CN112994459A - 供电电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了供电电路及其控制方法。该供电电路包括：升降压电路和控制模块，升降压电路的输入端与供电电源连接，输出端与待供电设备连接；升降压电路包括第一开关管、第二开关管、电感和电容；电感的一端与供电电源连接，电感的另一端分别与第一开关管的一端和第二开关管的一端连接，第一开关管的另一端接地，第二开关管的另一端与电容的第一端连接，电容的第二端接地，待供电设备并联在电容的两端；控制模块用于控制第一开关管与第二开关管的通断状态，通断状态包括导通状态和截止状态。基于本申请提供的供电电路及其控制方法可以降低供电电路的开关损耗。

Description

供电电路及其控制方法
技术领域
本申请属于电子电力技术领域，尤其涉及供电电路及其控制方法。
背景技术
在数码相机、手机、电子雾化装置等利用电池供电的电子设备中，由于电池的电压会随着电能的消耗而下降，因此需要设置具有升降压功能的变换器使这些以电池作为供电电源的电子设备的输出电压保持恒定。传统的包含四个开关管的升降压电路通过在每个开关周期内控制四个开关管交替导通和截止，使得升降压电路的输出电压保持恒定。每个开关管从导通状态转变为截止状态和从截止状态转变为导通状态时都会产生相应的功率损耗。因此传统的包含四个开关管的升降压电路中较多数量的开关管在高频的开关状态下会产生较大的开关损耗。
发明内容
本申请实施例提供了供电电路及其控制方法，可以降低供电电路的开关损耗。
第一方面，本申请实施例提供了一种供电电路，该供电电路包括升降压电路和控制模块，所述升降压电路的输入端与供电电源连接，输出端与待供电设备连接；所述升降压电路包括第一开关管、第二开关管、电感和电容；
所述电感的一端与所述供电电源连接，所述电感的另一端分别与所述第一开关管的一端和所述第二开关管的一端连接，所述第一开关管的另一端接地，所述第二开关管的另一端与所述电容的第一端连接，所述电容的第二端接地，所述待供电设备并联在所述电容的两端；所述控制模块用于控制所述第一开关管与所述第二开关管的通断状态，所述通断状态包括导通状态和截止状态。
本申请提供的供电电路中的升降压电路包含两个开关管，通过控制模块控制两个开关管的通断状态，使得电路可以实现降压、稳压以及升压的功能，从而使电路以恒定的输出电压为待供电设备供电。本申请提供的供电电路相对于传统的包含四开关管的供电电路包含较少的开关管，可以降低开关管交替处于导通状态和截止状态时产生的开关损耗。
可选地，所述供电电路还包括：第一采样模块，所述控制模块包括第一控制单元和第二控制单元；
所述第一采样模块与所述电容的第一端连接，用于在第一工作周期内采集所述电容的第一端的第一电压，并将所述第一电压传输给所述第二控制单元；所述第二控制单元根据所述第一电压控制所述第一控制单元在第二工作周期内的工作状态，所述工作状态包括工作和不工作，所述第一工作周期与所述第二工作周期为相邻的工作周期；所述第一控制单元分别与所述第一开关管和所述第二开关管连接，所述第一控制单元用于控制所述第一开关管和所述第二开关管的通断状态。
基于上述可选的方式，电容第一端的电压即为该供电电路的输出电压，通过第一采样模块采集该电路的输出电压并传输给第二控制单元，第二控制单元可以根据输出电压调整第一控制单元的工作状态来控制第一开关管和第二开关管的通断状态，从而控制电容处于充电状态和处于放电状态的时长，进而可以控制升降压电路应处于升压模式还是降压模式，使得供电电路的输出电压接近预设值。
可选地，所述第二控制单元根据所述第一电压控制所述第一控制单元在第二工作周期内的工作状态，包括：
所述第二控制单元根据所述第一电压确定第一有效电压，并根据所述第一有效电压和预设电压确定第三脉冲宽度调制信号的占空比，使得所述第二工作周期内的第二有效电压与所述预设电压的差值小于所述第一有效电压与所述预设电压的差值，所述第三脉冲宽度调制信号用于控制所述第一控制单元在第二工作周期内的工作状态，从而控制所述第一开关管和所述第二开关管的通断状态；
当所述第三脉冲宽度调制信号为高电平时，所述第一控制单元工作，且所述第一控制单元通过第一脉冲宽度调制信号控制所述第一开关管的通断状态，通过第二脉冲宽度调制信号控制所述第二开关管的通断状态，所述第一脉冲宽度调制信号与所述第二脉冲宽度调制信号互为反相信号；当所述第三脉冲宽度调制信号为低电平时，所述第一控制单元不工作，则所述第一开关管和所述第二开关管都处于截止状态。
可选地，所述升降压电路还包括第三开关管，所述第三开关管的一端与所述电容的第一端连接，所述电容的第二端接地，所述第三开关管的另一端分别与所述待供电设备串联，所述第三开关管与所述待供电设备并联在所述电容的两端，所述控制模块还用于控制所述第三开关管的通断状态。
基于上述可选的方式，本申请提供的供电电路包括三个开关管，通过控制模块可以控制三个开关管交替的导通和截止，使得升降压电路可以实现降压、稳压以及升压的功能，从而使供电电路的输出电压保持恒定。本申请提供的供电电路相对于传统的包含四开关管的供电电路包含较少的开关管，可以降低开关管交替处于导通状态和截止状态时产生的开关损耗。
可选地，所述供电电路还包括：第二采样模块，所述控制模块包括第三控制单元和第四控制单元；
所述第三控制单元分别与所述第一开关管和所述第二开关管连接，所述第三控制单元用于通过第四脉冲宽度调制信号控制所述第一开关管的通断状态，并通过第五脉冲宽度调制信号控制所述第二开关管的通断状态，所述第四脉冲宽度调制信号与所述第五脉冲宽度调制信号互为反相信号；
所述第四控制单元分别与所述第三开关管和所述第二采样模块连接，所述第二采样模块与所述电容的第一端连接，所述第二采样模块用于在第一开关周期内采集所述电容第一端的第二电压，并将所述第二电压传输给所述第四控制单元，所述第四控制单元根据所述第二电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，所述第六脉冲宽度调制信号用于控制所述第三开关管的通断状态；
所述第一开关管处于导通状态且所述第二开关管处于截止状态以及所述第一开关管处于截止状态且所述第二开关管处于导通状态所用的时间为一个开关周期，所述第一开关周期与所述第二开关周期为相邻的开关周期。
基于上述可选的方式，第三控制单元通过第四脉冲宽度调制信号和第五脉冲宽度调制信号分别控制第一开关管和第二开关管的通断状态，第四脉冲宽度调制信号和第五脉冲宽度调制信号的占空比是固定的。第四控制单元可以根据第二采样模块获取该电路的第二电压并及时的对第六脉冲宽度调制信号进行调整，从而调整第三开关管的通断状态，进而使第二开关周期内该升降压电路的输出电压接近预设电压。也就是说该升降压电路主要通过控制第三开关管的通断状态，实现稳压输出的功能。
可选地，所述第四控制单元根据所述第二电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比包括：所述第四控制单元根据所述第二电压和所述第一开关周期内所述第六脉冲宽度调制信号的占空比确定所述升降压电路的输出端在所述第一开关周期内的输出电压，并根据所述输出电压确定第三有效电压，所述第四控制单元根据所述第三有效电压和预设电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，使得所述第二开关周期内的第四有效电压与所述预设电压的差值小于所述第三有效电压与所述预设电压的差值。
第二方面，本申请还提供了一种供电电路的控制方法。所述供电电路包括升降压电路和控制模块，所述升降压电路包括第一开关管和第二开关管，所述控制模块包括第一控制单元和第二控制单元，所述方法包括：
所述第一控制单元用于控制所述第一开关管和所述第二开关管的通断状态，所述第二控制单元通过第三脉冲宽度调制信号控制所述第一控制单元的工作状态，所述工作状态包括工作和不工作；所述第三脉冲宽度调制信号为高电平时，所述第一控制单元工作，且所述第一控制单元通过第一脉冲宽度调制信号控制所述第一开关管的通断状态，并通过第二脉冲宽度调制信号控制所述第二开关管的通断状态，所述通断状态包括导通状态和截止状态，所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号互为反相信号；所述第三脉冲宽度调制信号为低电平时，所述第一控制单元不工作，所述第一开关管和所述第二开关管均截止。
可选地，所述第二控制单元通过第三脉冲宽度调制信号控制所述第一控制单元的工作状态的方法包括：所述供电电路还包括第一采样模块，所述升降压电路还包括电容，所述第一采样模块与所述电容的第一端连接，所述第一采样模块用于在第一工作周期内采集所述电容第一端的第一电压，并将所述第一电压传输给所述第二控制单元；所述第二控制单元根据所述第一电压确定第一有效电压，并根据所述第一有效电压和预设电压确定第三脉冲宽度调制信号的占空比，使得第二工作周期内的第二有效电压与所述预设电压的差值小于所述第一有效电压与所述预设电压的差值，所述第一工作周期和所述第二工作周期为相邻的开关周期。
第三方面，本申请提供了另一种供电电路的控制方法。所述供电电路包括升降压电路和控制模块，所述升降压电路包括第一开关管、第二开关管和第三开关管，所述控制模块包括第三控制单元和第四控制单元，所述方法包括：
所述第三控制单元通过第四脉冲宽度调制信号控制所述第一开关管的通断状态，并通过第五脉冲宽度调制信号控制所述第二开关管的通断状态，所述第四脉冲宽度调制信号与所述第五脉冲宽度调制信号互为反相信号，所述第四控制单元通过第六脉冲宽度调制信号控制所述第三开关管的通断状态，所述通断状态包括导通状态和截止状态。
可选地，所述第四控制单元通过第六脉冲宽度调制信号控制所述第三开关管的通断状态的方法包括：所述供电电路还包括第二采样模块，所述升降压电路还包括电容，所述第二采样模块与所述电容的第一端连接，所述第二采样模块用于在第一开关周期内采集所述电容第一端的第二电压，并将所述第二电压传输给所述第四控制单元；所述第四控制单元根据所述第二电压和所述第一开关周期内所述第六脉冲宽度调制信号的占空比确定所述升降压电路的输出端在所述第一开关周期内的输出电压，并根据所述输出电压确定第三有效电压，所述第四控制单元根据所述第三有效电压与预设电压确定第二开关周期内所述第六脉冲宽度调制信号的占空比；所述第一开关管处于导通状态且所述第二开关管处于截止状态以及所述第一开关管处于截止状态且所述第二开关管处于导通状态所用的时间为一个开关周期，所述第一开关周期与所述第二开关周期为相邻的开关周期。
第四方面，本申请实施例提供了一种电子设备，该电子设备包括处理器、存储器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述第二方面和第三方面中任一项所述的供电电路的控制方法。
第五方面，本申请实施例提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质上存储计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述第二方面和第三方面中任一项所述的供电电路的控制方法。
第六方面，本申请实施例提供了一种计算机程序产品，当计算机程序产品在终端设备上运行时，使得终端设备执行上述第二方面和第三方面中任一项所述的供电电路的控制方法。
可以理解的是，上述第二方面至第六方面的有益效果可以参见上述第一方面中的相关描述，在此不再赘述。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是一种传统的供电电路的示意图；
图2是本申请一实施例提供的一种供电电路的示意图；
图3是本申请一实施例提供的脉冲宽度调制信号的示意图；
图4是本申请另一实施例提供的一种供电电路的示意图；
图5是本申请一实施例提供的一种电子设备的示意图。
具体实施方式
以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本申请实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本申请。在其它情况中，省略对众所周知的系统、装置及电路的详细说明，以免不必要的细节妨碍本申请的描述。
在数码相机、手机、电子雾化装置等利用电池供电的电子设备中，由于电池的电压会随着电能的消耗而下降，因此需要设置具有升降压功能的变换器使这些以电池作为供电电源的电子设备的输出电压保持恒定。传统的包含四个开关管的升降压电路通过在每个开关周期内控制四个开关管交替导通和截止，使得升降压电路的输出电压保持恒定。
图1是一种传统的供电电路的示意图。如图1所示，传统的供电电路中包括升降压电路，升降压电路的输入端与输入电源V1连接，输出端与待供电设备连接。其中，升降压电路中包括：四个开关管Buck_H、Buck_L、Boost_L和Boost_H、电感L和电容C。
其中，输入电源V1可以为电池，输入电源V1的负极接地，开关管Buck_H的一端与输入电源V1的正极相连，开关管Buck_H的另一端分别与开关管Buck_L的一端和电感L的一端连接。开关管Buck_L的另一端接地。电感L的另一端分别与开关管Boost_H的一端和开关管Boost_L的一端连接，开关管Boost_L的另一端接地。电容C的一端分别与开关管Boost_H的另一端连接，电容C的另一端接地。待供电设备并联在电容C的两端。
图1所示的供电电路具有两种模式，这两种工作模式的具体过程如下：
降压模式下，开关管Buck_H和开关管Boost_L处于导通状态，且开关管Boost_H和开关管Buck_L处于截止状态。此时，输入电源V1、开关管Buck_H、电感L和开关管Boost_L形成第一个电流通路，输入电源V1为电感L充电，电感L的电流开始以恒定斜率上升。同时，电容C和待供电设备形成第二个电流回路，电容C处于放电状态。根据电感特性可知，电感L两端的电压V满足公式（1）：
Figure 541058DEST_PATH_IMAGE001
（1）
假设开关管Buck_H和Boost_L导通的时间为Ton，那么电感L电流的增加量△I+为公式（2）：
Figure 67985DEST_PATH_IMAGE002
（2）
升压模式下，开关管Buck_H和开关管Boost_L处于截止状态，且开关管Boost_H和开关管Buck_L处于导通状态。此时，根据电磁感应定律，电感L两端产生感应电动势，电感L、开关管Boost_H、电容C和开关管Buck_L形成第一个电流通路，电感L、开关管Boost_H、待供电设备和开关管Buck_L形成第二个电流通路。电感L处于放电状态，电感L为电容C充电。假设开关管Buck_H和开关管Boost_L处于截止状态的时间为Toff，那么电感电流的减少量△I_为公式（3）：
Figure 644460DEST_PATH_IMAGE003
（3）
公式（3）中，V2表示供电电路的输出电压。当升降压电路处于稳定工作状态时，由电荷守恒定律可知，每个开关周期内电感电流的增加量等于电感电流的减少量，因此：
△I=△I+=△I_（4）
Figure 774090DEST_PATH_IMAGE004
（5）
假设每个开关周期的时长为T，开关管Buck_H和开关管Boost_L的导通时间占空比为D，那么输出电压V2和输入电压V1的关系可以表示为公式（6）：
Figure 932670DEST_PATH_IMAGE005
（6）
从公式（6）中可知，通过调节开关管的占空比D可以使供电电路保持电压恒定输出。图1所示的传统的四开关管供电电路在每个开关周期内（即包含一次升压模式和一次降压模式）需要将4个开关管交替打开和关闭一次。每个开关管从截止状态转变为导通状态时都会产生导通损耗，从导通状态转变为截止状态时还会产生截止损耗，截止损耗和导通损耗统称为开关管的开关损耗。而传统的四开关管供电电路中包含的开关管较多，且供电电路在工作状态下需要高频的使四个开关管交替导通和截止，导致电路中产生较大的开关损耗。
为解决上述技术问题，本申请提供了供电电路及其控制方法。减少传统的四开关管供电电路中的开关管的数量，在确保供电电路功能的前提下可以简化电路，同时还可以降低电路的开关损耗。
下面结合附图，以具体实施例对本申请提供的供电电路进行详细说明。需要说明的是，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。
图2示出了本申请一实施例提供的供电电路的示意图。在一种可能的实现方式中，该供电电路包括升降压电路2和控制模块1，升降压电路2的输入端与供电电源Vin连接，输出端与待供电设备5连接。升降压电路2包括第一开关管S1、第二开关管S2、电感L和电容C。其中，电感L的一端与供电电源Vin的连接，电感L的另一端分别与第一开关管S1的一端和第二开关管S2的一端连接。第一开关管S1的另一端接地。第二开关管S2的另一端与电容C的第一端连接，电容C的第二端接地。待供电设备5并联在电容C的两端。控制模块1用于控制第一开关管S1与第二开关管S2的通断状态。通断状态包括导通状态和截止状态。
本申请提供的供电电路包含两个开关管，通过控制模块1控制两个开关管的通断状态，使得升降压电路2可以实现降压、稳压以及升压的功能，从而使供电电路的输出电压保持恒定。本申请提供的供电电路相对于传统的包含四开关管的供电电路具有较少的开关管，可以降低开关管交替处于导通状态和截止状态时产生的开关损耗。
示例性的，供电电源Vin可以是电池，也可以是其它的可供电设备。待供电设备5可以是热敏电阻等电子元件，也可以是数码相机、手机、电子雾化装置等设备。
在另一种可能的实现方式中，本申请提供的供电电路还包括第一采样模块3，控制模块1包括第一控制单元11和第二控制单元12。其中，第一采样模块3与电容C的第一端连接。第一采样模块3用于在第一工作周期内采集电容C第一端的第一电压，并将第一电压传输给第二控制单元12。第二控制单元12可以根据第一电压控制第一控制单元11在第二工作周期内的工作状态。其中，第一控制单元11的工作状态包括工作和不工作。第一工作周期与第二工作周期为相邻的工作周期。每个工作周期都等于预设时长。第一控制单元11分别与第一开关管S1和第二开关管S2连接，第一控制单元11用于控制第一开关管S1和第二开关管S2的通断状态。
可以理解的是，从图2中可知，电容C第一端的第一电压即为该供电电路的输出电压。第二控制单元12可以根据第一采样模块3采集到的电容C第一端的第一电压及时获取该供电电路的输出电压，并根据该输出电压调整下一工作周期内第一控制单元11的工作状态，从而调整开关管S1和S2的通断状态，进而调节下一工作周期的输出电压。
作为示例而非限定，第一控制单元11和第二控制单元12均为数字信号处理器。假设第一开关管S1和第二开关管S2均为P型MOS管。这种情况下，电感L的一端与供电电源Vin连接，电感L的另一端分别与第一开关管S1的漏极和第二开关管S2的源极连接。第一开关管S1的源极接地。第二开关管S2的漏极与电容C的一端连接。第一控制单元11分别与第一开关管S1的栅极和第二开关管S2的栅极连接。
在一个实施例中，第一采样模块3可以在第一工作周期内采集一次第一电压，并将该第一电压传输给第二控制单元12，第二控制单元12将该第一电压作为第一有效电压与预设电压进行比较。当第一有效电压大于或者小于预设电压时，调整第三脉冲宽度调制信号的占空比，使得第二工作周期的第二有效电压与预设电压的差值小于第一有效电压与预设电压的差值。即使第二工作周期的输出电压接近预设电压。
在另一个实施例中，为了提高采集的输出电压的精度，第一采样模块3可以在第一工作周期内实时采集多个第一电压，并将这多个第一电压传输给第二控制单元12，第二控制单元12可以将这多个第一电压的平均值作为第一有效电压与预设电压进行比较。当第一有效电压大于或者小于预设电压时，调整第三脉冲宽度调制信号的占空比，使得第二工作周期的第二有效电压与预设电压的差值小于第一有效电压与预设电压的差值。即使得第二工作周期的输出电压接近预设电压。
在一种可能的实现方式中，第二控制单元12可以通过脉冲宽度调制（Pulse WidthModulation，PWM）信号控制第一控制单元11的工作状态，第一控制单元11也可以通过脉冲宽度调制信号分别控制第一开关管S1和第二开关管S2的通断状态。在一个实施例中，当第一控制单元11处于工作状态时，第一控制单元11可以通过第一脉冲宽度调制信号（PWM-1）控制第一开关管S1的通断状态，并通过第二脉冲宽度调制信号（PWM-2）控制第二开关管S2的通断状态。其中，第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号互为反相信号。
在一个实施例中，第二控制单元12根据第一电压得到第一有效电压，并根据第一有效电压和预设电压确定第三脉冲宽度调制信号（PWM-3）的占空比，第三脉冲宽度调制信号用于控制第一控制单元11在第二工作周期内的工作状态，从而控制第一开关管S1和第二开关管S2的通断状态。使得第二工作周期内的第二有效电压与预设电压的差值小于第一有效电压与预设电压的差值。也就是说，控制模块1可以根据电路的输出电压及时调整下一个工作周期内第一开关管S1和第二开关管S2的通断状态，从而使得电路的输出电压接近预设电压。
作为示例而非限定，图3展示了第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号随第三脉冲宽度调制信号的变化而变化的示意图。其中，第一脉冲宽度调制信号与第二脉冲宽度调制信号互为反相信号。第三脉冲宽度调制信号包含了两个工作周期，每个工作周期包含周期性交替的第一时相和第二时相，第一时相为高电平，第二时相为低电平。从图中可以看出，第三脉冲宽度调制信号为高电平时，第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号会产生周期性的变化，即以一定的频率切换高电平和低电平，使得第一开关管S1和第二开关管S1交替地处于导通状态和截止状态。而第三脉冲宽度调制信号为低电平时，第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号均为低电平，使得第一开关管S1和第二开关管S2均处于截止状态。因此，通过调节一个工作周期内第三脉冲宽度调制信号中高电平所占的比重，就可以相应地调节一个工作周期内第一脉冲宽度调制信号与第二脉冲宽度调制信号中的高电平所占的比重，从而可以控制第一开关管S1和第二开关管S2在一个工作周期内的通断时长，进而调节该供电电路的输出电压，实现恒压输出。
从图3中可知，当第三脉冲宽度调制信号为高电平时，第一控制单元11工作，且第一控制单元11通过第一脉冲宽度调制信号控制第一开关管S1的通断状态，同时第一控制单元11通过第二脉冲宽度调制信号控制第二开关管S2的通断状态。也就是说，当第一控制单元11处于工作状态时，第一控制单元11可以通过第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号分别控制第一开关管S1与第二开关管S2以预设切换频率切换第一状态和第二状态。第一状态为第一开关管S1导通且第二开关管S2截止，第二状态为第一开关管S1截止且第二开关管S2导通。将第一状态与第二状态所用时长作为一次开关周期。当第三脉冲宽度调制信号为低电平时，第一控制单元11不工作，此时第一开关管S1和第二开关管S2都处于截止状态。
可以理解的是，第二控制单元12可以根据第一工作周期的第一有效电压，使第一控制单元11在第二开关周期内一直处于工作状态，或使第一控制单元11在第二开关周期内一直处于不工作状态，或使第一控制单元11以一定的切换频率切换工作状态和不工作状态。
作为示例而非限定，假设该供电电路中的第一控制单元11在第一工作周期内一直处于工作状态，则第一控制单元11可以控制第一开关管S1与第二开关管S2以预设切换频率切换第一状态和第二状态。图2中所示的包含两个开关管的供电电路的具体工作状态如下所述：
第一状态，第一脉冲宽度调制信号为高电平且第二脉冲宽度调制信号为低电平。此时，第一开关管S1处于导通状态，同时第二开关管S2处于截止状态。该供电电路包含两个电流通路。电流从供电电源Vin的正极流出，经过电感L和第一开关管S1回到供电电源Vin的负极形成第一个电流通路，即供电电源Vin给电感L充电。电流从电容C的正极流出，经过待供电设备5回到电容C的负极形成第二个电流通路，电容C处于放电状态。
第二状态，第一脉冲宽度调制信号为低电平且第二脉冲宽度调制信号为高电平。此时，第二开关管S2处于导通状态，同时第一开关管S1处于断开状态。根据法拉第电磁感应定律，电感L的A、B两端将产生一个电动势VBA，其中B端为正极，A端为负极。VBA与供电电源Vin串联，因此电感L的B端电压VB=Vin+VBA。电感L和供电电源Vin同时给待供电设备5与电容C供电，此时电容C两端的电压Vboot1=Vin+VBA。该供电电路包含两个电流通路。即电流从电源Vin正极流出，经过电感L和第二开关管S2后分成两路，其中一路流入电容C，给电容C充电。另一路为待供电设备5供电。
在图2所示的供电电路中，第一采样模块3采集的是电容C第一端的第一电压Vboot1，且电容C第一端的第一电压Vboot1即为该供电电路的输出电压Vout。假设第一采样模块3在每个开关周期内只采集一次第一电压。第二控制单元12将上述第一工作周期内采集的电压Vboot1 1与预设电压V'进行比较，当Vboot1 1小于或者大于预设电压V'时，第二控制单元需要调整第二工作周期内第三脉冲宽度调制信号的占空比Duty，从而调整第一控制单元11的工作状态，进而调整第二工作周期内第一开关管S1和第二开关管S2的通断状态，使得第二工作周期内电容C第一端的电压Vboot1 2=Vboot1 1×Duty，其中Vboot1 2相比于Vboot1 1应当更接近于预设电压V'。
基于图2所示的供电电路，本申请实施例还提供了一种供电电路的控制方法。在一种可能的实现方式中，该供电电路包括升降压电路2和控制模块1，升降压电路2包括第一开关管S1和第二开关管S2，控制模块1包括第一控制单元11和第二控制单元12。具体地，第二控制单元12通过第三脉冲宽度调制信号控制第一控制单元11的工作状态，工作状态包括工作和不工作。第一控制单元11用于控制第一开关管S1和第二开关管S2的通断状态，通断状态包括导通状态和截止状态。
在一个实施例中，第三脉冲宽度调制信号为高电平时，第一控制单元11工作，且第一控制单元11通过第一脉冲宽度调制信号控制第一开关管S1的通断状态，并通过第二脉冲宽度调制信号控制第二开关管S2的通断状态。第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号互为反相信号。
在另一个实施例中，第二控制单元12可以获取第一工作周期内上述供电电路的输出电压，并根据输出电压与预设电压的值确定第二工作周期内第三脉冲宽度调制信号的占空比，从而通过第三脉冲宽度调制信号控制第一控制单元11的工作状态。
在另一种可能的实现方式中，供电电路还包括第一采样模块3，升降压电路2还包括电容C，第一采样模块3分别与电容C的第一端和第二控制单元12连接。第一采样模块3用于在第一工作周期内采集电容C第一端的第一电压，并将第一电压传输给第二控制单元12。第二控制单元12可以根据第一电压得到第一有效电压，并根据第一有效电压和预设电压确定第三脉冲宽度调制信号的占空比，使得第二工作周期内的第二有效电压与预设电压的差值小于第一有效电压与预设电压的差值。其中，电容C第一端的第一电压即为该供电电路的输出电压。
本申请实施例中还提供了另外一种供电电路，如图4所示。在一种可能的实现方式中，该供电电路包括控制模块1和升降压电路2，升降压电路2的输入端与供电电源Vin连接，输出端与待供电设备5连接。升降压电路2包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、电感L和电容C。其中，供电电源Vin的负极接地，电感L的两端分别与供电电源Vin的正极和第一开关管S1的一端连接。第一开关管S1的另一端接地。第二开关管S2的一端与第一开关管S1的一端连接，第二开关管S2的另一端分别与电容C的第一端和第三开关管S3的一端连接，电容C的第二端接地。第三开关管S3的另一端与待供电设备5串联，第三开关管S3与待供电设备5并联在电容C的两端。控制模块1用于控制第一开关管S1、第二开关管S2和第三开关管S3的通断状态。
示例性的，第一开关管S1、第二开关管S2和第三开关管S3均为P型金属氧化物半导体MOS管。
上述实施例提供的供电电路中的升降压电路包括三个开关管，通过控制模块1控制三个开关管交替的导通和截止，使得升降压电路2可以实现降压、稳压以及升压的功能，使得供电电路的输出电压保持恒定。一方面，本申请提供的供电电路只需要三个开关管就可以具备与图1中所述的传统的四开关管相同的升降压功能，降低成本。另一方面，本申请提供的供电电路相对于传统的包含四开关管的供电电路包含较少的开关管，从而可以降低开关管交替处于导通状态和截止状态时产生的开关损耗。
在另一种可能的实现方式中，图4所示的供电电路还包括第二采样模块4，控制模块1包括第三控制单元13和第四控制单元14。
具体地，第三控制单元13分别与第一开关管S1和第二开关管S2连接。第三控制单元13用于通过第四脉冲宽度调制信号（PWM-4）控制第一开关管S1的通断状态，并通过第五脉冲宽度调制信号（PWM-5）控制第二开关管S2的通断状态。其中，第四脉冲宽度调制信号与第五脉冲宽度调制信号互为反相信号。
第四控制单元14分别与第三开关管S3和第二采样模块4连接。第二采样模块4与电容C的第一端连接，用于在第一开关周期内采集电容C第一端的第二电压，并将第二电压传输给第四控制单元14。第四控制单元14可以根据第二电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，第六脉冲宽度调制信号用于控制第三开关管S3的通断状态。其中，通断状态包括导通状态和截止状态。如上述实施例中所述，第一开关管S1处于导通状态且第二开关管S2处于截止状态以及第一开关管S1处于截止状态且第二开关管S2处于导通状态所用的时间为一个开关周期。第一开关周期与第二开关周期为相邻的开关周期。作为示例而非限定，第三控制单元13和第四控制单元14均为数字信号处理器。
从图4中可以看出，该供电电路的第二电压为电容C第一端的第二电压Vboot2，且在该供电电路中，升降压电路2输出端的输出电压应等于第二电压Vboot2乘以第六脉冲宽度调制信号的占空比。因此，第四控制单元14可以根据第二采样模块4在第一开关周期内采集到的第二电压与第一开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，确定该升降压电路在第一开关周期内的输出电压，并根据该输出电压确定第三有效电压。第四控制单元14还可以根据第三有效电压与预设电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，使得第二开关周期内的第四有效电压等于所述预设电压。
在一个示例中，第二采样模块4可以在第一开关周期内采集一次第二电压，第四控制单元14可以根据第一开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比和第二电压确定该供电电路在第一开关周期内的输出电压，并将该输出电压作为第三有效电压与预设电压进行比较。当第三有效电压大于或者小于预设电压时，调整第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，使得第二开关周期的第四有效电压与预设电压的差值小于第三有效电压与预设电压的差值。即使第二开关周期的输出电压接近预设电压。
在另一个示例中，第二采样模块4可以在第一开关周期内实时采集多个第二电压，第四控制单元14可以根据第一开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比和多个第二电压确定该供电电路在第一开关周期内的多个输出电压，并将这多个输出电压的平均值作为第三有效电压与预设电压进行比较。当第三有效电压大于或者小于预设电压时，调整第六脉冲宽度调制信号的占空比，使得第二开关周期的第四有效电压与预设电压的差值小于第三有效电压与预设电压的差值。即使第二开关周期的输出电压接近预设电压。
基于上述实施例中所述的供电电路，第三控制单元13通过第四脉冲宽度调制信号和第五脉冲宽度调制信号分别控制第一开关管S1和第二开关管S2的通断状态，第四脉冲宽度调制信号和第五脉冲宽度调制信号的占空比是固定的。而第四控制单元14需要根据第一开关周期的输出电压对第六脉冲宽度调制信号进行调整，从而调整第三开关管S3的通断状态，进而使下一开关周期的输出电压接近预设电压。也就是说图4所示的供电电路主要通过控制第三开关管S3的通断状态，实现稳压输出的功能，从而向待供电设备5提供恒定电压。
在一个实施例中，每个脉冲宽度调制信号包括高电平和低电平。示例性的，当脉冲宽度调制信号为高电平时，开关管处于导通状态。当脉冲宽度调制信号为低电平时，开关管处于截止状态。
作为示例而非限定，假设在第一开关周期内图4所示的供电电路中的第三开关管S3一直处于导通状态，那么该供电电路具体的工作过程如下所述：
第一工作模式下，第一开关管S1处于导通状态，同时第二开关管S2处于截止状态。该供电电路包含两个电流通路。电流从供电电源Vin的正极流出，经过电感L和第一开关管S1回到供电电源Vin的负极形成第一个电流通路，即供电电源Vin给电感L充电。电流从电容C的正极流出，经过第三开关管S3和待供电设备5回到电容C的负极形成第二个电流通路，电容C处于放电状态。
第二工作模式下，第二开关管S2处于导通状态，第一开关管S1处于截止状态。此时，根据法拉第电磁感应定律，电感L的A、B两端将产生一个电动势VBA，其中B端为正极，A端为负极。VBA与供电电源Vin串联，因此电感L的B端电压VB=Vin+VBA。电感L和电源Vin给待供电设备5与电容C供电，此时电容C两端的电压Vboot2=Vin+VBA。该供电电路包含两个电流通路。即电流从电源Vin正极流出，经过电感L和第二开关管S2后分成两路，其中一路流入电容C，给电容C充电。另一路为待供电设备5供电。
在图4所示的供电电路中，假设第二采样模块4在每个开关周期内只采集一次第二电压Vboot2，且在上述第一开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比为Duty1，那么实际该电路在第一开关周期的输出电压Vout1=Vboot2×Duty1。第四控制单元14将第一开关周期的输出电压Vout1与预设电压V'进行对比。当Vout1大于或者小于预设电压V'时，第四控制单元14需要调整第六脉冲宽度调制信号的占空比，从而调整第三开关管S3在第二开关周期的通断状态，使第二开关周期的输出电压Vout2接近预设电压V'。若第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比为Duty2，使得第二开关周期内的输出电压Vout2=Vboot2×Duty2，第二开关周期的输出电压Vout2相对于第一开关周期内的输出电压Vout1应更接近于预设电压V'，从而实现恒压输出。
基于图4所示的供电电路，本申请还提供了一种供电电路的控制方法。在一种可能的实现方式中，供电电路包括控制模块1和升降压电路2，升降压电路2的输入端与供电电源Vin连接，输出端与待供电设备5连接。其中，升降压电路2包括第一开关管S1、第二开关管S2和第三开关管S3，控制模块1包括第三控制单元13和第四控制单元14。该供电电路的控制方法包括：第三控制单元13通过第四脉冲宽度调制信号控制第一开关管S1的通断状态，并通过第五脉冲宽度调制信号控制第二开关管S2的通断状态。第四控制单元14通过第六脉冲宽度调制信号控制第三开关管S3的通断状态。其中，第四脉冲宽度调制信号与第五脉冲宽度调制信号互为反相信号。
在一个实施例中，供电电路还包括第二采样模块4，升降压电路2还包括电容C，第二采样模块4与电容C的第一端连接。第二采样模块4用于在第一开关周期内采集电容C第一端的第二电压，并将第二电压传输给第四控制单元14。第四控制单元14可以根据第二电压和第一开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比确定供电电路在第一开关周期内的输出电压，并根据输出电压确定第三有效电压。第四控制单元14还根据第三有效电压与预设电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，从而通过第六脉冲宽度调制信号控制第三开关管S3在第二开关周期内的通断状态。
如图5所示，本申请实施例还提供了一种电子设备，该电子设备6包括：至少一个处理器61、存储器62以及存储在该存储器62中并可在该至少一个处理器61上运行的计算机程序63，该处理器61执行计算机程序63时实现上述任意各个方法实施例中的步骤。
本申请实施例还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现可实现上述各个方法实施例中的步骤。
本申请实施例提供了一种计算机程序产品，当计算机程序产品在电子设备上运行时，使得电子设备执行时实现可实现上述各个方法实施例中的步骤。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的装置/电子设备和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置/电子设备实施例仅仅是示意性的，例如，模块或单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。上述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
如在本申请说明书和所附权利要求书中所使用的那样，术语“如果”可以依据上下文被解释为“当...时”或“一旦”或“响应于确定”或“响应于检测到”。类似地，短语“如果确定”或“如果检测到[所描述条件或事件]”可以依据上下文被解释为意指“一旦确定”或“响应于确定”或“一旦检测到[所描述条件或事件]”或“响应于检测到[所描述条件或事件]”。另外，在本申请说明书和所附权利要求书的描述中，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本申请说明书中描述的参考“一个实施例”或“一些实施例”等意味着在本申请的一个或多个实施例中包括结合该实施例描述的特定特征、结构或特点。由此，在本说明书中的不同之处出现的语句“在一个实施例中”、“在一些实施例中”、“在其他一些实施例中”、“在另外一些实施例中”等不是必然都参考相同的实施例，而是意味着“一个或多个但不是所有的实施例”，除非是以其他方式另外特别强调。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种供电电路，其特征在于，包括：升降压电路（2）和控制模块（1），所述升降压电路（2）的输入端与供电电源（Vin）连接，输出端与待供电设备（5）连接；
所述升降压电路（2）包括第一开关管（S1）、第二开关管（S2）、电感（L）和电容（C），所述电感（L）的一端与所述供电电源（Vin）连接，所述电感（L）的另一端分别与所述第一开关管（S1）的一端和所述第二开关管（S2）的一端连接，所述第一开关管（S1）的另一端接地，所述第二开关管（S2）的另一端与所述电容（C）的第一端连接，所述电容（C）的第二端接地，所述待供电设备（5）并联在所述电容（C）的两端；
所述控制模块（1）用于控制所述第一开关管（S1）与所述第二开关管（S2）的通断状态，所述通断状态包括导通状态和截止状态。
2.如权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述供电电路还包括：第一采样模块（3），所述控制模块（1）包括第一控制单元（11）和第二控制单元（12）；
所述第一采样模块（3）与所述电容（C）的第一端连接，用于在第一工作周期内采集所述电容（C）第一端的第一电压，并将所述第一电压传输给所述第二控制单元（12）；
所述第二控制单元（12）根据所述第一电压控制所述第一控制单元（11）在第二工作周期内的工作状态，所述工作状态包括工作和不工作，所述第一工作周期与所述第二工作周期为相邻的工作周期；
所述第一控制单元（11）分别与所述第一开关管（S1）和所述第二开关管（S2）连接，所述第一控制单元（11）用于控制所述第一开关管（S1）和所述第二开关管（S2）的通断状态。
3.如权利要求2所述的供电电路，其特征在于，所述第二控制单元（12）根据所述第一电压控制所述第一控制单元（11）在第二工作周期内的工作状态，包括：
所述第二控制单元（12）根据所述第一电压确定第一有效电压，并根据所述第一有效电压和预设电压确定第三脉冲宽度调制信号的占空比，使得所述第二工作周期内的第二有效电压与所述预设电压的差值小于所述第一有效电压与所述预设电压的差值，所述第三脉冲宽度调制信号用于控制所述第一控制单元（11）在第二工作周期内的工作状态，从而控制所述第一开关管（S1）和所述第二开关管（S2）的通断状态；
当所述第三脉冲宽度调制信号为高电平时，所述第一控制单元（11）工作，且所述第一控制单元（11）通过第一脉冲宽度调制信号控制所述第一开关管（S1）的通断状态，通过第二脉冲宽度调制信号控制所述第二开关管（S2）的通断状态，所述第一脉冲宽度调制信号与所述第二脉冲宽度调制信号互为反相信号；
当所述第三脉冲宽度调制信号为低电平时，所述第一控制单元（11）不工作，则所述第一开关管（S1）和所述第二开关管（S2）都处于截止状态。
4.如权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述升降压电路（2）还包括第三开关管（S3），所述第三开关管（S3）的一端与所述电容（C）的第一端连接，所述电容（C）的第二端接地，所述第三开关管（S3）的另一端与所述待供电设备（5）串联，所述第三开关管（S3）与所述待供电设备（5）并联在所述电容（C）的两端，所述控制模块（1）还用于控制所述第三开关管（S3）的通断状态。
5.如权利要求4所述的供电电路，其特征在于，所述供电电路还包括：第二采样模块（4），所述控制模块（1）包括第三控制单元（13）和第四控制单元（14）；
所述第三控制单元（13）分别与所述第一开关管（S1）和所述第二开关管（S2）连接，所述第三控制单元（13）用于通过第四脉冲宽度调制信号控制所述第一开关管（S1）的通断状态，并通过第五脉冲宽度调制信号控制所述第二开关管（S2）的通断状态，所述第四脉冲宽度调制信号与所述第五脉冲宽度调制信号互为反相信号；
所述第四控制单元（14）分别与所述第三开关管（S3）和所述第二采样模块（4）连接，所述第二采样模块（4）与所述电容（C）的第一端连接，所述第二采样模块（4）用于在第一开关周期内采集所述电容（C）第一端的第二电压，并将所述第二电压传输给所述第四控制单元（14），所述第四控制单元（14）根据所述第二电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，所述第六脉冲宽度调制信号用于控制所述第三开关管（S3）的通断状态；
所述第一开关管（S1）处于导通状态且所述第二开关管（S2）处于截止状态以及所述第一开关管（S1）处于截止状态且所述第二开关管（S2）处于导通状态所用的时间为一个开关周期，所述第一开关周期与所述第二开关周期为相邻的开关周期。
6.根据权利要求5所述的供电电路，其特征在于，所述第四控制单元（14）根据所述第二电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，包括：
所述第四控制单元（14）根据所述第二电压和所述第一开关周期内所述第六脉冲宽度调制信号的占空比确定所述升降压电路（2）的输出端在所述第一开关周期内的输出电压，并根据所述输出电压确定第三有效电压，所述第四控制单元（14）根据所述第三有效电压和预设电压确定第二开关周期内第六脉冲宽度调制信号的占空比，使得所述第二开关周期内的第四有效电压与所述预设电压的差值小于所述第三有效电压与所述预设电压的差值。
7.一种供电电路的控制方法，其特征在于，所述供电电路包括升降压电路（2）和控制模块（1），所述升降压电路（2）包括第一开关管（S1）和第二开关管（S2），所述控制模块（1）包括第一控制单元（11）和第二控制单元（12），所述方法包括：
所述第一控制单元（11）用于控制所述第一开关管（S1）和所述第二开关管（S2）的通断状态，所述第二控制单元（12）通过第三脉冲宽度调制信号控制所述第一控制单元（11）的工作状态，所述工作状态包括工作和不工作；
所述第三脉冲宽度调制信号为高电平时，所述第一控制单元（11）工作，且所述第一控制单元（11）通过第一脉冲宽度调制信号控制所述第一开关管（S1）的通断状态，并通过第二脉冲宽度调制信号控制所述第二开关管（S2）的通断状态，所述通断状态包括导通状态和截止状态，所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号互为反相信号；
所述第三脉冲宽度调制信号为低电平时，所述第一控制单元（11）不工作，所述第一开关管（S1）和所述第二开关管（S2）均截止。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述第二控制单元（12）通过第三脉冲宽度调制信号控制所述第一控制单元（11）的工作状态的方法包括：
所述供电电路还包括第一采样模块（3），所述升降压电路（2）还包括电容（C），所述第一采样模块（3）与所述电容（C）的第一端连接，所述第一采样模块（3）用于在第一工作周期内采集所述电容（C）第一端的第一电压，并将所述第一电压传输给所述第二控制单元（12）；
所述第二控制单元（12）根据所述第一电压确定第一有效电压，并根据所述第一有效电压和预设电压确定第三脉冲宽度调制信号的占空比，使得第二工作周期内的第二有效电压与所述预设电压的差值小于所述第一有效电压与所述预设电压的差值，所述第一工作周期和所述第二工作周期为相邻的开关周期。
9.一种供电电路的控制方法，其特征在于，所述供电电路包括升降压电路（2）和控制模块（1），所述升降压电路（2）包括第一开关管（S1）、第二开关管（S2）和第三开关管（S3），所述控制模块（1）包括第三控制单元（13）和第四控制单元（14），所述方法包括：
所述第三控制单元（13）通过第四脉冲宽度调制信号控制所述第一开关管（S1）的通断状态，并通过第五脉冲宽度调制信号控制所述第二开关管（S2）的通断状态，所述第四脉冲宽度调制信号与所述第五脉冲宽度调制信号互为反相信号，所述第四控制单元（14）通过第六脉冲宽度调制信号控制所述第三开关管（S3）的通断状态，所述通断状态包括导通状态和截止状态。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述第四控制单元（14）通过第六脉冲宽度调制信号控制所述第三开关管（S3）的通断状态的方法包括：
所述供电电路还包括第二采样模块（4），所述升降压电路（2）还包括电容（C），所述第二采样模块（4）与所述电容（C）的第一端连接，所述第二采样模块（4）用于在第一开关周期内采集所述电容（C）第一端的第二电压，并将所述第二电压传输给所述第四控制单元（14）；
所述第四控制单元（14）根据所述第二电压和所述第一开关周期内所述第六脉冲宽度调制信号的占空比确定所述升降压电路（2）的输出端在所述第一开关周期内的输出电压，并根据所述输出电压确定第三有效电压，所述第四控制单元（14）根据所述第三有效电压与预设电压确定第二开关周期内所述第六脉冲宽度调制信号的占空比；
所述第一开关管（S1）处于导通状态且所述第二开关管（S2）处于截止状态以及所述第一开关管（S1）处于截止状态且所述第二开关管（S2）处于导通状态所用的时间为一个开关周期，所述第一开关周期与所述第二开关周期为相邻的开关周期。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113783423A (zh) * 2021-09-16 2021-12-10 浪潮商用机器有限公司 一种buck电路和芯片
CN114050606A (zh) * 2021-09-30 2022-02-15 漳州科华电气技术有限公司 电压控制装置及开关电源

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050206422A1 (en) * 2004-03-17 2005-09-22 Mehas Gustavo J Enable pin using programmable hysteresis improvement
CN101483951A (zh) * 2009-02-16 2009-07-15 湖南力芯电子科技有限责任公司 发光二极管驱动器和驱动发光二极管的方法
CN107070222A (zh) * 2017-04-13 2017-08-18 安徽工业大学 一种双向dc/dc功率变换器控制电路及其控制方法
CN107769556A (zh) * 2017-11-01 2018-03-06 广州金升阳科技有限公司 同步整流boost变换器、同步整流控制电路及方法
CN108183611A (zh) * 2017-12-26 2018-06-19 成都芯源系统有限公司 一种双向开关电路的控制装置和方法
CN108390568A (zh) * 2018-04-13 2018-08-10 成都矽芯科技有限公司 一种使用低压pmos整流管的同步整流boost型电源调制电路
CN110212842A (zh) * 2019-06-06 2019-09-06 南通大学 一种用于光伏储能系统的三端口集成式变换器及控制方法
CN110277914A (zh) * 2019-07-19 2019-09-24 电子科技大学 一种适用于Boost变换器的反流比较器

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050206422A1 (en) * 2004-03-17 2005-09-22 Mehas Gustavo J Enable pin using programmable hysteresis improvement
CN101483951A (zh) * 2009-02-16 2009-07-15 湖南力芯电子科技有限责任公司 发光二极管驱动器和驱动发光二极管的方法
CN107070222A (zh) * 2017-04-13 2017-08-18 安徽工业大学 一种双向dc/dc功率变换器控制电路及其控制方法
CN107769556A (zh) * 2017-11-01 2018-03-06 广州金升阳科技有限公司 同步整流boost变换器、同步整流控制电路及方法
CN108183611A (zh) * 2017-12-26 2018-06-19 成都芯源系统有限公司 一种双向开关电路的控制装置和方法
CN108390568A (zh) * 2018-04-13 2018-08-10 成都矽芯科技有限公司 一种使用低压pmos整流管的同步整流boost型电源调制电路
CN110212842A (zh) * 2019-06-06 2019-09-06 南通大学 一种用于光伏储能系统的三端口集成式变换器及控制方法
CN110277914A (zh) * 2019-07-19 2019-09-24 电子科技大学 一种适用于Boost变换器的反流比较器

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113783423A (zh) * 2021-09-16 2021-12-10 浪潮商用机器有限公司 一种buck电路和芯片
CN113783423B (zh) * 2021-09-16 2024-01-26 浪潮商用机器有限公司 一种buck电路和芯片
CN114050606A (zh) * 2021-09-30 2022-02-15 漳州科华电气技术有限公司 电压控制装置及开关电源
CN114050606B (zh) * 2021-09-30 2024-04-19 漳州科华电气技术有限公司 电压控制装置及开关电源

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