压大于第二输入端的电压时，其输出为高，而当第一输入端的电压小于第二输入端的电压时，其输出为低。由于Vc介于锯齿信号的峰值电压V_Ref2和波谷电压V_Ref3之间，因此比较器604输出一个连续脉冲信号。具体地，当Vc大于某个时刻的锯齿信号电压时，该脉冲信号呈现高电平，当Vc低于某个时刻的锯齿信号电压时，该脉冲信号呈现低电平。该脉冲信号被施加到MOS开关202和203的栅极以控制它们的通断，其占空比控制MOS开关202和203的通断时间，并由此调节负载电流的大小。如上所述，脉冲信号的占空比越大，PMOS开关202的导通时间越短，负载电流越大。在这种情况下：

(1)如果I_load等于I_ref，放大器602和频率补偿网络605保持当前Vc不变。相应地，放大器603的输出保持不变(为0)，开关205继续导通；比较器604输出的脉冲信号的占空比保持不变，因而负载电流保持不变。

(2)如果I_load小于I_ref，放大器602及频率补偿网络605使控制信号Vc增大。由于Vc仍然大于V_Ref1，放大器603的输出仍然为0，PMOS开关205仍然完全导通。另一方面，随着Vc的增大，比较器604的输出信号的占空比增大，PMOS开关205导通时间减少，负载电流增大。即，当所检测的负载电流值小于I_ref时，LED驱动器400增大负载电流，整个反馈回路的极性为负反馈。而频率补偿网络605应保证反馈系统的稳定性：当负载电流经过上述瞬态相应进入稳定状态时应收敛至I_ref。值得注意的是，在上述过程中，LED驱动器的工作状态始终保持在升压模式。

(3)如果I_load大于I_ref，放大器602及频率补偿网络605使控制信号Vc减小。由于Vc仍然大于V_Ref1，放大器603的输出仍然为0，PMOS开关205仍然完全导通。另一方面，随着Vc的减小，比较器604的输出信号的占空比减小，PMOS开关205导通时间增大，负载电流减小。当Vc减小到V_Ref3时，比较器604的输出信号的占空比减小到0，使得NMOS开关203完全关断，PMOS开关202完全导通。如果此时(或此前的任何时刻)所检测的负载电流值已经等于I_ref，则LED驱动器通过整个反馈回路而被维持在当前状态。相反，如果此时所检测的负载电流I_load仍然大于I_ref，则放大器602及频率补偿网络605会继续减小Vc。当Vc减小到V_Ref1时，放大器603退出深度饱和状态，并且开始增大PMOS开关205的栅极电压以使其从0逐渐上升，使PMOS开关205脱离可变电阻区而进入恒流区。随着PMOS开关205的栅极电压逐渐增大，输出电流逐渐减小，LED驱动器400从升压模式无缝地切换到线性模式。在线性模式下，LED驱动器可将输出电压最低降至0，因此，可以确保负载电流减小到基准电流值I_ref。

与上述升压模式相反，当LED驱动器400处于线性模式时，Vc低于V_Ref3，NMOS开关203完全关断，PMOS开关202完全导通。LED驱动器400通过改变PMOS开关205的栅极电压来改变其输出电流(负载电流)，具体地，当PMOS开关205的栅极电压增大时，其输出电流减小。在这种情况下：

(1)如果I_load等于I_ref，放大器602和频率补偿网络605保持当前Vc不变。相应地，放大器603和比较器604的输出保持不变，因此MOS开关202、203和205均保持当前状态不变。

(2)如果I_load大于I_ref，放大器602及频率补偿网络605使输出电压Vc减小。由于Vc仍低于V_Ref3，因此比较器604的输出为0，PMOS开关202仍然导通，NMOS开关203仍然关断。另一方面，由于Vc降低，放大器603的输出电压相应地增大，即，PMOS开关205的栅极电压增大，使得驱动器400的输出电流(负载电流)减小。即，当I_load大于I_ref时，LED驱动器能自行减小负载电流，整个反馈回路的极性为负反馈。此时，不切换操作模式，频率补偿网络605使得负载电流收敛至等于I_ref为止。

(3)如果I_load小于I_ref，放大器602及频率补偿网络605使控制信号Vc增大。放大器603减小PMOS开关205的栅极电压，增大负载电流。当Vc超过V_Ref1时，放大器603开始进入深度饱和状态，使得PMOS开关205的栅极电压为0。当Vc增大到V_Ref3时，比较器604输出信号的占空比开始从0增大，通过该电压信号来互补地切换MOS开关202和203。此时，PMOS开关205已经被完全导通，LED驱动器200进入升压模式。在该模式下，通过所述电压信号的占空比来改变MOS开关202和203的导通时间。随着该占空比增大，PMOS开关202的导通时间减小，从而负载电流进一步增大，直到负载电流达到I_ref为止。当然，如果在PMOS开关205完全导通之前，负载电流已达到基准电流值，上述反馈回路将停止调节Vc，而驱动器400也将保持在线性模式，如上述情况(1)。

与传统技术相比，根据本发明实施方式的LED驱动器降低了系统的成本和尺寸，也不需要变压器或耦合电感器。此外，与电荷泵、SEPIC和Cuk转换器相比，根据本发明实施方式的LED驱动器能够实现更高的转换效率。与4开关Buck-Boost转换器相比，根据本发明实施方式的LED驱动器使用的MOS开关的数目较少，降低了系统实现的复杂性和成本。在白光LED驱动的应用中，使用根据本发明实施方式的LED驱动器的系统工作时间与现有驱动技术相当或者更长。

可以看到，根据本发明实施方式的LED驱动器使用升压模式和线性模式的组合来解决输入电压范围和输出电压范围的重叠问题。模式选择被自动集成到电流控制环路中，避免了环路间的干扰和潜在的系统振荡。间接地检测输入电压和输出电压之间的差，而不需要额外的实现成本。

尽管在上文中参照示例实施方式示出和描述了本发明，但是应当认识到，可以在由所附权利要求限定的本发明的设计方式和理念的范围之内，对本发明进行各种形式和细节上的修改。

Claims (21)

1.一种发光二极管LED驱动器，包括：

电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；

第一开关，其串联在电感器的另一端和负载之间；

第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；和

控制模块，当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，所述控制模块互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式，而当输入电压大于所述输出电压时，所述控制模块关断第二开关并且调整第一开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。

2.如权利要求1所述的LED驱动器，其中，第一开关是PMOS场效应晶体管，第二开关是NMOS场效应晶体管。

3.如权利要求2所述的LED驱动器，其中，在升压模式下，第一开关在导通时处于可变电阻区，在关断时处于截止区，在线性降压模式下，第一开关处于恒流区。

4.一种发光二极管LED驱动器，包括：

电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；

第一开关和第三开关的串联电路，第一开关连接到电感器的另一端，第三开关连接到负载；

第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；和

控制模块，当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，所述控制模块使第三开关完全导通，并且互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式，而当输入电压大于所述输出电压时，所述控制模块使第二开关完全关断、第一开关完全导通、并且调节第三开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。

5.如权利要求4所述的LED驱动器，其中，第一开关和第三开关是PMOS场效应晶体管，第二开关是NMOS场效应晶体管。

6.如权利要求5所述的LED驱动器，其中，第一开关和第三开关的体二极管极性相反。

7.如权利要求5所述的LED驱动器，其中，在升压模式下，第一开关在导通时处于可变电阻区，在关断时处于截止区，在线性降压模式下，第三开关处于恒流区。

8.如权利要求5所述的LED驱动器，其中，基于负载电流来判断输入电压和所述输出电压之间的关系。

9.如权利要求8所述的LED驱动器，所述控制模块包括：

检测单元，用于检测负载电流值；

控制逻辑，基于所检测的负载电流值与预定基准电流值的比较结果以及第一开关和第三开关的状态来确定将LED驱动器保持在当前操作模式还是改变其操作模式。

10.如权利要求9所述的LED驱动器，其中，

在LED驱动器处于线性降压模式时，

如果负载电流值等于基准电流值，则控制逻辑将LED驱动器保持在线性降压模式，

如果负载电流值大于基准电流值，则控制逻辑将LED驱动器保持在线性降压模式，并且增大第三开关的栅极电压以减小负载电流，

如果负载电流值小于基准电流值且第三开关尚未完全导通，则控制逻辑将LED驱动器保持在线性降压模式，并且减小第三开关的栅极电压以增大负载电流，

如果负载电流值小于基准电流值且第三开关完全导通，则控制逻辑将LED驱动器转变为升压模式以增大负载电流；

在LED驱动器处于升压模式时，

如果负载电流值等于基准电流值，则控制逻辑将LED驱动器保持在升压模式，

如果负载电流值小于基准电流值，则控制逻辑将LED驱动器保持在升压模式，并且增大施加到第一开关和第二开关栅极的信号的占空比以增大负载电流，

如果负载电流值大于基准电流值且第一开关尚未完全导通，则控制逻辑将LED驱动器保持在升压模式，并且减小所述占空比以减小负载电流，

如果负载电流值大于基准电流值且第一开关完全导通，则控制逻辑将LED驱动器转变为线性减压模式以减小负载电流。

11.如权利要求8所述的LED驱动器，其中，所述控制模块包括：

检测单元，其检测负载电流值；

第一放大器，其产生反映负载电流值与基准电流值之间的差的控制电压；

第二放大器，其输出电压反映控制电压与第一基准电压之间的差并且控制第三开关；以及

比较器，其将控制电压与周期电压进行比较以便输出用于在升压模式下互补地切换第一开关和第二开关的脉冲信号。

12.如权利要求11所述的LED驱动器，其中，所述控制模块还包括：

频率补偿网络。

13.一种用于发光二极管LED驱动器的驱动LED的方法，所述LED驱动器包括：电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；第一开关，其串联在电感器的另一端和负载之间；第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；和控制模块，所述方法包括：

当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，所述控制模块互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式，以及

当输入电压大于所述输出电压时，所述控制模块使第二开关完全关断并且调节第一开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。

14.如权利要求13所述的方法，其中，第一开关是PMOS场效应晶体管，第二开关是NMOS场效应晶体管。

15.如权利要求14所述的方法，其中，在升压模式下，第一开关在导通时处于可变电阻区，在关断时处于截止区，在线性降压模式下，第一开关处于恒流区。

16.一种用于发光二极管LED驱动器的驱动LED的方法，所述LED驱动器包括：电感器，其一端连接到提供输入电压的电源；第一开关和第三开关的串联电路，第一开关连接到电感器的另一端，第三开关连接到负载；第二开关，其连接到电感器和第一开关之间的连接点；以及控制模块，所述方法包括：

当输入电压小于驱动LED正常工作所需的输出电压时，由所述控制模块使第三开关完全导通，并且互补地切换第一开关和第二开关以使LED驱动器工作于升压模式；以及

当输入电压大于所述输出电压时，由所述控制模块使第二开关完全关断、第一开关完全导通、并且调节第三开关以使LED驱动器工作于线性降压模式。

17.如权利要求16所述的方法，其中，第一开关和第三开关是PMOS场效应晶体管，第二开关是NMOS场效应晶体管。

18.如权利要求17所述的方法，其中，第一开关和第三开关的体二极管极性相反。

19.如权利要求17所述的方法，其中，在升压模式下，第一开关在导通时处于可变电阻区，在关断时处于截止区，在线性降压模式下，第三开关处于恒流区。

20.如权利要求17所述的方法，其中，基于负载电流来判断输入电压和所述输出电压之间的关系。

21.如权利要求20所述的方法，还包括以下步骤：

检测负载电流值；

其中，在LED驱动器处于线性降压模式时，

如果负载电流值等于基准电流值，则将LED驱动器保持在线性降压模式，

如果负载电流值大于基准电流值，则将LED驱动器保持在线性降压模式，并且增大第三开关的栅极电压以减小负载电流，

如果负载电流值小于基准电流值且第三开关尚未完全导通，则将LED驱动器保持在线性降压模式，并且减小第三开关的栅极电压以增大负载电流，

如果负载电流值小于基准电流值且第三开关完全导通，则将LED驱动器转变为升压模式以增大负载电流；

在LED驱动器处于升压模式时，

如果负载电流值等于基准电流值，则将LED驱动器保持在升压模式，

如果负载电流值小于基准电流值，则将LED驱动器保持在升压模式，并且增大施加到第一开关和第二开关栅极的信号的占空比以增大负载电流，

如果负载电流值大于基准电流值且第一开关尚未完全导通，则将LED驱动器保持在升压模式，并且减小所述占空比以减小负载电流，

如果负载电流值大于基准电流值且第一开关完全导通，则将LED驱动器转变为线性减压模式以减小负载电流。

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