CN101478281A - 基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法，包括：转子预定位；转向换流；根据升压曲线计算给定电压值，并以PWM形式输出；检测到相电流值I超过预定值I_H时，执行转向换流，同时根据升压曲线计算出下一步的给定电压值，以此循环；当换流频率大于预定值，即已有足够高的转速获得反电势信号时，将电机切换至闭环运行。本技术方案基于对起动电流的实时检测，和传统的三段式起动方法相比能够获得更好的起动性能，能在整个加速过程保证δ的稳定和可控，使得起动电流更稳定，加速过程更平稳，当遇到负载扰动时，能够自动降低转速和δ以获得较大的电磁转矩而不失步，并且，不需要增加额外的硬件或定时器，因而更简单，可靠。

Description

基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法

技术领域

本发明属于电动机的控制技术领域，特别是涉及一种基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机的起动方法。

背景技术

无刷直流电机的运行需要检测转子实际位置来实现绕组的换相，因而一般需要转子位置检测装置。一种比较先进的技术是使用无位置传感器控制技术，省去位置检测装置，从而使得系统成本更低，可靠性更高。目前国内外已经研究出多种无刷直流电机无位置传感器控制方法。但是，由于电机在零速或低速时反电势很小，无法检测，因此所有基于反电势或者其谐波的无位置传感器控制技术在静止或低速时都不适用，而需要特殊的起动方法。无刷直流电机在无位置传感器控制时的起动过程仍然是一个技术难点。

对于永磁无刷直流电机，三段式起动是一种最常用的起动方法，在各类无位置传感器无刷直流电机产品中得到了广泛的应用，包括风机、水泵、压缩机等。如图1所示，其具体实现步骤如下：

(1)转子预定位：向电机绕组通一直流电，使转子定位在某个角度。

(2)开环加速：按照预定相序依次导通定子绕组，逐步提高换流频率，同时也逐步提高外施平均电压，故又称为升频升压起动。电压初值、升压曲线、升频曲线斜率等起动参数受电机参数、负载大小、转动惯量及摩擦系数等影响，需要在实验中调试确定。

(3)切换到闭环运行：当换流频率大于预定值，即已有足够高的转速获得反电势信号时，可将电机切换至闭环运行，起动过程结束。

由于电机在开环加速过程中完全不考虑转子实际位置，因此采用传统三段式法起动时存在电流、转速脉动，峰值电流较大等问题，且出现过载或扰动时电机容易失步，导致起动失败。

基于以上原因，公开号为CN100388617C的专利文献公开了一种无刷直流电动机控制方法：首先，使转子强制性地排列；其次，在无刷直流电动机的同步加速中规定的相位换向时刻进行相电流的相位换向；然后，检测出提供给所述无刷直流电动机的所述相电流的大小超过预先设定的值的相电流施加时刻；再根据从所述相位换向时刻起、至所述相电流施加时刻为止的时间，检测出给转子旋转位置对应的定子绕组的施加电压的时刻是超前还是延迟，并通过调整所述电压施加时刻，防止给无刷电动机提供的相电流变得过大。该技术方案是基于电流反馈的控制方法，虽然也从一定程度上解决了无位置传感器无刷直流电动机的初始启动阶段存在的过电流等问题，但是，需要增加额外的定时器，并且算法比较复杂，对硬件要求较高，不利于实际推广实施。

为此，发明人对无刷直流电机的起动状况进行了深入分析和实验，以获得另外一种起动方法。图2、图3是无刷直流电机在三相六拍运行时的定转子磁势示意图，定子在6种导通状况下可产生F_S1—F_S6共6个方向的磁势，F_S为定子磁势，正处于F_S3方向，Fr为转子磁势(平均位置)。

根据瞬时电磁转矩公式：

Te(θ)＝Fs·Fr·sinθ

其中，θ为瞬时转子磁势落后于定子磁势的电角度。由于无刷直流电机实际运行范围为±30°，假设δ为转子相位超前理想状况的平均相位角。则平均电磁转矩大小为：

$\mathrm{VTe}\left(\mathrm{\δ}\right)=\frac{3}{\mathrm{\π}}{\∫}_{90-(\mathrm{\δ}+30)}^{90-(\mathrm{\δ}-30)}\mathrm{Fs}\·\mathrm{Fr}\·\sin \mathrm{\θ}$

令T_max＝Fs·Fr，即任意时刻瞬时θ都为90°时的最大转矩，因此平均转矩⊿Te和δ的关系如下表所示：

表1  无刷直流电机平均转矩

和δ的关系

由表1可知，在定、转子磁势大小不变的条件下，转子位置超前角δ在±30°以内平均转矩下降并不十分明显(小于20％)，而δ＝±60°时则平均转矩大大下降(大于50％)。

1)当δ<0(图2)，即转子位置滞后，电流相位超前，电机若受到负载转矩扰动，电磁转矩小于负载转矩，转速的下降将引起δ的减小，Te亦随之减小。由表1可看出，随着δ的持续减小，Te将迅速下降，这将直接导致失步；

2)当δ>0(图3)，即转子位置超前，电流相位滞后，同样受到负载转矩扰动，电磁转矩小于负载转矩，转速下降，δ继续减小，但此时Te随着δ的减小而增大，形成负反馈系统。这时就能够重新建立转矩的平衡，使转速保持稳定。

所以，电机在开环起动过程中应该始终保证δ>0，才能使电机开环运行稳定，当然，起动时电机的效率会略有下降。

图4为电机在传统三段式起动时的失步过程，假设相电流切换频率不变，而转速由于负载扰动原因下降，其中Eb、Ib分别为B相的反电势和电流波形，Te为电机的瞬时电磁转矩，随着转速的下降，电机由转子位置超前状态(δ＝75°)逐步到转子位置滞后状态(δ<0)直至失步。由此可以看出，δ偏离0°越多(无论正负)，平均电磁转矩越小，且转矩脉动越大，这与表1的结论一致。

发明内容

为了解决上述的技术问题，本发明的目的是提供一种基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法，使电机在开环起动过程中始终保证δ>0，电机开环运行稳定，避免传统三段式法起动时存在的电流、转速脉动，峰值电流较大、出现过载或扰动时电机容易失步导致起动失败等问题。

为了达到上述的目的，本发明采用了以下的技术方案：

一种基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法，包括：

转子预定位；转向换流；根据升压曲线计算给定电压值，并以PWM形式输出；检测到相电流值I超过预定值I_H时，执行转向换流，同时根据升压曲线计算出下一步的给定电压值，以此循环；当换流频率大于预定值，即已有足够高的转速获得反电势信号时，将电机切换至闭环运行。

作为优选，上述预定值I_H为δ＝0时的相电流值的110％～150％，其中，δ为电机转子相位超前理想状况的平均相位角。

作为优选，30°≤δ≤60°。

上述升压曲线通过I_H和δ确定。

本发明由于采用了以上的技术方案，基于对起动电流的实时检测，和传统的三段式起动方法相比能够获得更好的起动性能，能在整个加速过程保证δ的稳定和可控，使得起动电流更稳定，加速过程更平稳，当遇到负载扰动时，能够自动降低转速和δ以获得较大的电磁转矩而不失步，避免了传统三段式法起动时存在的电流、转速脉动，峰值电流较大、出现过载或扰动时电机容易失步导致起动失败等问题。并且，不需要增加额外的硬件或者定时器，因而更简单，可靠。

附图说明

图1是传统的三段式法起动实验结果图。

图2是无刷直流电机定/转子磁势图(转子位置滞后理想状况)。

图3是无刷直流电机定/转子磁势图(转子位置超前理想状况)。

图4是传统三段式起动方法的失步过程(仿真)图。

图5是本发明的原理图。

图6是不同δ值下峰值电流I_peak值的计算方法示意图。

图7是不同I_H和δ下的起动的电压—转速曲线图。

图8是两种起动方法的起动性能比较示意图(传统三段式起动方法)。

图9是两种起动方法的起动性能比较示意图(本发明)。

图10是两种起动方法的起动性能比较示意图(实际转速)。

图11是两种起动方法的起动性能比较示意图(转子位置超前角δ)。

图12是两种起动方法的起动性能比较示意图(电流峰值)。

图13是本发明起动时突加负载扰动时的电流波形图。

图14是本发明正常起动和突加负载扰动的比较示意图(实际转速)。

图15是本发明正常起动和突加负载扰动的比较示意图(转子位置超前角δ)。

图16是本发明正常起动和突加负载扰动的比较示意图(电流峰值)。

图17是本发明中I_H设为2A和4A时δ值的变化示意图。

图18是本发明的控制流程图。

图19是本发明的实验电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做一个详细的说明。

对图4电机失步过程的研究表明，在同样的给定电压、同样电机转速下，转子位置超前角δ对电流大小有很大的影响。在δ＝0时电流峰值最小，电流稳定，类似闭环工作时的电流波形；当δ>0，电流峰值随着δ的增大而增大；当δ<0，电流峰值随着—δ的增大也增大。基于这个现象，本发明提出一种新的基于电流反馈的优化起动方法。

由于要在开环起动中保证δ>0，因此可以在电机开环起动过程中确保每个换流周期的电流峰值都大于δ＝0时的电流峰值，这样就可以避免出现δ＝0或δ<0的情况，也就不会失步。在转子位置超前时，δ>0，电机若受到负载转矩扰动：当电机转矩小于负载转矩，转速的下降将引起δ的减小，但此时电机力矩随着δ的减小而增大，从而重新建立新的转矩平衡，使转速保持稳定；当电机转矩大于负载转矩，转速的升高将引起δ的增大，电机力矩随着δ的增大而减小，因而也可以重新建立新的转矩平衡，使转速保持稳定。这种基于电流反馈的优化起动方法原理如图5所示，起动过程中的换流点(即图1中的切换频率—时间曲线)并不是预先设定，而是当检测到即时电流I≥I_H时，再执行换流。I_H电流必须大于δ＝0理想状态下的电流，其实际大小可以根据起动时的负载大小调整。

δ的超前和滞后都会引起I>I_H，如果运行时保证δ>0，由于外界原因引起δ从超前到滞后有一段过程，即δ先减小到δ＝0，再到δ<0。由于从δ>0到δ＝0其实是一个电磁转矩加大的过程，这个过程大大提高了系统的抗过载和负载扰动的能力，只要电流足够大，就可以保证起动。

为了使电机在开环加速一开始就保证转子位置超前，可在电机开始的几个换流周期人为将电压提高，即加大电流，保证电机力矩大于负载力矩，从而保证电机刚起动时就满足转子相位角超前即δ>0的条件，同时避免进入δ<0的不稳定区。

由于电机开环运行的稳定性取决于δ在起动过程中的变化，而IH值的大小将影响相位角δ。因此有必要对I_H和δ的关系进行分析，来验证这种起动方法的可行性，并推导出起动时的升压曲线。

假设电机极对数为P，转速为n(rpm)，绕组电感为L，电阻为R，电机的反电势为理想120°平顶梯形波反电势，反电势常数为K_e(V/rpm)，转子位置超前角为δ(°)，U为外施电压。图5为A相电流i_a、反电势E_a波形，将理想换流点设为t＝0时刻，并建立坐标。此时A、C两相导通，B相关断，那么电机满足方程：

$U_a={\mathrm{Ri}}_a+E_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}---(5-1)$

$U_c={\mathrm{Ri}}_c+E_c+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}---(5-2)$

此时i_a＝—i_c，i_b＝0，U_a—U_c＝U，且E_c为常数，E_a为直线下降(见图6)，所以：

E_c＝—K_en，E_a＝K_en—K_en²Pt/5；

5—1式减去5—2式得：

$U_a-U_c=U=2{\mathrm{Ri}}_a+2L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+E_a-E_c$

$=2{\mathrm{Ri}}_a+2L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+2K_{e}n-K_e{n}^2\mathrm{Pt}/5$

得到i_a关于t的微分方程：

$2{\mathrm{Ri}}_a+2L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}=(U-2K_{e}n)+(K_e{n}^{2}P/5)t$

解常微分方程得：

$i_a\left(t\right)=\frac{K_e{n}^{2}P}{10R}t+\frac{U-2K_{e}n}{2R}-\frac{K_e{n}^2\mathrm{PL}}{10R^2}+C{e}^{-\left(\frac{R}{L}\right)t}$

式中为微分方程通解，C为任意常数；

由于在低速时，电流能够达到稳定值I₀(如图6中所标)，即t＝0时的电流初值满足：

i_a(0)＝I₀

所以：

$\frac{U-2K_{e}n}{2R}-\frac{K_e{n}^2\mathrm{PL}}{10R^2}+C=\frac{U-2K_{e}n}{2R}$

得：

$C=\frac{K_e{n}^2\mathrm{PL}}{10R^2}$

因此：

$i_a\left(t\right)=\frac{K_e{n}^{2}P}{10R}t+\frac{U-2K_{e}n}{2R}-\frac{K_e{n}^2\mathrm{PL}}{10R^2}+\frac{K_e{n}^2\mathrm{PL}}{10R^2}{e}^{-\left(\frac{R}{L}\right)t}$

实际换流时刻 $t=\frac{\mathrm{\&delta;}}{6\mathrm{Pn}}$ (图6中计算点)，因此当电流波形滞后δ角时，峰值电流：

$I_{\mathrm{peak}}\left(\mathrm{\&delta;}\right)=\frac{K_{e}n}{60R}\mathrm{\&delta;}+\frac{U-2K_{e}n}{2R}-\frac{K_e{n}^2\mathrm{PL}}{10R^2}+\frac{K_e{n}^2\mathrm{PL}}{10R^2}{e}^{-\left(\frac{R}{6\mathrm{PLn}}\right)\mathrm{\&delta;}}---(5-3)$

式5—3中除电机常数K_e、R、L、P之外，I_peak的大小还与δ、转速n、外施电压U相关，其中U决定δ＝0时(即理想情况)峰值电流I₀的大小，而δ、n决定I_peak在I₀基础上电流增量。若I_peak＝I_H、δ为确定值(目标)，那么5—3式可化为：

$U\left(n\right)==[\frac{K_e\mathrm{PL}}{5R}-\frac{K_e\mathrm{PL}}{5R}{e}^{-\left(\frac{R}{6\mathrm{PLn}}\right)\mathrm{\&delta;}}]n^2+(2K_e-\frac{K_e\mathrm{\&delta;}}{30})n+2{\mathrm{RI}}_H---(5-4)$

式5—4就是本发明起动时应采用的电压—转速函数，这样可得到不同I_H和δ下的电机起动的电压—转速曲线(见图7)，I_H决定升压曲线初值，而δ决定斜率。适当选择I_H和升压曲线就能在起动中一直保证δ的稳定和可控。(电机参数为P＝3；R＝0.2Ω；K_e＝3.6×10^-3V/rpm；L＝0.3×10^-3H)

图19为本发明的实验电路图，包括三相逆变桥电路1，电机2，反电势检测电路3和功率管VT1～VT6的驱动电路(图上未视出)，功率管VT1～VT6的控制极G1～G6和反电势检测电路3的WAVE输出端分别与上述驱动电路连接。起动时的电流检测是通过在母线上串联采样电阻4实现，采样电流值I在每个PWM脉冲下降沿时与设定I_H值进行比较。

图18为本发明的控制流程图，步骤如下：

(1)转子预定位：向电机绕组通一直流电，使转子定位在某个角度。

(2)转向换流：按照预定的转向和相序决定初次导通相序；

(3)计算施加电压值：根据升压曲线计算给定电压值，并以PWM形式输出。

(4)当检测到采样电阻4上的采样电流值(相电流I)超过预定值时，即满足I>I_H时，执行换流，同时根据升压曲线计算出下一步的给定电压值，以此循环；

(5)当换流频率大于预定值，即已有足够高的转速获得反电势信号时，将电机切换至闭环运行。

与传统三段式起动方法相比，本发明起动过程中的换流点并不是预先设定(传统三段式起动方法通过升频曲线预先设定了换流点)，而是通过检测相电流I，当I≥I_H时，就执行换流。通过这种方式来保证启动过程中δ>0，同时也使得启动过程中的电流峰值相对稳定。

本发明中，δ值的变化对起动性能和稳定性有很大影响。若δ大于60°，由于无刷直流电机工作在δ±30°范围，因此可能会产生瞬时负力矩，引起系统不稳定和较大的转矩脉动；若δ小于0，出现过载或扰动时，δ的下降将导致电磁转矩的下降，这是不稳定的工作区域，易失步。同时，考虑到系统运行时δ角的自动调整空间，需留一定裕量，δ不宜小于30°。所以，在满足30°≤δ≤60°时电机的起动性能最佳。

本发明中，I_H和升压曲线可根据如下方式确定：

在理想状况，令δ＝0代入式5—3可得到：

换流点电流的值 $I_{\mathrm{peak}}\left(0\right)=\frac{U}{2R}-\frac{K_e}{R}n;$

由于起动阶段转速较低，上式中的第二项近似估计时可以忽略，于是可以根据起动结束时的电压值，估计出δ＝0时的电流值I(0)，这样只要给定的I_H>I(0)就能保证在整个起动过程中换相的瞬间δ>0；实际调试时，可以根据具体负载情况选择I_H的大小，一般超出I(0)的10％～50％是合适的。

I_H选定后，根据式5—4可以看出U、n、δ三者的关系。显然，I_H决定了电压U的初值，即升压曲线的初值；而式5—4中n的二次项对U的影响相对n的一次项要小的多，因此可以看到电压曲线上升的斜率主要是由δ决定，反过来也就是说，只要保证启动过程中U的升高相对n保持一定的比率，就能够保持δ平均值维持在一个相对恒定的范围而在启动过程中，因此只要规定一个期望的δ值，升压曲线就能够相应确定。并且只要不失步，其转速n就可以通过换流频率计算得出，从而根据升压曲线可以计算出给定电压值。

图8、图9分别是采用传统三段式起动方法和本发明的起动方法的电流波形以及对应位置信号。电机均带风机负载起动，且两者采用相同的电压—时间曲线，I_H给定为4A(实际上，现有技术中的三段式起动方法是以δ＝0和I(0)确定的升压曲线，而本发明的起动法是以δ>0和I_H确定的升压曲线，无论是初值还是斜率后者会高于前者，而实验时则统一采用本发明的升压曲线)。图中可以看出，采用传统的三段式起动方法时电流波动很大。仔细比较起动时的实际转速、超前角δ和电流峰值(如图10—图12所示)，可以看出，本发明的起动方法相比较在加速过程中转速脉动小，加速平稳(图10)，δ值更为稳定(图11)，电流波动小(图12)，且峰值始终保持在I_H左右。从图11还可看出，传统的三段式起动方法起动过程中δ波动极大，在某些时刻甚至超过了90°，这将产生瞬时负力矩，这些特点决定了其起动的不稳定性。

在起动过程中，如何克服负载扰动而正常起动是起动技术的关键之一。起动时突加负载扰动时的实验结果及分析如图13—图16所示。从图中可以看出，当出现负载扰动时，本发明的起动方法能够自动调整δ角以获得较大的电磁转矩而保证不失步，而且峰值电流也基本不受负载扰动的影响。

根据图7的结果和上述分析，调节I_H或升压曲线能够控制起动过程中δ角的大小，图17将I_H＝2A时起动过程中δ的变化和I_H＝4A时作了比较。

Claims (4)

1、一种基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法，其特征在于，

包括：

转子预定位；

转向换流；

根据升压曲线计算给定电压值，并以PWM形式输出；

检测到相电流值I超过预定值I_H时，执行转向换流，同时根据升压曲线计算出下一步的给定电压值，以此循环；

当换流频率大于预定值，即已有足够高的转速获得反电势信号时，将电机切换至闭环运行。

2、根据权利要求1所述的一种基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法，其特征在于，所述预定值I_H为δ＝0时的相电流值的110％～150％，其中，δ为电机转子相位超前理想状况的平均相位角。

3、根据权利要求2所述的一种基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法，其特征在于，30°≤δ≤60°。

4、根据权利要求3所述的一种基于电流反馈的无位置传感器无刷直流电机起动方法，其特征在于，所述升压曲线通过I_H和δ确定。

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