CN101483460A - 构建用于mu-mimo系统的可分级pmi信令方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种构建用于多用户多入多出(MU－MIMO)系统的可分级预编码矩阵指示(PMI)信令的方法。该方法包括：在码书中找出与用户预编码向量正交配对的其他正交干扰向量，计算PMI信令大小；将PMI信令大小与限定值进行比较，如果PMI信令大小大于或等于限定值，则终止计算，如果PMI信令大小小于限定值，则允许增加非正交干扰向量与用户预编码向量配对。本发明的方法可使用较多的比特来表示对于MU－MIMO系统比较重要的PMI。

Description

构建用于MU-MIMO系统的可分级PMI信令方法

技术领域

本发明涉及一种多用户多入多出(MU-MIMO)系统中的可分级预编码矩阵指示(PMI)信令方法，具体地说，涉及一种在预编码MIMO通信系统和天线阵列波束赋形中构建可分级PMI下行控制信令方法。

背景技术

随着无线通信技术的发展，多入多出(MU-MIMO)技术被广泛地用于各种标准(例如，第三代合作伙伴计划(3GPP)、3GPP2、IEEE 802.16m)的无线通信系统。

在物理下行控制信道(PDCCH)中，预编码矩阵指示(PMI)信令对于支持预编码MIMO(包括单用户MIMO(SU-MIMO)和多用户MIMO)系统是很重要的。通常，用于MU-MIMO的PMI信令的大小应该很大，并且与在空间域中同时服务的用户数量成比例。

例如，考虑这样的一个MIMO系统，其具有M个发射天线的基站(BS)和K个活动用户，每个用户都装备有Nr个接收天线。基于L个M×M酉矩阵的{B⁽¹⁾，B⁽²⁾，…，B^(L)}构建来自用户的量化反馈的码书C，从而总体的码书大小以列向量的数量表示为N·q＝L·M。列向量的集合形成码书C＝{v₁，v₂，…，v_Nq}。由P_SDMA表示在空间域中同时服务的用户的数量。因此用于MU-MIMO的PMI信令的典型大小通常计算为log₂(Nq)×P_SDMA比特。用于PDCCH中的用户k的PMI信令的示例在表1中示出。

[表1]

 

log2(Nq)比特	log2(Nq)比特	log2(Nq)比特	log2(Nq)比特	log2(Nq)比特
					uk	ui	uj	......	um

在表1中，u_k表示用于用户k的预编码向量，u_i、u_j和u_m分别表示用于用户i、j和k的预编码向量。用户i、j和k对于用户k是干扰用户。在PDCCH中，将其他干扰用户的向量通知用户k是很重要而且必要的，这可以提高30％的通信量性能。如果接收者不知道干扰，则MU-MIMO相对于SU-MIMO不具有优势。

然而，现有技术中的用于MU-MIMO的PMI信令开销很高，而过高的信令开销将降低网络下行通信量。因此，有必要提出一种减少PMI信令开销的方法，从而提高MU-MIMO系统的性能。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在PDCCH中构建能够减少MU-MIMO系统的PMI信令开销的方法，为此，本发明提出一种可分级的PMI信令方法，可以节省PMI下行链路控制信令开销，并提供一种灵活的方式来控制PMI信令的开销和性能。

根据本发明的一方面，提供一种构建用于正交预编码的可分级PMI信令的方法，包括步骤：a、在码书中找出与用户预编码向量正交配对的其他正交干扰向量，计算PMI信令大小；b、将PMI信令大小与限定值进行比较，如果PMI信令大小大于或等于限定值，则终止计算，如果PMI信令大小小于限定值，则允许增加非正交干扰向量与用户预编码向量配对。

根据本发明的另一方面，提供一种构建可分级PMI信令的方法，包括步骤：a、找到与用户预编码向量配对最佳的一个配对向量，计算PMI信令大小；b、将所述大小与限定值进行比较，如果所述大小大于或等于限定值，则终止计算，如果所述大小小于限定值，则允许2q-1个配对向量与用户预编码向量配对，其中，q是自然数。

附图说明

通过下面结合附图对实施例的详细描述，本发明的上述和/或其他方面将会变得清楚和更容易理解，其中：

图1是示出根据本发明实施例的构建用于正交预编码的可分级PMI信令的方法的流程图；

图2是示出根据本发明实施例的构建可分级PMI信令的方法的流程图；以及

图3示出具有3比特DFT码书和4个发射天线(Tx)的均匀线性阵列(ULA)的波束赋形图。

具体实施方式

现将详细参照本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出。

考虑这样的一个MIMO系统，其具有M个发射天线的基站(BS)和k个活动用户，每个用户都装备有Nr个接收天线。在用户处的用于量化反馈的码书定义为C＝{v₁，v₂，…，v_Nq}。其中，v₁，v₂，…，v_Nq是M×1的列向量。由r表示的MU-MIMO的秩表示在空间域中同时服务的用户的数量(P_SDMA)。对于秩r，限定PMI信令大小不大于Br比特。

图1是示出根据本发明实施例的构建用于正交预编码的可分级PMI信令的方法的流程图。参照图1，在步骤S1，在最小PMI信令模式下计算PMI信令的大小t₀。应注意，在步骤S1的最小PMI信令模式是基于正交配对的，即，找出码书C中的对于用户k的预编码向量u_k的M-1个正交向量。因此，对于秩r的PMI信令大小为 $t_0={\log }_2(C_{\mathrm{Nq}}^1\×C_{M-1}^{r-1}+1)$ 比特。注意，在该计算中，“+1”表示没有包括的可能性。表2示出了在秩为r的情况下对于用户k的最小PMI信令模式。

[表2]

由于非正交配对通常引起系统性能的严重干扰和恶化，因此对于预编码向量和干扰向量的正交限制是实际而有效的方式。可以使用多个比特来表示正交配对的可能性，这是因为基站进行的正交配对出现的概率很大。

接下来，将计算的PMI信令大小t₀与限定值进行Br比较，如果t₀大于或等于Br，则结束计算过程，不再寻找更多的配对向量。如果t₀小于Br，则进行到步骤S2。

在步骤S2，可以放宽步骤S1的正交配对限制，从而允许更多的空分多址(SDMA)配对可能性。除了在步骤S1的正交配对可能性之外，还允许增加一个非正交干扰向量与用户k的预编码向量进行u_k配对，并计算增加了一个非正交干扰向量之后的PMI信令大小t₁。选择非正交干扰向量的标准是：使波束(向量)之间的最小信号干扰比(SIR)大于给定阈值。

由下面的等式1定义第i个波束(向量)相对于第j个波束(向量)的SIR_i，j：

${\mathrm{SIR}}_{i,j}=\underset{\mathrm{\θ}\∈{\mathrm{\α}}_i}{\min }{\left|\frac{A_i\left(\mathrm{\θ}\right)}{A_j\left(\mathrm{\θ}\right)}\right|}^2..........................................\left(1\right)$

其中，α_i表示第i个波束的波束赋形增益最大化的空间角区间，可通过波束赋形图案计算得出，θ表示α_i中的空间角，A_i(θ)表示第i个波束朝向空间角θ的波束增益。可根据下面的等式(2)和(3)来计算A_i(θ)：

$A_i\left(\mathrm{\θ}\right)=\left|\mathrm{space}\left(\mathrm{\θ}\right)u_i^H\right|......................................................\left(2\right)$

$\mathrm{space}\left(\mathrm{\θ}\right)=[1,e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d\sin \mathrm{\θ}},...,e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(n-1)d\sin \mathrm{\θ}}...e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-1)d\sin \mathrm{\θ}}]............\left(3\right)$

在等式(2)中，u_i表示第i个波束向量，在等式(3)中，λ代表波长，d代表发送天线阵元之间的间隔，n表示第n个天线阵元，N表示发送天线阵元的数量。将在以后详细描述基于SIR选择非正交干扰向量的方法。

将增加了一个非正交干扰向量之后的PMI信令大小t₁与限定值Br进行比较，如果t₁<Br，则在下一步骤选择2个非正交干扰向量与u_k配对，并继续计算PMI信令大小t₂以与Br进行比较。如果t₁＝Br，则终止计算，即选择一个非正交向量与u_k配对；如果t₁>Br，则回到步骤S1计算的结果并终止计算，即没有选择非正交干扰向量。

以此类推，如果在步骤Sq(未示出)选择了q-1(q＝1，2，...r-1)个非正交干扰向量并且计算出PMI信令大小t_q-1>Br，则回到步骤S(q-1)的结果，并终止继续选择向量；如果t_q-1<Br，则允许选择q个非正交干扰向量；如果t_q-1＝Br，则终止计算，即选择了q-1个非正交干扰向量与u_k配对。

最后，在步骤Sr增加了r-1个非正交干扰向量之后，计算出PMI信令大小t_r-1，如果t_q-1＝Br，则结束计算；否则回到步骤S(r-1)，即增加了r-2个非正交干扰向量与u_k配对。

下面将参照图1来详细描述根据本发明实施例的一种选择对于u_k的另外的q个非正交干扰向量的步骤：

首先，建立正交基。从码书C中得出包括彼此正交的r-q个向量(u_k和r-q-1个向量，彼此正交)的所有可能的集合。可通过从步骤S1得到的正交配对的相应集合中删除q个正交向量来得到这些集合(不考虑向量的顺序)。将这些集合表示为A_w，其中， $w=\mathrm{1,2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,C_{M-1}^{r-q-1}.$

然后，基于每个A_w搜索u_k的另外的q个非正交干扰向量。将对于A_w的非正交干扰向量的可能的集合表示为

y＝1，…，G。其中，G表示从码书C取出的q个非正交向量的组合的数量，y表示对于A_w的特定的q个非正交向量，找出符合以下的等式(4)的所有y：

$y=\arg \{\min \left\{\underset{\&ForAll;v_i,v_j\&Element;B_w^y}{S{\mathrm{IR}}_{i,j},}\underset{\&ForAll;v_i\&Element;B_w^y,\&ForAll;v_j\&Element;A_w}{S{\mathrm{IR}}_{i,j},}\underset{\&ForAll;v_i\&Element;A_w,\&ForAll;v_j\&Element;B_w^y}{{\mathrm{SIR}}_{i,j},}\right\}\&GreaterEqual;\mathrm{Threshold}\}......\left(4\right)$

其中，  Threshold表示阈值。

最后，计算PMI信令大小t_q-1＝log₂(P_q-1+P_added，q+1)比特。其中，P_q-1表示在步骤S(q-1)的所有配对可能性，P_added，q表示在步骤Sq增加的配对可能性，“+1”总是表示没有包括的情况。

表3示出了从步骤Sq输出的可分级PMI信令的结构。

[表3]

图2是示出根据本发明实施例的构建可分级PMI信令的方法的流程图。在图2的步骤S1，最小PMI信令模式表示1个配对可能性。换句话说，就是找出与u_k最佳的配对向量组合。计算PMI信令大小t₀。将t₀与预定值Br进行比较，如果t₀大于或等于Br，则终止计算，如果t₀<Br，则进行步骤s2。

在步骤S2，放宽阈值以允许3个干扰向量配对可能性，并计算3个干扰向量配对之后的PMI信令大小t₁，将t₁与Br进行比较。如果t₁<Br，则进行下一步骤；如果t₁＝Br，则结束计算；如果t₁>Br，则回到步骤S0的结果并结束计算。

以此类推，在步骤Sq允许选择2^q-1个(q＝1，2，...r-1)干扰向量配对可能性并计算出PMI信令大小t_q-1，如果t_q-1>Br，则回到步骤S(q-1)的结果，并终止计算；如果t_q-1<Br，则允许计算2^q个干扰向量配对可能性；如果t_q-1=Br，则终止计算，即得到了2^q-1个配对可能性。

下面将详细说明一种优化的查找2^q-1个配对可能性的过程。在步骤Sq，搜索由r个向量(u_k和其他r-1个向量)构成的最佳配对的2^q-1个集合，用

(y＝1，2，...，G)表示对于u_k的干扰向量的可能的集合，其中，G表示从码书C取出的r-1个向量的组合的数量，y表示特定的配对结果。优化的标准由下面的等式(5)给出：

$y=\arg \{\min \left\{\underset{\&ForAll;v_i,v_j\&Element;B_w^y}{S{\mathrm{IR}}_{i,j},}\underset{v_i\&Element;u_k,{\&ForAll;v}_j\&Element;B_w^y,}{S{\mathrm{IR}}_{i,j},}\underset{\&ForAll;v_i\&Element;B_w^y,v_j\&Element;u_k}{{\mathrm{SIR}}_{i,j},}\right\}\&GreaterEqual;\mathrm{Threshol}{d}_q\}......\left(5\right)$

其中，Threshold_q表示用于选择2^q-1个配对向量可能性的阈值。

图3示出具有3比特DFT码书和4个发射天线(Tx)的均匀线性阵列(ULA)的波束赋形图。下面的矩阵TT中的每个元(i，j)表示图3的各个波束之间的SIR的平方根，即

$\left[\begin{array}{cccccccc}1.00& 3.56& 6.03& 3.56& 1.00& 4.00& 4.00& 1.00\\ 3.25& 1.00& 2.96& 5.19& 1.00& 1.00& 4.20& 4.09\\ 5.08& 2.88& 1.00& 4.30& 3.69& 1.00& 1.53& 3.69\\ 3.25& 5.19& 2.96& 1.00& 4.09& 4.20& 1.00& 1.00\\ 1.00& 1.00& 4.16& 4.25& 1.00& 3.05& 5.04& 2.85\\ 4.09& 1.00& 1.00& 4.13& 3.24& 1.00& 3.12& 5.42\\ 4.09& 4.13& 1.00& 1.00& 5.42& 3.12& 1.00& 3.24\\ 1.00& 4.25& 4.16& 1.00& 2.85& 5.04& 3.05& 1.00\end{array}\right]....................................................\left(6\right)$

下面将结合图2和图3以及SIR矩阵(6)来描述根据本发明实施例的用于MU-MIMO的可分级PMI信令方法的示例。例如，在r＝2的MU-MIMO的情况下，在步骤S1，将阈值Threshold₁设置为5²＝25，并检查矩阵(6)中计算的数值，可发现：

对于u_k＝v₁，干扰向量集合为{v₃}；

对于u_k＝v₂，干扰向量集合为{v₄}；

对于u_k＝v₃，干扰向量集合为{v₁}；

对于u_k＝v⁴，干扰向量集合为{v₂}；

对于u_k＝v₅，干扰向量集合为{v₇}；

对于u_k＝v₆，干扰向量集合为{v₈}；

对于u_k＝v₇，干扰向量集合为{v₅}；

对于u_k＝v₈，干扰向量集合为{v₆}。

在步骤S2，将阈值Threshold₂设置为3.6²＝12.96，并检查矩阵(6)中计算的数值，可发现：

对于u_k＝v₁，干扰向量集合为{v₃}{v₆}{v₇}；

对于u_k＝v₂，干扰向量集合为{v₄}{v₇}{v₈}；

对于u_k＝v³，干扰向量集合为{v₁}{v₅}{v₈}；

对于u_k＝v₄，干扰向量集合为{v₂}{v₅}{v₆}；

对于u_k＝v₅，干扰向量集合为{v₃}{v₄}{v₇}；

对于u_k＝v₆，干扰向量集合为{v₁}{v₄}{v₈}；

对于u_k＝v₇，干扰向量集合为{v₁}{v₂}{v₅}；

对于u_k＝v₈，干扰向量集合为{v₂}{v₃}{v₆}。

以下，给出使用上述两种方法的用于MU-MIMO的PMI信令的一些示例，在以下的示例中，使用多个比特来表示对应用户预编码向量来说重要的配对可能性。

表4示出了在3比特DFT码书、4个发射天线和MU-MIMO的秩为2的情况下使用第一方法的PMI信令的示例。所述PMI信令采用3+2比特的形式来表示。其中，3比特表示从8个DFT向量中选择的用于用户k的预编码向量，2比特表示具有4种可能性的干扰向量指示。

[表4]

 

PMI 1(3比特)	PMI 2(2比特)
		000       v1	00  干扰向量1
001       v2	01  干扰向量2
		010       v3	10  干扰向量3
011       v4	11  非正交配对
		100       v5
101       v6
		110       v7
111       v8

对于v1，干扰向量1、干扰向量2、干扰向量3表示v1的三个正交向量{v2}{v3}{v4}，非正交配对表示{v5}{v6}{v7}{v8}；对于v2，干扰向量1、干扰向量2、干扰向量3表示v2的三个正交向量{v1}{v3}{v4}，非正交配对表示{v5}{v6}{v7}{v8}，不逐一阐述v3等其余向量的情况。

表5示出了在DFT、识别码书为3GPP LTE的2个发射天线码书、MU-MIMO秩为2的情况下使用第一方法的PMI信令。表6是用于3GPPLTE的2个发射天线的码书。其中，所述PMI信令采用3+1比特形式，3比特表示从码书中的6个可能向量中选择的对于用户k的预编码向量，1比特表示具有2种可能性的干扰向量指示。

[表5]

 

PMI 1(3比特)	PMI 2(1比特)
		000   v1	0    正交配对
001   v2	1    非正交配对
		010   v3
011   v4
		100   v5
101   v6
		110   v7
111   v8

对于v1，正交配对表示v1的正交向量{v2}，非正交配对表示{v3}{v4}{v5}{v6}。不逐一阐述其他向量的情况。

[表6]

表7示出在3比特DFT码书、4发射天线、MU-MIMO秩为2的情况下使用第二方法的PMI信令。所述PMI信令采用3+2比特形式，其中，3比特表示从8个DFT向量中选择的用于用户k的预编码向量，2比特表示具有4种可能性的干扰向量指示。

[表7]

 

PMI 1(3比特)	PMI 2(2比特)
		000   v1	00   干扰向量1
001   v2	01   干扰向量2
		010   v3	10   干扰向量3
011   v4	11   未包括的情况
		100   v5
101   v6
		110   v7
111   v8

应注意，以上的示例仅用于示例性目的，本发明的PMI信令方法还可应用于DFT和3GPP LTE以外的其他码书，并且PMI信令的表示方式也不限于在此提出的实施例。通过上述实施例可以看出，本发明提供的PMI信令方法可以节省下行链路控制信令开销，并且可分级的PMI信令方法可以根据情况和需求灵活地调整性能和开销，这为PMI信令的使用提供了便利。

虽然已经示出和描述了本发明的若干实施例，但是本领域的技术人员将理解，在不脱离权利要求限定的本发明的原理和精神的情况下，可以做出各种改变，本发明的范围在权利要求及其等同物中限定。

Claims (13)

1、一种在MU-MIMO系统中构建用于正交预编码的可分级PMI信令的方法，包括步骤：

a、在码书中找出与用户预编码向量正交配对的正交干扰向量，并计算PMI信令大小；以及

b、将PMI信令大小与限定值进行比较，如果PMI信令大小大于或等于限定值，则不再选择非正交干扰向量；如果PMI信令大小小于限定值，则允许增加非正交干扰向量来与用户预编码向量配对。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤b中允许增加非正交干扰向量进一步包括：

b1、选择一个非正交干扰向量，计算增加所述非正交干扰向量之后的PMI信令大小；

b2、将PMI信令大小与所述限定值进行比较，如果所述大小大于所述限定值，则不增加所述一个非正交干扰向量与用户预编码向量配对；如果所述大小等于所述限定值，则增加所述一个非正交干扰向量与用户预编码向量配对并终止选择；如果所述大小小于所述限定值，则允许再增加一个非正交干扰向量，并返回步骤b1。

3、如权利要求1所述的方法，其中，在计算PMI信令大小时，使用1/2比特来表示没有包括的情况。

4、如权利要求1所述的方法，其中，基于使SIR大于预定阈值的标准来选择与用户预编码向量配对的非正交干扰向量，并将码书中的第i个波束向量相对于第j个波束向量的SIR_i，j定义为：

${\mathrm{SIR}}_{i,j}=\underset{\mathrm{\&theta;}\&Element;{\mathrm{\&alpha;}}_i}{\min }{\left|\frac{A_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{A_j\left(\mathrm{\&theta;}\right)}\right|}^2$

式中，α_i表示第i个波束的波束赋形增益最大化的空间角区间，θ表示α_i中的空间角，A_i(θ)表示第i个波束朝向空间角θ的波束增益。

5、如权利要求4所述的方法，其中，将等式中的A_i(θ)定义为：

$A_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\left|\mathrm{space}\left(\mathrm{\&theta;}\right)u_i^H\right|$

$\mathrm{space}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=[1,e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&lambda;}}d\sin \mathrm{\&theta;}},...,e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&lambda;}}(n-1)d\sin \mathrm{\&theta;}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&lambda;}}(N-1)d\sin \mathrm{\&theta;}}]$

式中，u_i代表第i个波束向量，λ代表波长，d代表发送天线阵元之间的间隔，n表示第n个天线阵元，N表示发送天线阵元的数量。

6、如权利要求1所述的方法，其中，所述PMI信令使用多个比特来表示对于用户预编码向量重要的配对可能性。

7、如权利要求1所述的方法，其中，所述码书是DFT码书或3GPP LTE2码书。

8、一种在MU-MIMO系统中构建可分级PMI信令的方法，包括步骤：

找到与用户预编码向量配对最佳的一个配对向量，计算PMI信令大小；以及

将所述大小与限定值进行比较，如果所述大小大于或等于限定值，则终止计算，如果所述大小小于限定值，则允许2^q-1个配对向量与用户预编码向量配对，其中，q是自然数。

9、如权利要求8所述的方法，其中，在计算PMI信令大小时，使用1/2比特来表示没有包括的情况。

10、如权利要求8所述的方法，其中，基于使SIR大于预定阈值的标准来选择与用户预编码向量配对的配对向量，并将码书中的第i个波束相对于第j个波束的SIR_i，j定义为：

${\mathrm{SIR}}_{i,j}=\underset{\mathrm{\&theta;}\&Element;{\mathrm{\&alpha;}}_i}{\min }{\left|\frac{A_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)}{A_j\left(\mathrm{\&theta;}\right)}\right|}^2$

式中，α_i表示第i个波束的波束赋形增益最大化的空间角区间，θ表示α_i中的空间角，A_i(θ)表示第i个波束朝向空间角θ的波束增益。

11、如权利要求10所述的方法，其中，将等式中的A_i(θ)定义为：

$A_i\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\left|\mathrm{space}\left(\mathrm{\&theta;}\right)u_i^H\right|$

$\mathrm{space}\left(\mathrm{\&theta;}\right)=[1,e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&lambda;}}d\sin \mathrm{\&theta;}},...,e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&lambda;}}(n-1)d\sin \mathrm{\&theta;}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{\&lambda;}}(N-1)d\sin \mathrm{\&theta;}}]$

式中，u_i代表第i个波束向量，λ代表波长，d代表发送天线阵元之间的间隔，n表示第n个天线阵元，N表示发送天线阵元的数量。

12、如权利要求8所述的方法，其中，所述PMI信令使用多个比特来表示对于用户预编码向量重要的配对可能性。

13、如权利要求8所述的方法，其中，所述码书是DFT码书或3GPP LTE2码书。

Images