CN101479961B - 具有自干扰抵消的多天线中继装置 - Google Patents

Abstract

无线中继节点(100)包括接收侧(110)和发送侧(120)，适应同时接收和发送信息流，并且两侧中的至少一个具有用于多天线操作的多天线。在内部设计中，无线中继节点进一步被配置(130)用于基于(取决于多天线相关反馈信道的)N×M维滤波器矩阵(135)来抵消来自(从发送侧到接收侧的)多天线相关反馈信道的信号反馈，其中N和M至少一个大于1。这样以来，有效地获得从无线中继节点的输出到输入的多天线相关反馈信号的自干扰抵消。

Description

具有自干扰抵消的多天线中继装置

技术领域

本发明总的涉及无线网络，更具体地涉及无线中继网络和相关网络部件。

背景技术

未来无线和/或蜂窝系统除了许多其他方面之外还可以提供增加的覆盖范围、更高的数据速率或两者兼而有之，这是很重要的。此外，建设和维护系统的成本方面预计在未来将变得更加重要。随着数据速率和/或通信距离的增加，增加电池消耗的问题也需要加以解决。

一个重要方面是反思现有系统中使用的拓扑，因为在三代蜂窝网络上拓扑没有多大变化。在这一方面，引入所谓的中继网络，比如多跳网络和两跳中继网络，已经在正确的方向上取得了巨大的飞跃。

举例来说，众所周知，所谓的多跳提供了大大降低通信(中继)实体之间的路径损耗的可能性，这可能有利于用户。当路由被应用于无线通信网络时，这种网络通常是指多跳网络。在多跳网络中，相互到达不了的节点或站点都能受益于位于中间的节点，该中间节点可以将它们的消息从源节点转发到目的节点。传统上，多跳网络已经与所谓的专有(ad hoc)网络相关联，其中节点多数是移动的，并且不存在中心协调基础设施。然而，当节点是固定的和/或存在中心协调基础设施时也可以应用多跳联网思想。一种这种情形目标是农村地区互联网接入并且使用连接到房子屋顶、灯柱等等的顶部的固定节点。

在多跳情形中，信息可以通过在信源和目的地之间的多跳来发送，而不是直接在一个单跳中发送。一般来说，相比直接的一跳方式，多跳方式提供了一些优点，比如较低的功耗和较高的信息吞吐量。在多跳网络中，相互到达不了的节点都能受益于位于中间的节点，该中间节点可以将它们的消息从信源向目的地转发。

提供增强的覆盖范围和数据速率的相关方法是利用所谓的两跳中继，这可以视作多跳(只包含两跳)的一种退化情况，但在同时推广到并允许并行路径(如果需要的话)。存在许多不同变型的两跳中继。

在一种特定形式的两跳中继中，发射机发送信号给中继，该中继接收消息然后或是通过再生中继(解码-与-转发)或是通过非再生中继(放大-与-转发)转发消息给接收机。两跳中继的主要好处源于将长的传输距离分成为两个大致等距的跳，以允许增加每个链路上的数据速率以及增加端到端(ETE)的总数据速率。

在另一种形式的两跳中继中，发射机发送信号给接收机，而且还发送给中继，中继接收和转发消息给接收机。然后接收机合并第一直接信号和第二中继的信号以提高信号的质量，这意味着增加平均数据速率(由于分集而差异极小)。这种形式的中继有时也称为协作中继。

然而，更详细形式的协作中继，是在几个中继节点之间采用各方面的“协作”。例如，由发送节点发送的信号可能会先由多个中继接收，随后同时转发，最后由接收节点接收。

在协作中继中，中继通常允许执行各种信号处理或编码任务，它们以不同方式提高整体通信性能。在协作中继中所采用的这些机制的好处，可以宽泛地划分为分集增益、波束成形增益、以及空间复用增益。这里另外，通过合并直接信号和中继信号，接收机可以提高信号质量。

在最近的研究文献中，协作中继经历了若干名称，比如协作分集、协作编码、虚拟天线阵列等等。参考文献[1]中给出了协作通信方案的一个很好的综述。在无线通信中站点或节点之间协作的一般好处可以概括为更高的数据速率、降低的损耗和差异(由于各种形式的分集)、增加的电池寿命和被扩展的覆盖范围。

传统转发器的使用也可以视为其最简单形式的两跳中继。转发器往往是一种相对简单的中继节点，其只提供了相当基本的功能，比如放大-与-转发，或许还有功率控制。然而，转发器和更高级的中继之间的界限并不明显。术语“中继”和“转发器”往往(这里也将)互换使用。

图1中示出了传统的两跳中继系统的例子。两跳中继系统或网络基本上包括发射机(TX)10、接收机(RX)30、以及一个或多个中继站(RS)20。当中继的数量V大于1时，或者可替换地，当直接信号和中继信号都被利用时，这代表协作中继的情况。

存在改善中继网络和所包含的中继部件性能的普遍要求。

发明内容

本发明克服了现有技术设备的这些和其他缺点。

本发明的一个总的目的是提高无线中继网络和相关网络部件的性能。

特别是，希望提供改进的无线中继节点用于增加数据速率和/或更有效地利用现有功率/能量资源。

这些和其他目的是由所附的专利权利要求所限定的本发明来实现。

本发明的一个主要方面涉及无线中继节点的内部设计，它包括适合于同时接收和发送信息流的接收侧和发送侧，其中这两侧中的至少一侧具有用于多天线操作的多个天线。无线中继节点进一步被配置用于基于取决于多天线相关反馈信道的N×M维滤波器矩阵抵消来自从发送侧到接收侧的多天线相关反馈信道的信号反馈，其中N和M至少有一个大于1。

这样，有效地获得从无线中继节点的输出到输入的多天线相关反馈信号的自干扰抵消。

本发明还涉及用于提供多天线相关反馈信号的自干扰抵消的滤波器和设计这种滤波器的方法。

本发明当然也涵盖了包括根据本发明的无线中继节点的无线中继网络。

当阅读本发明的实施例的下面描述时，将了解到由本发明所提供的其他优点。

附图说明

本发明，连同其他目的及其优点，通过参考连同附图的下列说明，将得到最好的理解，其中：

图1是说明了传统两跳中继系统的例子的示意图。

图2是说明了本发明的优选实施例的无线中继系统的例子的示意图。

图3是说明了根据本发明的优选实施例的中继内部设计的例子的示意框图。

图4是说明了根据本发明的优选实施例的、在前向路径上进行信号处理的中继内部设计的例子的示意框图。

图5是说明了根据本发明的另一优选实施例的、在前向路径上进行信号处理的中继内部设计的例子的示意框图。

图6是根据本发明的优选实施例用于设计和实现自干扰抵消滤波器的方法的示意流程图。

图7是说明了根据本发明的特定实施例的中继内部设计模型的具体例子的示意图。

图8A-B是说明了当发送侧和接收侧使用同一组天线和不同组天线时这两种情况的示意图。

图9是说明了根据本发明优选实施例的自干扰抵消滤波器的基于导频适配(adaptation)的例子的示意图。

图10是说明了根据本发明优选实施例的适配自干扰抵消滤波器的另一种原理的例子的示意图。

具体实施方式

整个附图中，同样的参考符号将被用于相应的或相同的部件。

为了更好地理解本发明，首先分析传统中继方案可能是有用的。发明人已经认识到，现有的(两跳)中继方案受到一些缺点的影响。

传统(两跳)中继方案通常假定两阶段方案，即在第一阶段中信息首先发送到(一个或多个)中继，然后在随后的第二阶段中，信息被转发给接收机。这个两阶段方法减少了中继本身所取得的好处，因为它占用两个“时隙”来发送信息。

在其中在发送和接收节点之间使用基于MIMO(多输入多输出)通信的系统中，至关重要的是，中继例如通过不是不必作为所谓的“钥匙孔(key-hole)”的方式、以MIMO通信友好的方式来运作，所述“钥匙孔(key-hole)”退化了端到端信道的秩(rank)。

如果中继正在经受强大干扰，不希望转发该干扰。问题是，当前的中继或转发器技术通常根本不具有区分干扰的能力或者不具有区分干扰到可接受水平的能力。

本发明的基本想法是提供同时接收和发送以及多天线的集成设计，其也允许从无线中继节点的输出到输入的多天线相关反馈的自干扰抵消。

在本发明中，中继的接收侧和发送侧可以使用相同或不同数量的天线，并且两侧中的至少一侧使用多天线。现在，基本想法是设计多天线中继用于同时接收和转发信号，同时还抵消了从中继输出到输入的多天线相关信号的反馈。换言之，希望实现所发送信号的自干扰抵消，同时占用在中继的输出到输入天线之间看到的MIMO/MISO/SIMO类似信道。

今天，存在所谓的频率上(on-frequency)转发器，使用自干扰抵消在相同的频率上同时接收和发送，但只有单个接收和单个发送天线，这是比本发明所提出的多天线使能干扰抵消设计远远简单的一种情形。在文献[2-6]中描述了具有简单形式的自干扰抵消而没有多天线的频率上转发器的例子。许多公司也提供这种类型的简单频率上转发器，比如Andrew[7]、RF Window[8]、Juni[9]、JAS Teletech[10]、Innoace[11]、Empower RF[12]、MMC Technology和Allen(MIKOM)。

用多天线配备转发器或中继的概念就其本身而言是众所周知的，参见例如参考文献[13]。然而，在这个参考文献中没有考虑自干扰抵消方面。

参考图2的具体例子，在两跳中继的示例性上下文下，可以理解本发明提供了具有多天线的一个或多个中继站(RS)20。这个或这些中继站被配置用于同时接收和发送信息流/信号。所接收的信息流可能是单个流或由多个子流组成，比如多输入多输出(MIMO)子流。

通常情况下，(一个或多个)中继站适用于在同一频带(在第一链路和第二链路上基本使用一个同一频率资源)内同时接收和转发信号。这可能导致从(一个或多个)中继站的输出到输入的大量的自干扰。

可替换地，中继站可以在第一频带上接收和在第二不同频带上发送，然而可能还有耦合在频带之间导致自干扰的一定程度的干扰。

在任何情况下，(一个或多个)中继站被配置用于抵消从中继输出到输入的多天线相关信号反馈。优选地，发送节点10和/或接收节点30还被提供以多天线用于利用基于空间复用的通信。

例如，中继节点可能是频率重复中继站，每个中继站接收信号，并且以大大小于OFDM(正交频分复用)符号间隔的延迟转发同一频带内的信号。原发送节点可能进一步被配置了用于适应中继信号和直接信号的相当信道的功率延迟简档(profile)的循环前缀持续时间，以确保在接收节点上同时接收和推定(constructive)干扰(增强形式的协作中继)。

本发明不仅限于两跳中继网络，而且也适用于多跳网络。

为了更好地理解，包括其各种可选的扩展情况的本发明现在将参考中继站/节点的内部设计的多个示例性实施例具体加以描述。

图3是说明了根据本发明的优选实施例的中继内部设计的例子的示意框图。

中继100基本上包括接收侧110和发送侧120，其中至少一个包括不止一个天线。这意味着，存在从发送侧120到接收侧110的多天线相关输出到输入反馈信道。如果接收侧和发送侧都使用了多天线，则输出到输入反馈信道是MIMO类似“信道”。如果只有一侧具有多天线，则反馈信道将是SIMO/MISO类似“信道”。无论哪种方式，中继100还包括用于多天线相关自干扰抵消的模块130，它模拟外部输出到输入反馈信道，用于抵消反馈信道在中继信号上的影响。自干扰抵消模块130被配置用于基于N×M维滤波器矩阵(取决于多天线相关反馈信道)完成自干扰抵消，其中N和M至少有一个大于1。优选地，自干扰抵消模块130包括滤波器135，用于实现N×M维滤波器矩阵。基于矩阵的滤波器135通常被安排在与接收侧110和发送侧120之间的前向路径相连接的内部反馈路径上。

优选地，多天线相关反馈信道用N₁×N₂维信道矩阵估计和表示，其中N₁(输入上的接收天线的数量)和N₂(输出上的发送天线的数量)中至少一个大于1。通常情况下，虽然不一定如此，但是N₁等于或大于N，N₂等于或大于M。

该中继可用于两跳中继网络中或多跳网络中。该中继可作为独立单元工作，或者在所谓的(协作)中继网络中连同其他中继/转发器节点联合工作。

中继例如可能是多天线频率上转发器/中继，在“同一频率”上(至少在同一频带内)接收信号并且还在接收的同时立即发送它，同时提供多天线使能自干扰抵消。然而，如前所述，中继可替换地使用频率转换在一个频带上接收并且在另一频带上发送，然而仍旧有干扰耦合在频带之间，来证明所提出的多天线相关自干扰抵消解决办案是应当的。

在本发明的另一个可选方面中，信号可以在中继的接收侧和/或发送侧处理用于性能增强，如参考图4和5所例证的。

例如，增强可以基于波束成形、干扰抑制、干扰减轻、避免噪声增强、特征值和/秩/行列式的最大化、ETE-MIMO信道容量最大化(用于TX-RS-RX)、或它们的组合。

图4是说明了根据本发明的优选实施例的、在前向路径上具有信号处理的中继内部设计的例子的示意框图。在这个特定例子中，中继节点进一步包括在接收和/或发送侧上的一个或多个模块140、150，也表示为A和C，用于被安排在前向路径上的信号处理。优选地，自干扰抵消的滤波器矩阵135，表示为B，也取决于信号处理模块A和/或C的(一个或多个)传递函数。

如上所述，各种类型的信号处理可以由模块140、150来实现。通常情况下，但不一定如此，(一个或多个)信号处理模块以一个或多个天线权重矩阵的形式被提供，其可能适于例如通过在TX-RS链路、RS-RX链路或两者上的波束成形、和/或抑制具有低SNR或者根本无功率的所期望的信号的信号维数来增强信噪比(SNR)。

例如，可能有用于接收侧天线的天线权重矩阵A。这种天线权重矩阵优选地至少部分地取决于发送节点和中继节点之间的信道矩阵来被适配。该天线权重矩阵也可以适于抑制来自其他节点的干扰。

可替换地，或作为补充，可能有用于发送侧天线的天线权重矩阵C。发送侧天线权重矩阵优选地至少部分地取决于中继节点和接收节点之间的信道矩阵来适配。该天线权重矩阵也可适于干扰减轻的目的。

如所示的，中继100可以包括用于接收侧的天线权重矩阵和用于发送侧的天线权重矩阵。在这种情况下，例如可能选择天线权重矩阵，以便优化在发送节点和接收节点之间(经由中继节点)(例如，基于MIMO的)通信的性能(例如端到端容量)或避免信道秩不足。

在本发明的另一方面中，其可以独立于多天线使能自干扰抵消被使用，在接收侧所接收的信号是维数大于1的MIMO信号(多MIMO子流)并且这个MIMO信号在中继中被处理使得用于在发送侧的发送的、所处理的信号的维数至少大于1。这代表某种形式的“秩”或维数保存。即使维数从中继节点的输入侧到输出侧可能会有所减少，但是在通过中继节点的路途上输入信号的“多信道信息”将至少不能被完全消除。换言之，中继节点可能会接收到具有多个MIMO子流的MIMO信号，并且所接收到的MIMO信号然后在中继节点中以这样的方式来处理，即用于发送的所处理的信号的MIMO子流的数量至少大于1。

图5是根据本发明的另一优选实施例说明了在前向路径上进行信号处理的中继内部设计的例子的示意框图。这个实施例类似于图4中的实施例，但是除此之外还说明了在中继站的前向路径上增加其他信号处理模块的可能性。例如，所增加的处理模块160，也表示为D，可以被配置用于补偿在输入侧和输出侧之间的通路上的潜在的相位延迟。

同时接收和发送信号(例如频率上操作)的集成设计以及多天线和自干扰抵消迎合了高度MIMO友好的操作，因为除了多天线使能自干扰抵消程序之外天线权重矩阵还可以被适用于波束成形增益、干扰抑制、干扰减轻、避免噪声增强、秩最大化、信道容量最大化及其组合。

因此，避免任何双工损失和使用多转发器/中继天线的联合好处是提供了增强的ETE吞吐量和/或更有效地利用功率/能量资源。此外，中继/转发器的使用从系统的角度来看是透明的，使它适用于现有以及未来的无线系统。

图6是根据本发明的优选实施例的设计和实现自干扰抵消滤波器的方法的示意性流程图。在步骤S1中，例如基于导频发送或通过其他方式，确定多天线相关反馈信道的估计。反馈信道的估计例如可由信道矩阵表示。接下来，在步骤S2中基于所估计的反馈信道来确定滤波器矩阵。最后，在步骤S3中，所确定的滤波器矩阵在实际滤波器比如硬件实现的滤波器或在数字信号处理器或等同处理模块中实现的滤波器中实现。

为了更深入地理解，该发明现在参照内部中继设计的模型的特定例子加以描述。

图7是根据本发明的特定实施例的、说明了中继内部设计模型的详细例子的示意图。

虽然为了简单和简洁起见下面的示例性分析/操作在频域中被说明，但是应该理解的是，相应的操作可以在时域中执行，但具有相应的修改结构¹。虽然该操作主要针对基带来示出，但是在实际的实现中当然提供常规的射频功能(如混频器、射频放大器、本地振荡器等)。此外，在说明和讨论了多个选项的意义上，图7的整体结构被期望是尽可能地全面的。在实践中，许多这些选项可被删除，因此任何实现可被简化。

现在推导频域传递函数。对于每个角频率ω，具有下列矩阵关系：

U_∑＝AH_A(U₁+W)-BH_BDH_DU_∑，

U₂＝H_C2CH_C1DH_DU_∑

U₁＝H₁S+H₀U₂，

其中

是在中继N₁个天线输入上经历的(复值)矢量信号，

是在中继N₂个天线输出上经历的(复值)矢量信号，

是噪声(加性干扰)，S是(复值)矢量信号，所述矢量信号携带的数据具有选自信号星座中的项，H_A、H_B、H_C1、H_C2和H_D，记作参考数字141、136、151、152、161，是中继内部(复值)矩阵传递函数(由于延迟通常主要具有频率相关相位因子和基本平坦的幅度)，A、B、C和D，记作参考数字140、135、150、160，是(通常为复值)滤波器矩阵，这些矩阵可以被转置以确保自干扰抵消(B)以及可选择地提供中继的整体理想的操作(A、C和D)。例如，A和C可为天线权重矩阵，如前所讨论的。此外，H₀是转发器输出与输入之间的信道矩阵(或矢量)，H₁是发射机节点-转发器信道(链路1)，H2是转发器-接收机节点信道(链路2)。

基于矩阵的传递函数H_A、H_B、H_C1、H_C2和H_D通常代表与理想的_________

¹如果该信道可被视为平坦的，即可忽略不计的传播延迟，则时域和频域结构相同。

内部操作比如延迟、相移的偏差和/或存在于实际实现中的衰减。

应当注意，在数字实现中，在H_B、H_C1、和H_D中一般不会引起任何幅度变化，尽管由于处理延迟会出现相移。因此，那些矩阵一般具有对角阵的形式，对角线上具有单位值相位因数。

参考图8A-B，可以注意到，例如如果相同组天线结合循环器或者可选地结合3分贝混合/定向耦合器来使用，输入和输出天线的数量N₁和N₂可以相同(图8A)，N₁＝N₂，但例如如果使用不同组天线，输入和输出天线的数量也可能会不同(图8B)N₁≠N₂。本发明的基本假设是max{N₁，N₂}＞1。

虽然方程组很容易解出，但是总的表达式不能以非常紧凑的形式写出(因为我们允许N₁≠N₂)。因此，该系统可以可选地予以说明，并且²为了分析目的被解出，在内部信号U_∑和输出信号U₂中：

$\left(\begin{array}{cc}I+{\mathrm{BH}}_B{\mathrm{DH}}_D& -A{H}_A{H}_0\\ -H_{C2}{\mathrm{CH}}_{C1}{\mathrm{DH}}_D& I\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\Σ}}\\ U_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}A{H}_A(H_{1}S+W)\\ 0\end{array}\right)---\left(1\right)$

注意如果左边矩阵可逆的话(1)可以被解出。从图7注意到，经由AH_AH₀H_C2CH_C1路径发送的信号应当被经由BH_B发送的信号抵消，即以避免放大的信号在转发器中又穿越一遍。因此，可以给出在图7的例子中用于自干扰抵消的条件：

BH_B＝AH_AH₀H_C2CH_C1             (2)

如果这在(1)中被替换，可以看出，右下单位子矩阵的Schur补也是单位矩阵，这意味着(1)可解。从(2)可以做出若干重要的观察：

首先，B取决于转发器输出与输入之间的信道矩阵(或矢量)。

其次，B可以可选地也取决于一个或若干个转发器内部矩阵H_A、H_C1和H_C2。

第三，在另一个可选例子中B可取决于输入和输出加权矩阵A和C。由于A和C可以基于H₁和H₂被适配，B隐含地也取决于H₁和____________

²这样做的代价是保持较大因数分解和计算辅助变量。H₂。

在(1)中插入(2)(或者当反馈路径被取消时通过检查图7并确定传递函数)，得到下面的表达式：

U₂＝H_C2CH_C1DH_DAH_A(H₁S+W)，     (3)

这意味着，用于中继的总传递函数是：

H_R＝H_C2CH_C1DH_DAH_A.             (4)

作为优先选项，可能希望的是在该结构中使用最小矩阵维数的矩阵，以尽量减少计算复杂性。接下来，B和D的维数优选等于或上限为min{N₁，N₂}×min{N₁，N₂}。此外，通过让矩阵A减少信号的维数(如果信道H₁是秩不足的或者如果矢量S具有小于N₁的不相关项)，计算复杂性可能会进一步被限制。A的维数(如果需要的话)可以基于预期的H₁信道秩和S矢量大小动态适配或设计。

现在，当已经表述了图7的例子中的自干扰抵消条件时，我们着手讨论矩阵A、C和D可以如何被选择。这可以采取几种方式进行，但目的不同，下面将概述其中的一些例子。为了一般性而介绍了矩阵D和H_D，但以下为了简明扼要起见假定D＝I并且H_D＝I(透明)。目的例如可以为来获得波束成形增益、抑制不想要的干扰、减轻不想要的干扰的产生、避免秩减少等等。这些目的可单独地或组合地争取到。

例子-基于链路1信道增强性能：

首先，矩阵A可优选地适合至少信道H₁，也可适合噪声和干扰协方差矩阵R_WW＝E{WW^H}以及信号协方差矩阵R_SS＝E{SS^H}。在这个例子中，H_A可以包括在H₁中或H_A＝I(即单位矩阵)。例如，可以选择A作为LMMSE(线性最小均方误差)估计器A＝R_SS H₁ ^H(H₁R_SS H₁ ^H+R_WW)^-1(其中R_SS和R_WW可为对角阵，如果考虑不相关信号和噪声的话，R_SS＝σ_S ²I并且R_WW＝σ_W ²I)，或者最小二乘估计器A＝(H₁ ^H H₁)^-1H₁ ^H(如果H₁行多于列的话)，或者迫零估计器A＝H₁ ^-1(如果H₁是方阵并且噪声放大不是太严重的话)。如果基于SVD的MIMO用于第一链路上，[U₁T₁V₁ ^H]＝SVD(H₁)，其中U₁和V₁是单位矩阵并且T₁是奇异值排列在对角线上的矩阵，V₁用于在发送侧仅在信道H₁之前但在S之后，然后A也可以根据A＝U₁ ^H被适配(而且A的LMMSE设置应当获得等效的解决方案)。上面，由于波束成形通过增加信噪比而提高性能。该LMMSE解决方案还抑制来自其他用户的、不期望的干扰。请注意，不期望的信号比如噪声和干扰可以通过只使用A的行来抑制，所述行提供重要的和足够的信噪比。此外，矢量S的大小这里很重要，因为A的行数不一定必须大于S中的非相关项的数量。

例子-基于链路2信道增强性能：

其次，矩阵C可优选地适于信道H₂。在这个例子中，H_C2可以包括在H₂中或H_C2＝I(即单位矩阵)中。例如，可以选择C为C＝H₂ ^H，或最小二乘估计器C＝(H₂H₂ ^H)^-1H₂(如果H₂行少于列的话)，或者，如果可能的话，迫零估计器C＝H₂ ^-1(如果H₂是方阵并且噪声放大不是太严重的话)。如果基于SVD的MIMO用在第二个链路上，其中[U₂T₂V₂ ^H]＝SVD(H₂)，其中U₂和V₂是单位矩阵并且T₂是奇异值排列在对角线上的矩阵，C也可被适配为C＝V₂。此外，转发器的输出功率也可以被适配于接收节点上的噪声和干扰情况。最后，C也可被适配，以避免在一个或多个其他用户上造成不良干扰，这里称作干扰减轻。

例子-增强(ETE)性能：

除了适配信道H₂之外，矩阵C可以也更具体地考虑矩阵C之前的信号、噪声和干扰统计特性。例如，A可以首先被设置为如上所述的LMMSE解决方案，矩阵C于是可以基于所得到的噪声信号以及信道H₂来选择。同样，这里，转发器的输出功率可以被适配。在这个例子中，H_C2可以被包括在H₂中或者H_C2＝I(即单位矩阵)中。

一种可能性是联合选择A和C两者，这样使得总的(ETE)容量(例如MIMO容量)最大。对于这样的优化，需要一些约束条件，比如保持来自中继的总发射功率固定或者每个中继天线上的功率保持固定。

考虑直接和中继信号两者之和，在优化了矩阵A和C(可能在某些约束条件下)的同时，在接收(RX)节点30上的所接收的信号U₃于是将为：

U₃＝H_DirectS₁+H₂U₂+W₂              (5)

其中H_Direct是(直接地)在发送和接收节点之间的信道矩阵。显然，在表达式(5)中也可以考虑多个中继路径。

为了优化发送节点和接收节点之间的(例如基于MIMO的)通信的ETE性能，一般应当保留出现在信道H₁和H₂中的任何高秩。保持秩的好处是，空间复用增益不会没必要地减少。

图9是说明了根据本发明的优选实施例的自干扰抵消滤波器的基于导频适配的例子的示意图。除了图3、4、5和7的基本电路之外，图9的中继也包括导频生成模块170以及信道(矩阵)估计模块180。在此上下文中，用于适配矩阵B的典型方法可以基于暂时地停止进行中继的中继，而是发送来自导频模块170的(MIMO/MISO/SIMO)导频信号(取决于发射和接收天线的数量)。适合的一般的MIMO/MISO导频方案已经在参考文献[14]中提出。参考图9，这个信号可被注入先前的矩阵H_B(以及H_C1)。然后可以借助信道估计模块180估计矩阵A之后的信道，并且设置矩阵B为所估计的信道。B的进一步适配可潜在地也基于通过检查在U_∑上的信号之和/(或由于输入为负而成为差)。

图10是说明了根据本发明的优选实施例的适配自干扰抵消滤波器的另一原理的例子的示意图。在又另一个适配B的变型中，矩阵B不断适配，以最小化信号U_∑的方差的期望值。为此，提供控制模块190用于执行必要的计算，以最小化信号方差的期望值。根据计算，产生和发送适当的控制信号用于滤波器矩阵B的适配。

上面所描述的实施例仅仅是作为例子，应该理解的是本发明不仅限于此。保留在此所公开的和所要求的基本基础原理的进一步的修改、改变和改进，都在本发明的范围内。

参考文献：

[1]J.N.Laneman，Cooperative Diversity in Wireless Networks：Algorithms andArchitectures，Ph.D.Thesis，Massachusetts Institute of Technology，Cambridge，MA，August 2002.

[2]U.S.Patent No.6,745,003

[3]U.S.Patent No.6,385,435

[4]U.S.Patent No.6,061,548

[5]U.S.Patent No.5,963,847

[6]U.S.Patent No.5,835,848

[7]http://www.wireless.co.il/var/295/10964-Show_Presentation_Final.pdf

[8]http://www.rfwindow.com/technology/use.htm

[9]http://www.juni.com.au/webnew/contents/products_sub28.asp

[10]http://www.mobilecomms-technology.com/contractors/inbuilding/jas/

[11]http://www.innoace.com/products02-10.htm

[12]http://www.rf-components.net/repeaters/RF20.php

[13]U.S.Patent Application Publication No.US 2005/0014464 A1，Peter Larsson，January 20，2005.

[14]U.S.Patent Application Publication No.US 2002/0118771 A1，Peter Larsson.

Claims (15)

1.一种无线中继节点，包括：

-用于同时接收和发送信息流的接收侧和发送侧，所述接收侧和所述发送侧两者都具有多天线；

-用于接收表示所述接收侧上的所述信息流的多输入多输出MIMO信号的装置，所述接收的MIMO信号具有多个MIMO子流；

-用于基于取决于从所述发送侧到所述接收侧的多天线相关反馈信道的N×M维滤波器矩阵抵消来自所述多天线相关反馈信道的信号反馈的装置，其中N和M中至少一个大于1，

其中所述多天线相关反馈信道由N₁×N₂维信道矩阵来表示，其中N₁表示接收天线的数量并且N₂表示发送天线的数量，并且

其中所述滤波器矩阵被实施在滤波器中，该滤波器被设置在与前向路径连接的内部反馈路径上，该前向路径在所述中继节点的所述接收侧和所述发送侧之间，

其中所述中继节点进一步包括被设置在所述前向路径上的用于信号处理的装置，并且所述N×M维滤波器矩阵也取决于所述信号处理装置的传递函数，

其中所述信号处理装置适于处理所述接收的MIMO信号使得用于在发送侧发送的所处理信号的MIMO子流的数量至少大于1。

2.权利要求1的无线中继节点，其中所述信号处理装置包括至少一个天线权重矩阵，并且所述N×M维滤波器矩阵取决于所述至少一个天线权重矩阵的传递函数。

3.权利要求2的无线中继节点，其中所述至少一个天线权重矩阵包含用于所述接收侧的天线权重矩阵和用于所述发送侧的天线权重矩阵中的至少一个。

4.权利要求3的无线中继节点，其中所述至少一个天线权重矩阵包含用于所述接收侧的天线权重矩阵，并且所述接收侧天线权重矩阵至少部分地根据发送节点和所述中继节点之间的信道矩阵被适配。

5.权利要求4的无线中继节点，其中所述接收侧天线权重矩阵适于抑制来自其他节点的干扰。

6.权利要求3的无线中继节点，其中所述至少一个天线权重矩阵包括用于所述发送侧的天线权重矩阵，并且所述发送侧天线权重矩阵至少部分地根据所述中继节点和接收节点之间的信道矩阵被适配。

7.权利要求6的无线中继节点，其中所述发送侧天线权重矩阵适于干扰减轻。

8.权利要求3的无线中继节点，其中所述至少一个天线权重矩阵包括用于所述接收侧的天线权重矩阵和用于所述发送侧的天线权重矩阵，并且所述天线权重矩阵被联合地选出，以最大化发送节点和接收节点之间经由所述中继节点的通信的总容量。

9.权利要求1的无线中继节点，其中所述信号处理装置可操作用于执行下列操作中的至少一个：波束成形、抑制外部干扰、减轻所产生的干扰、噪声抑制、秩保存、以及优化发送节点和接收节点之间经由所述中继节点的通信的性能。

10.权利要求1的无线中继节点，其中所述中继节点进一步包括：

-用于基于插入所述中继节点中的导频信号来确定所述反馈信道的信道矩阵的装置；以及

-用于基于所述反馈信道矩阵对所述N×M维滤波器矩阵进行适配的装置。

11.权利要求1的无线中继节点，其中所述接收侧和所述发送侧被配置用于同时工作在同一频带上。

12.权利要求11的无线中继节点，其中所述中继节点是多天线频率上转发器。

13.一种中继网络，包括根据权利要求1-12的任何一项的无线中继节点。

14.一种实现用于无线中继节点的自干扰抵消滤波器的方法，所述中继节点具有用于同时接收和发送信息流的接收侧和发送侧，所述接收侧和所述发送侧两者都具有多天线，其中所述滤波器旨在设置在与在所述中继节点的所述接收侧和所述发送侧之间的前向路径连接的内部反馈路径上，该前向路径具有信号处理装置，所述方法包括：

确定从所述中继节点的所述发送侧到所述接收侧的多天线相关反馈信道，

基于所确定的多天线相关反馈信道来确定N×M维滤波器矩阵，其中N和M中至少一个大于1，以及

在实际滤波器或在数字信号处理器或等同处理模块中实现的滤波器中实现所确定的N×M维滤波器矩阵，

其中所述多天线相关反馈信道由N₁×N₂维信道矩阵来表示，其中N₁表示接收天线的数量并且N₂表示发送天线的数量，并且

其中所述N×M维滤波器矩阵也取决于所述信号处理装置的传递函数。

15.权利要求14的方法，其中所述无线中继节点是频率上中继节点。

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