CN101447854A - 数据发送/转发/处理方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信技术领域，公开了数据发送/转发/处理方法及装置，其中数据发送方法包括：获取需要发送的数据分组；所述发射分集支路采用与发射分集支路对应的调制方式调制并发送所述数据分组；所述各个调制方式构成预置的调制方式的优化组合；所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。使用本发明实施例提供的技术方案，可以降低误帧率和误比特率，提高系统性能。

Description

数据发送/转发/处理方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及数据发送/转发/处理方法及装置。

背景技术

在第三代移动通信系统(3G：the 3rd Generation Mobile CommunicationSystem)以及第四代移动通信系统(4G：the 4th Generation MobileCommunication System)中，除了拥有高速率的数据传输外，对可靠性的要求也显著增加，尤其是在恶劣的自然环境下也要满足较高可靠性。因此，数据重传技术成了满足高可靠性的关键技术之一。

数据重传技术，其本质是一种时间分集技术，可以提高无线通信系统性能。除了时间分集外，还有多种分集技术。其思想与时间分集相同：一组数据在一个分集上发送出去后，在另一个分集上重发1次或若干次。常见的分集技术有：时间分集技术、小区分集技术、极化分集技术、频率分集技术、空间分集技术、码分集技术和中继(Relay)分集技术等。为充分利用信道的时域资源、或频域资源、或码域资源，在无线通信技术中引入了分层调制技术。分层调制的本质在于保证最基本接收质量的前提下，以增强技术实现更好的覆盖，提供质量更好的接收效果。在分层调制模式下，SNR(Signal to NoiseRatio，信号与噪声比)较好的接收端同时接收两个层的数据流，而SNR相对较差的接收端仅仅接收基本层的数据。

以现有的多媒体多播广播业务(MBMS：Multimedia Broadcast MulticastService)为例说明分层调制技术。为保证在不使用多余频谱资源，又能满足SNR不同的接收端要求，将同一数据流分为多层数据分别调制之后进行传输。为了便于描述，以两层数据流进行说明。MBMS服务器通过基站(BS：Base Station)传输给接收端的信息为b₀b₁b₂b₃。其中，b₀b₁为分层调制的基本层数据，其映射为四相移相键控(QPSK：Quaternary Phase Shift Keying)符号x；b₂b₃为增强层数据，其映射为QPSK符号y。x、y乘上相应的调制因子(假设为α、β， $\mathrm{\α}=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}},$ $\mathrm{\β}=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{10}}$ )并叠加为16状态正交幅度调制(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)符号z(z＝αx+βy)发送。当BS主动对MBMS业务重传时，仍然将基本层数据和增强层数据分层调制为z＝αx+βy。

SNR较高的接收端不仅接收基本层数据而且接收增强层数据，而SNR较低的接收端接收基本层数据。如果SNR较低的接收端也正确接收了增强层的数据，那么它也能得到较好的服务质量。当接收端接收到传输的数据后，首先解出基本层的数据，接着迭代解出增强层数据，之后作进一步处理。两次接收到的数据分别进行解调处理，可得到两次传输的比特级的对数似然比(LLR：Logarithm Likelihood Ratio)值，LLR值包含基本层数据和增强层数据。合并两次发送数据的LLR值后并解码就可以还原出发送端的信号，其中合并可以采用最大比合并(MRC：Maximal ratio combining)或选择合并(SC：Selective Combining)等合并算法。

从上可知，使用上述的数据重传方案虽然能够让系统性能有增加，但是只考虑了比特级的LLR合并，并不能在符号级上降低误差，性能的提升有限。

发明内容

本发明实施例解决的技术问题是提供数据发送/转发/处理方法及装置，使用本发明实施例提供的技术方案，可以降低误帧率和误比特率，提高性能。

本发明实施例的目的是通过以下技术方案实现的：

本发明实施例提供了一种数据发送方法，应用在具有N个发射分集支路的通信系统中，N为大于1的正整数，包括：

获取需要发送的数据分组；

所述发射分集支路采用与发射分集支路对应的调制方式调制并发送所述数据分组；所述各个调制方式构成预置的调制方式的优化组合；所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

本发明实施例还提供了一种数据转发方法，包括：

接收经过第一调制方式调制后的数据分组；

采用与所述第一调制方式对应的第二调制方式调制并发送所述数据分组，所述第一调制方式和所述第二调制方式构成预置的优化组合，所述第一调制方式调制所述数据分组使用的第一组调制因子与所述第二调制方式调制所述数据分组的第二组调制因子不同、或所述第一调制方式的第一组星座调制符号与所述第二调制方式的第二组星座调制符号不同，所述不同的第一组调制因子与所述第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的第一组星座调制符号与所述第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

本发明实施例还提供了一种数据处理方法，包括：

接收至少两个经调制的调制组合，所述调制组合采用调制方式调制得到，所述调制方式构成预置的调制方式的优化组合，所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系；

使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测，获得经调制的数据分组；

解调所述经调制的数据分组获得数据。

本发明实施例还提供了一种数据发送装置，包括：

信息获取单元，用于获取需要发送的数据分组；

N个发射单元，用于采用与发射单元分别对应的调制方式调制并发送所述数据分组；所述各个调制方式构成预置的调制方式的优化组合；所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

本发明实施例还提供了一种数据转发装置，包括：

接收单元，用于接收经过第一调制方式调制后的数据分组；

转发单元，用于采用与所述第一调制方式对应的第二调制方式调制并发送所述数据分组，所述第一调制方式和所述第二调制方式构成预置的优化组合，所述第一调制方式调制所述数据分组使用的第一组调制因子与所述第二调制方式调制所述数据分组的第二组调制因子不同、和/或所述第一调制方式使用的第一组星座调制符号与所述第二调制方式使用的第二组星座调制符号不同，所述不同的第一组调制因子与所述第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的第一组星座调制符号与所述第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

本发明实施例还提供了一种数据处理装置，包括：

信息接收单元，用于接收至少两个经调制的调制组合，所述调制组合采用调制方式调制得到，所述调制方式构成预置的调制方式的优化组合，所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系；

检测单元，用于使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测，获得经调制的数据分组；

解调单元，用于解调所述经调制的数据分组获得数据。

从本发明实施例提供的以上技术方案可以看出，由于本发明实施例中各个调制方式所对应的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系、和/或星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，使发送的数据分组对应的数据可以在符号上有不同，从而可以在符号级上降低误差，降低误帧率和误比特率，有效的提升系统性能。

附图说明

图1为本发明实施例中实施例一的流程示意图；

图2为本发明实施例中实施例二的流程示意图；

图3为本发明实施例中实施例三的流程示意图；

图4为本发明实施例四中两个QPSK星座点叠加为16QAM星座点的示意图；

图5为本发明实施例四中三个QPSK星座点叠加为64QAM星座点的示意图；

图6为本发明实施例四中一个QPSK星座点和一个16QAM星座点叠加为64QAM星座点的示意图；

图7为本发明实施例四中MIMO模式下发射单元和接收单元均为双天线的发射、接收示意图；

图8为本发明实施例五中两个接收端发送的数据映射的QPSK星座点的示意图；

图9为本发明实施例五中两个接收端发送的QPSK符号在信道中叠加为一个16QAM星座点的示意图；

图10为本发明实施例中实施例七所描述的数据转发方法流程示意图；

图11为本发明实施例八中有一个RS时的数据转发示意图；

图12为本发明实施例八中有两个RS时的数据转发示意图；

图13为本发明实施例九所描述的数据发送装置的结构示意图；

图14为本发明实施例十所描述的数据转发装置的结构示意图；

图15为本发明实施例十一所描述的数据处理装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案、及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。

图1描述了本发明实施例提供的实施例一，描述了本发明实施例提供的数据发送方法的流程。本发明实施例提供的数据发送方法应用在具有N个发射分集支路的通信系统中，其中N为大于1的正整数，流程包括：

步骤101、获取需要发送的数据分组；

本发明实施例的数据分组可以是经过编码的数据分组，如经过前向纠错编码(FEC编码)等；在经过编码后，可以经过交织处理，也可以不经过交织处理；

步骤102、发射分集支路采用与发射分集支路对应的调制方式调制并发送数据分组；

各个调制方式构成预置的调制方式的优化组合；各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

发射分集支路采用与该发射分集支路对应的调制方式调制并发送数据分组的具体过程包括：获取与数据分组对应的一组调制因子；将数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与数据分组对应的星座调制符号；组合一组调制因子与星座调制符号，获得调制组合；发送调制组合。其中，组合第一组调制因子、星座调制符号及编码矩阵，可以提高灵活性。

本发明实施例中所描述的优化组合是指从所有可能的组合中选出的传输效果比较好的组合，使用选出的优化组合可以更好的对数据进行传输，从而降低误帧率和误比特率，提高系统性能。

其中，预置的调制因子对应关系具体可以是：不同的各组调制因子中至少有一个调制因子不同。具体的，不同的调制因子符合绝对值相同、或互为共轭、或模值相同等条件。

预置的星座调制符号对应关系具体可以是：不同的各组星座调制符号中至少有一个星座调制符号不同，不同的星座调制符号符合绝对值相同、或互为共轭、或模值相同等条件。

从上可知，由于本实施例中各个调制方式所对应的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系和/或星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，其中，不同的各组调制因子中至少有一个调制因子是不同的，不同的星座调制符号中至少有一个星座调制符号是不同的，因而使发送的数据分组对应的数据可以在符号上有不同，从而可以实现符号级的合并，从而降低误帧率和误比特率，有效的提升系统性能。

为了使接收端可以对接收的信息进行正确的检测，各个发射分集支路在发送了调制后的数据分组后，需要进一步发送发射分集支路调制数据分组的调制方式的标识。当然也可以按照默认的组合进行发送，从而不需要发送发射分集支路调制数据分组的调制方式的标识。

图2描述了本发明提供的实施例二，描述了本发明实施例提供的数据发送方法的流程，本实施例描述的是具有两个发射分集支路的情况，流程包括步骤201、202、203。

步骤201、获取需要发送的数据分组。

步骤202、第一发射分集支路采用第一调制方式调制并发送数据分组。

可以预先设置第一调制方式，在获取了数据分组后，就可以查找对应的第一调制方式。其中，第一发射分集支路采用第一调制方式调制并发送数据分组具体可以包括如下步骤：

第一发射分集支路获取与数据分组对应的第一组调制因子；将数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与数据分组对应的星座调制符号；组合第一组调制因子与星座调制符号，获得第一调制组合；发送第一调制组合。

本发明实施例可以采用的调制方式有QPSK、八相相移键控(8PSK：EightPhase Shift Keying)、8状态的幅度相移键控(8APSK：8-state amplitude phaseshift keying)、64QAM、128相正交振幅调制(128QAM)等。还可以将多个低阶的星座调制方式叠加为高阶的调制方式，例如将两个QPSK星座点叠加为16QAM星座点等；在需要将低阶的星座调制方式叠加为高阶的调制方式时，可能需要将获取的数据进行分组，获取相应的第一组调制因子，每个分组对应第一组调制因子中的一个。以将两个QPSK星座点叠加为16QAM星座点为例，假设数据分组为b₀b₁b₂b₃，分成两组，b₀b₁和b₂b₃，其中，b₀b₁映射到QPSK星座点的调制符号x上，b₂b₃映射到QPSK星座点的调制符号y上，第一组调制因子为[α，β]，其中与b₀b₁对应的调制因子为α，与b₂b₃对应的调制因子为β，则可以将数据分组b₀b₁b₂b₃叠加为16QAM星座点调制符号αx+βy发送。

步骤203、第二发射分集支路采用与第一调制方式对应的第二调制方式发送数据分组；

第一调制方式与第二调制方式构成预置的优化组合，第一调制方式与第二调制方式调制数据分组的调制因子不同，第一调制方式所采用的第一组调制因子与第二调制方式所采用的第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系、和/或第一调制方式所采用的第一组星座调制符号与第二调制方式所采用的第二组星座调制符号负荷预置的星座调制符号对应关系。

第一发射分集支路和第二发射分集支路不仅可以是不同时间上发送的时间分集，也可以是同一个BS上的不同发射天线，还可以是不同BS上的天线，不同接收端等；本发明实施例并不对第一发射分集支路和第二发射分集支路进行限定。

其中，第二发射分集支路采用第二调制方式发送数据分组的具体过程与第一发射分集支路采用第一调制方式发送数据分组的具体过程类似；主要的区别在于第一调制方式与第二调制方式调制数据分组的调制因子不同，第一调制方式所采用的第一组调制因子与第二调制方式所采用的第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系。其中，调制因子对应关系可以是：不同的第一组调制因子与第二组调制因子的绝对值相同(对应调制因子为实数的情况)；或不同的第一组调制因子为第二组调制因子的共轭(对应调制因子为复数时，对调制因子取共轭的情况)；或不同的第一组调制因子与第二组调制因子的模值相同(对应调制因子为复数时，对星座调制符号取共轭的情况)。也可以是第一调制方式与第二调制方式调制数据分组的星座调制符号不同，第一调制方式采用的第一组星座调制符号与第二调制方式所采用的第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，星座调制符号对应关系与调制因子对应关系类似，此处不再赘述。上述的几种情况，是本发明实施例中比较优选的实施方式。

以将两个QPSK星座点叠加为16QAM星座点为例，假设数据分组为b₀b₁b₂b₃，分成两组，b₀b₁和b₂b₃，其中，b₀b₁映射到QPSK星座点的调制符号x上，为b₀b₁预先分配的调制因子为α，b₂b₃映射到QPSK星座点的调制符号y上，为b₂b₃预先分配的调制因子为β，第一发射分集采用αx+βy发送。在α为实数时，第二分集支路可以组合成αx-βy或-αx+βy发送；在α、β为复数时，假设 $\mathrm{\α}=\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ $\mathrm{\β}=\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $A=\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $B=\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}.$ 其中，|*|表示*的模值。例如， $\mathrm{\α}=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ $\mathrm{\β}=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $A=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $B=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1}.$ 第二分集支路可以组合成A^*x-B^*y、-A^*x+B^*y、Ax^*-By^*、-Ax^*+By^*发送。此时，对应实数的情况，可以预置第一调制方式与第二调制方式构成的优化组合为αx+βy和αx-βy、αx+βy和-αx+βy；对应复数的情况，可以预置第一调制方式与第二调制方式构成的优化组合为αx+βy和A^*x-B^*y、αx+βy和-A^*x+B^*y、αx+βy和-Ax^*+By^*、αx+βy和Ax^*-By^*。其中，优化组合中的调制方式的先后顺序可以互换。

因此，第二发射分集支路采用与第一调制方式对应的第二调制方式发送数据分组具体可以包括如下步骤：第二发射分集支路获取与数据分组对应的第二组调制因子，第二组调制因子与第一组调制因子符合预置的调制因子对应关系；组合第二组调制因子与星座调制符号，获得第二调制组合；发送第二调制组合。

或者可以包括如下步骤：第二发射分集支路获取与数据分组对应的第二组调制因子；组合第二组调制因子与第二组星座调制符号，获得第二调制组合，第二组星座调制符号与第一调制方式所使用的第一组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系；发送第二调制组合。其中，在组合获得第二调制组合时，为了提高灵活性，可以进一步组合预编码矩阵获得第二调制组合。

如果有多个第一调制方式可以选择，例如对应实数的情况，第一调制方式可以选择αx+βy、αx-βy或-αx+βy，并且可选择的调制方式都有预置的标识，此时需要在选取了某个第一调制方式后，发送选取的第一调制方式的标识，从而使接收端可以获知调制所采用的第一调制方式，进而进行相应的解调。同样，如果有多个第二调制方式可以选择，需要在选取了某个第二调制方式后，发送选取的第二调制方式的标识。

当然也可以发射端和接收端事先约定特定的组合方式，在通讯时直接采用约定的组合方式进行传输，不需要在每次发送时都发送调制数据分组所采用的调制方式的标识。

可以理解的是，本发明实施例优选采用具有一定内在关系的第二组调制因子和第一组调制因子和/或具有一定内在关系的第二组星座调制符号和第一组星座调制符号，如相同、绝对值相同、互为共轭、或模值相同等。只要接收第一调制组合和第二调制组合的接收端可以获知调制所采用的第一组调制因子和第二组调制因子，都不会影响本发明的实现，如可以通过控制信令通知接收端。

需要说明的是，对于一个数据分组会发送多次的情况，此时任意两个相邻的发射分集支路之间的数据传送都可以采用本发明实施例提供的数据发送方法，所述两个相邻的发射分集支路是指在发射数据过程中，发送数据相邻的两个发射分集，所述相邻发射分集支路可以是同一个发射天线，也可以是同一个BS的不同发射天线，还可以是不同BS上的发射天线等。

从上可知，由于本实施例中第一调制方式所采用第一组调制因子与第二调制方式使用的第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系、和/或第一调制方式使用的第一组星座调制符号和第二调制方式使用的第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，其中，不同的各组调制因子中至少有一个调制因子是不同的，不同的各组星座调制符号中至少有一个星座调制符号是不同的，使第一组合与第二组合可以在符号上有不同，从而使在传送过程中的误差，如噪声等会由于符号的差别而导致第二次发送的误差与第一次发送的误差不偏向同一方向，使接收端检测获得的数据分组可以在符号级上降低误差，降低了误帧率和误比特率，提高系统性能，提高了通信的准确性。

图3描述了本发明提供实施例三，描述了本发明实施例提供的数据处理方法的流程，包括步骤301、302、303。

步骤301、接收至少两个经调制的调制组合；

调制组合采用调制方式调制得到，调制方式构成预置的调制方式的优化组合，各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

步骤302、使用预置的信号接收技术对至少两个经调制的调制组合进行信号检测，获得经调制的数据分组。

信号接收技术可以是迫零接收技术(ZF：Zero-Forcing)、线性最小均方误差(L-MMSE：Linear Minimum Mean-Squared Error)接收技术、最大似然(ML：Maximum Likelihood)接收技术、串行干扰消除(SIC：SuccessiveInterference Cancellation)接收技术、并行干扰消除(PIC：Parallel InterferenceCancellation)接收技术等。

可能会有多个调制方式，因而在使用预置的信号接收技术对上述至少两个经调制的调制组合进行信号检测前，需要进一步接收所述至少两个调制组合的调制方式的标识；如果接收端与发射端约定了调制方式，则不需要接收相应的调制方式的标识。

如果接收了相应的调制方式的标识，则需要根据所述调制方式的标识，使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测。

由于无线信道的特性，接收到的经调制后的数据分组包括了噪声和干扰信号等。

步骤303、解调经调制的数据分组获得数据。

解调是采用与调制对应的方式。

由于经信号接收技术监测获得的数据分组是包含了误差的，因而解调后获得的传送的数据分组并不会与发送端发送的数据分组完全相同，只会根据调制和解调的方式而无限接近发送端发送的数据分组。

从上可知，由于接收的至少两个经调制的调制组合是通过不同的调制方式调制的，各个不同的调制方式使用的调制因子符合预置的调制因子对应关系、和/或星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，使本实施例所接收的至少两个调制组合可以在符号上有不同，可以在符号级上降低误差，降低误帧率和误比特率，有效的提升系统性能；并且可以使用信号检测技术来降低误帧率和误比特率，进一步提高系统性能，提高通信的准确性。

如下，在具体的应用场景中描述本发明实施例提供的数据发送方法的实施例和数据处理方法的实施例。本发明的实施例四描述的是在具有至少一个发射天线和多个接收天线的多接收端通信系统中的数据传输过程，此处以MBMS系统为例。

在MBMS系统中，通过分层调制技术可将分层后的数据复用到相同的时频资源上进行传输，以节约系统的频谱资源。具体的分层调制方式通过控制信令通知接收端。在接收端信道条件好的接收端接收基本层和增强层数据，获得更高数据率。信道质量差的接收端仅接收基本层，获得基本的数据率。当数据进行第二次发送而需要进行星座调制时，以与前一次不同的分层调制方式进行传输，通过控制信令通知接收端具体的分层调制方法，具体的，采用与前一次不同的调制因子进行调制。

1)采用16QAM的单输入单输出(SISO：Single-Input Single-Output)模式：

在SISO模式下，MBMS服务器通过BS向接收端送信息，假设在BS的MAC层加入CRC校验码的数据经FEC编码之后的数据为b₀b₁b₂b₃，b₀b₁为基本层数据，映射到QPSK星座点调制符号x上；b₂b₃为增强层数据，映射到QPSK星座点调制符号y上。当然，对数据也可以采用其它分组方法进行映射，例如b₀b₂映射到星座符号x上，b₁b₃映射到星座符号y上，不再一一列举。x、y乘上相应的调制因子α、β，叠加为16QAM星座点调制符号发射，具体如图4所示，描述了两个QPSK星座点叠加为16QAM星座点的情况：基本层的数据映射在QPSK星座点上的数据分组分别为00

和因此C_X为

同理，增强层的数据映射在QPSK星座点上的数据分组分别为00

和10

因此C_Y为

叠加为16QAM后，在16QAM的星座点上的数据分别为0011、0010、0001、0000、0111、0110、0101、0100、1111、1110、1101、1100、1011、1010、1001、1000，基本层的数据分组组合对应的调制因子α后为αx，增强层的数据分组组合对应的调制因子β后为βy，因此叠加为16QAM后的z为αx+βy。

因为有两个调制因子，所以可以称调制阶数为2。其中，两个QPSK星座点调制符号叠加为16QAM星座点调制符号，一共有6种不同的星座映射方式，分别为z＝αx+βy、z＝αx-βy、z＝-αx+βy、z＝βx+αy、z＝βx-αy、z＝-βx+αy。当α和β为实数时，如果第一次发射采用的星座映射方式为z＝αx+βy、那么第二次发送时可以采用的星座映射方式为z＝αx-βy、z＝-αx+βy中的任意一种，这样可以保证同一组数据内的优先级不同的数据在两次发射中分配的调制因子不同，由此可以得到第一组优化组合：两次发射采用如式[1]所示组合中的任意一种，两次发射采用的各组合中提供的两种星座映射方式的顺序可以交换。

组合1： $\left\{\begin{array}{c}{z}_1=\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\\ z_2=\mathrm{\αx}-\mathrm{\βy}\end{array}\right.$ 组合2： $\left\{\begin{array}{c}{z}_1=\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\\ z_2=-\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\end{array}\right.---\left[1\right]$

第一优化分层调制方案基于α和β均为实数提出，α和β均为实数是由传统的星座映射方式决定的。但是在第3代合作伙伴计划2(3GPP2：3rd GenerationPartnership Project2)标准中，在分层调制(Hierarchal Modulation)时，对传统的星座映射方式进行了调整，此时发射的数据符号z＝αx+βy中的调制因子α、β可能为复数，假设 $\mathrm{\α}=\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ $\mathrm{\β}=\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $A=\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $B=\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}.$ 其中，|*|表示*的模值。例如， $\mathrm{\α}=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ $\mathrm{\β}=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $A=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $B=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ 针对α、β为复数的情况，如果第一次发射采用的星座映射方式为 $\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}x+\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}y,$ 那么第二次发射可以采用的星座映射方式为A^*x-B^*y、-A^*x+B^*y之一。由此提出了第二组优化组合：两个时间发射分集采用如式[2]所示组合中的任意一种，两次发射采用的各组合中提供的两种星座映射方式的顺序可以交换。

组合1： $\left\{\begin{array}{c}{z}_1=\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}x+\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}y\\ z_2=A^{*}x-B^{*}y\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left|\mathrm{\α}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}x-\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}y\end{array}\right.$

组合2： $\left\{\begin{array}{c}{z}_1=\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}x+\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}y\\ z_2={-A}^{*}x+B^{*}y\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}-\left|\mathrm{\α}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}x+\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}y\end{array}\right.---\left[2\right]$

针对α、β为复数的情况，如果第一次发射采用的星座映射方式为 $\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}x+\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}y,$ 那么第二次发射可以采用的星座映射方式为Ax^*-By^*、-Ax^*+By^*中的任意一种。本发明实施例还提出了第三组优化组合：两个时间发射分集采用如式[3]所示组合中的任意一种，两次发射采用的各组合中提供的两种星座映射方式的顺序可以交换。

组合1： $\left\{\begin{array}{c}{z}_1=\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}x+\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}y\\ z_2=A{x}^{*}-B{y}^{*}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}{x}^{*}-\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}{y}^{*}\end{array}\right.$

组合2： $\left\{\begin{array}{c}{z}_1=\mathrm{\αx}+\mathrm{\βy}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}x+\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}y\\ z_2=-A{x}^{*}+B{y}^{*}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}-\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}{x}^{*}+\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}{y}^{*}\end{array}\right.---\left[3\right]$

针对上述三组优化组合，说明信号接收技术的算法：

以第一组优化组合的组合1为例，可以表示为如下的式[4]：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\αh}}_1& {\mathrm{\βh}}_2\\ {\mathrm{\αh}}_1& -{\mathrm{\βh}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]=H_1\·\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[4\right]$

以第二组优化组合的组合1为例，可以表示为如下的式[5]：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}h}_1& \left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}{h}_2\\ \left|\mathrm{\α}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}{h}_1& -\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}{h}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]=H_2\·\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[5\right]$

以第三组优化组合的组合1为例，可以表示为如下的式[6]：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}h}_1& \left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}{h}_2\\ \left|\mathrm{\α}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}{h}_1^{*}& -\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}{h}_2^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2^{*}\end{array}\right]=H_3\·\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[6\right]$

其中，h_i(i＝1，2)表示从BS到接收端的第i次发送信号的信道响应参数，r_i(i＝1，2)表示接收端第i次接收到的信号，n_i(i＝1，2)表示接收端第i次接收到的信号中包含的外部干扰等。

接收端结合两次(为便于描述，假定传输两次数据，本发明实施例并不限定两次)传输的数据，使用信号接收技术检测接收信号，之后进行解调、解码。采用的信号接收技术包括：ZF、L-MMSE、ML、SIC、PIC等信号接收技术。

以ZF接收技术为例，当采用ZF接收技术时，对于式[4]、式[5]和式[6]，均衡因子W_i(i＝1，2，3)表示为式[7]：

$W_i={\left(H_i^{*}{H}_i\right)}^{-1}{H}_i^{*},(i=\mathrm{1,2,3})---\left[7\right]$

其中，()^*为共轭转置矩阵，()^-1为逆矩阵。

则通过ZF接收技术得到的加入噪声影响的x和y可以表示为式[8]和式[9]：

式[4]和式[5]可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}\tilde{x}\\ \tilde{y}\end{array}\right]=W_i\·\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+W_i\·\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right],$ 其中i＝1，2           [8]

式[6]可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}\tilde{x}\\ \tilde{y}\end{array}\right]=W_3\·\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+W_3\·\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2^{*}\end{array}\right]---\left[9\right]$

根据式[7]、式[8]和式[9]就可以计算出相应的x和y，再进行解调就可以获得初始的数据分组。

以L-MMSE接收技术为例，对于式[4]、式[5]和式[6]，均衡因子W_i(i＝1，2，3)表示为式[10]：

其中

σ²表示噪声方差，P_s表示发送信号功率，I_2×2为2×2的单位矩阵。

则通过L-MMSE接收技术得到的加入噪声影响的x和y可以表示为式[11]和式[12]：

式[4]和式[5]可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}\tilde{x}\\ \tilde{y}\end{array}\right]=W_i\·\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right],$ 其中i＝1，2                          [11]

式[6]可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}\tilde{x}\\ \tilde{y}\end{array}\right]=W_3\·\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\end{array}\right]---\left[12\right]$

根据式[10]、式[11]和式[12]就可以计算出相应的x和y，再进行解调就可以获得初始的数据分组。

2)采用64QAM的SISO模式一：

采用64QAM的SISO模式一是针对MBMS业务在分层调制的过程中采用64QAM单发单收的SISO模式，主要针对同一信息发送至少三次的情况，应用于将同一业务的数据流分为三种重要性不同的子数据流，可以称为基本层数据、中间层数据和增强层数据。假设，MBMS服务器通过BS传输给用户的信息为b₀b₁b₂b₃b₄b₅：b₀b₁表示基本层数据编码后的数据，映射到QPSK符号x；b₂b₃表示中间层数据编码后的数据，映射到QPSK符号y上；b₄b₅表示增强层数据编码后的数据，映射到QPSK符号z上，对应增强层数据。x、y、z乘上相应的系数(假设为α、β、γ， $\mathrm{\α}=\frac{\sqrt{32}}{\sqrt{10}},$ $\mathrm{\β}=\frac{\sqrt{8}}{\sqrt{42}},$ $\mathrm{\γ}=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{42}}$ )，并叠加成为64QAM符号s＝αx+βy+γz发送，分层调制过程如图5所示。

将多次传输的数据一并通过信道均衡后，再分别解调和解码可以得到各层数据。

其中，三次传输的调制因子可以是表1中的调制因子的任意一种组合，但要保证传输矩阵为满秩。

表1

三次传输后的传输矩阵可以如式[13]所示：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{h}_1& 0& 0\\ 0& h_2& 0\\ 0& 0& h_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}\±\mathrm{\α}& \±\mathrm{\β}& \±\mathrm{\γ}\\ \±\mathrm{\γ}& \±\mathrm{\α}& \±\mathrm{\β}\\ \±\mathrm{\β}& \±\mathrm{\γ}& \±\mathrm{\α}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}H\·\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]---\left[13\right]$

其中，r_i(i＝1，2，3)表示第i次信号接收到的信号；h_i(i＝1，2，3)表示第i次信号接收时的信道相应参数，通过导频信号得到；对于三次传输的情况，矩阵满秩为3。n_i(i＝1，2，3)表示第i次接收时的噪声干扰；n_i(i＝1，2，3)为均值为0高斯噪声，且 $E\left\{{\left|n_i\right|}^2\right\}=\frac{N_0}{2}$ (i＝1，2，3)，其中，E{*}表示*的数学期望值，

代表噪声功率；x、y、z为幅度为1的QPSK星座符号，|x|＝|y|＝|z|＝1，x、y、z调制因子分别为α、β、γ；

表示定义。

式[13]可以看成虚拟多天线接收，可以采用ZF、L-MMSE等接收技术进行信道均衡，经信道均衡后式[13]可以表示为如下的式[14]：

$\left[\begin{array}{c}\hat{x}\\ \hat{y}\\ \hat{z}\end{array}\right]=W\·\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]+W\·\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\end{array}\right]---\left[14\right]$

其中，W为均衡因子矩阵。例如，如果使用L-MMSE均衡算法，均衡因子矩阵W表示为：W＝[H′H+αI₃]^-1H′，其中，α＝σ²/P_s，σ²表示噪声方差，P_s表示发送信号功率；如果使用ZF均衡算法，均衡因子矩阵W表示为：W＝[H′H]^-1H′。

经过均衡之后，得到x、y、z估计信号，进而分别进行QPSK解调、解码等可以得到接收数据。

从而得到了三层数据的信息比特。对于信噪比(SNR：Signal to NoiseRatio)比较好的接收端，能正确接收x、y、z对应的三层信息；SNR次之的接收端，可以接收x、y对应得两层信息；SNR相对较小的接收端，仅仅可以接收基本层x对应的信息。

3)采用64QAM的SISO模式二：

采用64QAM的SISO模式二描述了一个64QAM的星座点由两层分层调制的情况构成的情况，其中基本层为QPSK调制，增强层为16QAM调制，假设b₀b₁表示基本层数据编码后的数据，映射到QPSK符号x；b₂b₃b₄b₅表示增强层数据编码后的数据，映射到16QAM符号y+z。x、y、z乘上相应的系数(假设为α、β、γ， $\mathrm{\α}=\frac{\sqrt{32}}{\sqrt{10}},$ $\mathrm{\β}=\frac{\sqrt{8}}{\sqrt{42}},$ $\mathrm{\γ}=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{42}}$ )，叠加成为64QAM符号s＝αx+βy+γz发送，分层调制过程如图6所示。

两次传输的数据可以是表2中的任意一种组合，但要保证传输矩阵的为满秩。

表2

假设2次传输的分层调制符号分别表示为s₁＝αx+βy+γz、s₂＝-αx+βy+γz，两次传输后的传输矩阵可以如式[15]所示：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& 0\\ 0& h_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}& 1\\ -\mathrm{\α}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ \mathrm{\βy}+\mathrm{\γz}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}H\·\left[\begin{array}{c}x\\ \mathrm{\βy}+\mathrm{\γz}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[15\right]$

经信道均衡后的式[15]可以表示为式[16]：

其中，W为均衡因子矩阵。如果使用L-MMSE均衡算法，均衡因子矩阵W表示为：W＝[H′H+αI₃]^-1H′，其中，α＝σ²/Ps，σ²表示噪声方差，P_s表示发送信号功率；如果使用ZF均衡算法，均衡因子矩阵W表示为：W＝[H′H]^-1H′。

经过均衡之后，对x的估计信号，进行QPSK解调、解码，从而得到基本层的数据；对βy+γz估计信号，进行QPSK解调、解码等，从而得到增强层的数据。其中，在对βy+γz进行解调时，可以经过功率调整，即对λ·(βy+γz)进行16QAM调整，λ为功率调整因子。

4)采用16QAM的多输入多输出(MIMO：Multiple-Input Multiple-Output)模式一：

在16QAM的MIMO模式下，MBMS服务器通过BS向接收端发送信息。假设某时刻，在MAC层加入CRC校验码的数据经FEC编码之后，在天线#1和天线#2欲发射数据分别为b₀b₁b₂b₃和b₄b₅b₆b₇，其中b₀b₁和b₄b₅分别映射到QPSK星座点调制符号x₁和x₂，b₂b₃和b₆b₇分别映射到QPSK星座点调制符号y₁和y₂上；x₁、y₁的调制因子分别为α、β，叠加为16QAM星座点调制符号在天线#1发射，x₂、y₂的调制因子分别为α、β，也可以不同，叠加为16QAM星座点调制符号在天线#2发射，当然也可以x₁、y₁在天线#2发射，x₂、y₂在天线#1发射。在天线#1和天线#2上分别发射的一组数据可以按照各自的星座映射方式进行调制，如果在第1个时间分集上天线#1和天线#2分别采用的星座映射方式为模式1，参见表3：

表3

如表3所示，模式2至9为第2个时间分集上天线#1和天线#2可以分别采用的星座映射方式的所有模式，模式2至5是以在第2个时间分集上x₁、y₁仍在天线#1发射而x₂、y₂仍在天线#2发射给出的，模式6至9是以在第2个时间分集上x₁、y₁在天线#2发射而x₂、y₂在天线#1发射给出的。模式2至9是基于α和β均为实数，本发明实施例给出α和β均为实数时的第一组优化组合：第1个时间分集上天线#1和天线#2分别采用的星座映射方式为模式1，第2个时间分集上天线#1和天线#2分别采用的星座映射方式为模式2至9中的任意一种，两次发射采用两组模式的顺序可以交换。

当α和β均为复数时，假设 $\mathrm{\α}=\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ $\mathrm{\β}=\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $A=\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $B=\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}.$ 其中，|*|表示*的模值。例如， $\mathrm{\α}=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ $\mathrm{\β}=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $A=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ $B=\frac{2\sqrt{2}}{\sqrt{10}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1}.$ 与SISO系统中类似，本发明实施例提供的α和β为复数时的优化组合如表2所示。

如表4所示，模式2至9为第2个时间分集上天线#1和天线#2可以分别采用的星座映射方式的所有模式，模式2至5是以在第2个时间分集上x₁、y₁仍在天线#1发射而x₂、y₂仍在天线#2发射给出的，模式6至9是以在第2个时间分集上x₁、y₁在天线#2发射而x₂、y₂在天线#1发射给出的。第1个时间分集上天线#1和天线#2分别采用的星座映射方式为模式1，第2个时间分集上天线#1和天线#2分别采用的星座映射方式为模式2至模式9中各α和β取共轭后的任意模式。

表4

类似的，如表2所示，本发明实施例提供的第三组优化组合是：第1个时间分集上天线#1和天线#2分别采用的星座映射方式为模式1，第2个时间分集上天线#1和天线#2分别采用的星座映射方式为模式2至模式9中x₁、y₁、x₂、y₂取共轭后的任意模式。

以α和β为复数时的模式1和模式7的组合为例，说明本接收端的两种处理方案。

第1种处理方案，由上可知第1次接收的信号可以表示为式[17]：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_{11}=h_{11}^1({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1)+h_{21}^1({\mathrm{\αx}}_2+{\mathrm{\βy}}_2)+n_1^1\\ r_{21}=h_{12}^1({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1)+h_{22}^1({\mathrm{\αx}}_2+{\mathrm{\βy}}_2)+n_2^1\end{array}\right.---\left[17\right]$

其中，

表示第i根接收天线在第j次接收时的干扰和噪声，结合现有噪声理论模型，假设

为均值为0高斯噪声，且 $E\left\{{\left|n_i^j\right|}^2\right\}=\frac{N_0}{2},$ 其中，E{*}表示^*的数学期望值，

代表噪声功率；

表示第i根发射天线到第j根接收天线在第n个发射分集支路上的信道传输函数；x、y为幅度为1的QPSK调制符号：|x|＝|y|＝1。

x、y的调制因子为α、β，α和β可以为实数也可以为复数，当α和β为实数时采用第一组优化组合，下面对采用第一组优化组合的接收原理进行介绍。从数学角度来讲，实数只是复数的一种特殊形式， $\mathrm{\α}=\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ $\mathrm{\β}=\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2},$ 当θ₁和θ₂为kπ，k∈Z时，A＝A^*＝±α、B＝B^*＝±β为实数。在此以 $\mathrm{\α}=\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1},$ $\mathrm{\β}=\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}$ 的统一表示形式为例，介绍采用前两种优化分层调制方案的接收原理。

根据SISO系统中的接收原理，式[17]中的两个发射分集支路发送的数据分组经过信号检测操作后，可以得到如式[18]所示：

其中，f_N(n₁，n₂..)(N＝1，2)代表关于n₁和n₂及其它相关参数的函数，相关参数例如x₁、y₁、x₂、y₂等。

针对第2个时间分集上两个天线上发射的数据包，如果采用模式7，接收端接收到的信息可以表示为式[19]：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_{12}=h_{11}^2({A^{*}x}_2-{B^{*}y}_2)+h_{21}^2({A^{*}x}_1-B^{*}{y}_1)+n_1^2\\ r_{22}=h_{12}^2({A^{*}x}_2-B^{*}{y}_2)+h_{22}^2({A^{*}x}_1-B^{*}{y}_1)+n_2^2\end{array}\right.---\left[19\right]$

当θ₁和θ₂为kπ，k∈Z时，A＝A^*＝±α、B＝B^*＝±β为实数。

式[19]的数据符号经过信号检测操作后，得到如式[20]所示：

其中，其中，f_N(n₃，n₄..)(N＝3，4)代表关于n₃和n₄及其它相关参数的函数，相关参数例如x₁、y₁、x₂、y₂等。

由式[18]和式[20]可得式[21]和式[22]：

对式[21]和式[22]分别进行信号检测操作可以解得x₁、y₁、x₂和y₂。

第2种处理方案，针对第1个时间分集和第2个时间分集上两天线上发射的数据包，接收端接收到的数据符号可以作为一次传输的四路数据符号，如式[23]所示：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_{11}=h_{11}^1({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1)+h_{21}^1({\mathrm{\αx}}_2+{\mathrm{\βy}}_2)+n_1^1\\ r_{21}=h_{12}^1({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1)+h_{22}^1({\mathrm{\αx}}_2+{\mathrm{\βy}}_2)+n_2^1\\ r_{12}=h_{11}^2({A^{*}x}_2-{B^{*}y}_2)+h_{21}^2({A^{*}x}_1-B^{*}{y}_1)+n_1^2\\ r_{22}=h_{12}^2({A^{*}x}_2-B^{*}{y}_2)+h_{22}^2({A^{*}x}_1-B^{*}{y}_1)+n_2^2\end{array}\right.---\left[23\right]$

由式[23]可以得到式[24]：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{21}\\ r_{12}\\ r_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\αh}}_{11}^1& {\mathrm{\βh}}_{11}^1& {\mathrm{\αh}}_{21}^1& {\mathrm{\βh}}_{21}^1\\ {\mathrm{\αh}}_{12}^1& {\mathrm{\βh}}_{12}^1& {\mathrm{\αh}}_{22}^1& {\mathrm{\βh}}_{22}^1\\ A^{*}{h}_{21}^2& {-B}^{*}{h}_{21}^2& A^{*}{h}_{11}^2& -B^{*}{h}_{11}^2\\ A^{*}{h}_{22}^2& -B^{*}{h}_{22}^2& A^{*}{h}_{12}^2& -B^{*}{h}_{12}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ y_1\\ x_2\\ y_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]$                 [24]

$\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{cccc}{\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}h}_{11}^1& {\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}h}_{11}^1& {\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}h}_{21}^1& {\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}h}_{21}^1\\ {\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}h}_{12}^1& {\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}h}_{12}^1& {\left|\mathrm{\α}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}h}_{22}^1& {\left|\mathrm{\β}\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}h}_{22}^1\\ {\left|\mathrm{\α}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}h}_{21}^2& -{\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}h}_{21}^2& {\left|\mathrm{\α}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}h}_{11}^2& -{\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}h}_{11}^2\\ {\left|\mathrm{\α}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}h}_{22}^2& -{\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}h}_{22}^2& {\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_1}h}_{12}^2& -{\left|\mathrm{\β}\right|e^{-j{\mathrm{\θ}}_2}h}_{12}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ y_1\\ x_2\\ y_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]$

式[24]通过信号检测操作后即可解出加入信道噪声影响的x₁、y₁、x₂、y₂。

对两次发射的数据符号分别接收并缓存后，同时通过信号接收技术即可解出加入信道噪声影响的x₁、y₁、x₂、y₂，从而实现了接收端的符号级合并，进一步进行解调可以得到接收数据。

5)采用16QAM的MIMO模式二：

采用16QAM的MIMO模式二是采用16QAM的MIMO模式一第2种处理方案的进一步增强模式。为了增加发送信号的灵活性，可以在发射端加入预编码矩阵C₁、C₂、C₃和C₄，接收端接收的数据如式[25]所示：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{12}\\ r_{21}\\ r_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\αh}}_{11}^1& {\mathrm{\αh}}_{21}^1\\ A^{*}{h}_{21}^2& A^{*}{h}_{11}^2\end{array}\right]\·C_1& \left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\βh}}_{11}^1& {\mathrm{\βh}}_{21}^1\\ {-B}^{*}{h}_{21}^2& -B^{*}{h}_{11}^2\end{array}\right]\·C_2\\ \left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\αh}}_{12}^1& {\mathrm{\αh}}_{22}^1\\ A^{*}{h}_{22}^2& A^{*}{h}_{12}^2\end{array}\right]\·C_3& \left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\βh}}_{12}^1& {\mathrm{\βh}}_{22}^1\\ {-B}^{*}{h}_{22}^2& {-B}^{*}{h}_{12}^2\end{array}\right]\·C_4\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ y_1\\ y_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_1^2\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]---\left[25\right]$

需要说明的是，加入的预编码矩阵C₁、C₂、C₃和C₄可以相同或不同，也可以只采用其中的一个或几个预编码矩阵。在两次传输中使用的预编码矩阵也可以相同或不同。

对式[25]使用信道均衡算法，得到x₁、x₂、y₁和y₂。之后使用QPSK解调，之后作进一步解码可以得到接收数据。

6)采用64QAM的MIMO模式一：

如图7所示，描述了发射单元和接收单元均为双天线的发射、接收示意图。在双发双收的MIMO系统中，假设某时刻，基本层、中间层和增强层的数据经编码后，在发射天线#1和发射天线#2欲发射的信息比特分别为a₀a₁a₂a₃a₄a₅和b₀b₁b₂b₃b₄b₅，其中a₀a₁和b₀b₁分别映射到QPSK星座点调制符号x₁和x₂，对应基本层的数据；a₂a₃和b₂b₃分别映射到QPSK星座点调制符号y₁和y₂上，对应中间层的数据；a₄a₅和b₄b₅分别映射到QPSK星座点调制符号z₁和z₂上，对应增强层的数据；x₁、y₁、z₁的调制因子分别为α、β、γ，叠加成为64QAM星座点调制符号在发射天线#1发射，x₂、y₂、z₂的调制因子分别为α、β、γ(也可以不为α、β、γ)，叠加成为64QAM星座点调制符号在发射天线#2发射，当然也可以x₁、y₁、z₁在发射天线#2发射，x₂、y₂、z₂在发射天线#1发射。在发射天线#1和发射天线#2上分别发射的一组数据可以按照各自的星座映射方式进行调制。

假设发射天线#1和发射天线#2对同一信息传输三次，两个发射天线可以按照各自的规则适用表1中的任意一种组合，两个发射天线的映射规则可以相同，也可以不同。发射天线#1三次发射的层次调制符号表示为：s₁₁＝αx₁+βy₁+γz₁、s₁₂＝αx₁-βy₁+γz₁、s₁₃＝αx₁+βy₁-γz₁；发射天线#2三次发射的层次调制符号表示为：s₂₁＝αx₂-βy₂-γz₂、s₂₂＝αx₂-βy₂+γz₂、s₂₃＝-αx₂+βy₂-γz₂。

对接收天线#1，三次接收的信号，可以如式[26]所示：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_{11}=h_{11}^1({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1+{\mathrm{\γz}}_1)+h_{21}^1({\mathrm{\αx}}_2-{\mathrm{\βy}}_2-{\mathrm{\γz}}_2)+n_1^1\\ r_{12}=h_{11}^2({\mathrm{\αx}}_1-{\mathrm{\βy}}_1+{\mathrm{\γz}}_1)+h_{21}^2({\mathrm{\αx}}_2-{\mathrm{\βy}}_2+{\mathrm{\γz}}_2)+n_1^2\\ r_{13}=h_{11}^3({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1-{\mathrm{\γz}}_1)+h_{21}^3({-\mathrm{\αx}}_2+{\mathrm{\βy}}_2-{\mathrm{\γz}}_2)+n_1^3\end{array}\right.---\left[26\right]$

对接收天线#2，三次接收的信号，可以如式[27]所示：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_{21}=h_{12}^1({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1+{\mathrm{\γz}}_1)+h_{22}^1({\mathrm{\αx}}_2-{\mathrm{\βy}}_2-{\mathrm{\γz}}_2)+n_2^1\\ r_{22}=h_{12}^2({\mathrm{\αx}}_1-{\mathrm{\βy}}_1+{\mathrm{\γz}}_1)+h_{22}^2({\mathrm{\αx}}_2-{\mathrm{\βy}}_2+{\mathrm{\γz}}_2)+n_2^2\\ r_{23}=h_{12}^3({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1-{\mathrm{\γz}}_1)+h_{22}^3({-\mathrm{\αx}}_2+{\mathrm{\βy}}_2-{\mathrm{\γz}}_2)+n_2^3\end{array}\right.---\left[27\right]$

其中，图7、式[26]和式[27]中的r_ij表示第i根接收天线在第j次接收到的信号；表示第i根发射天线到第j根接收天线在第n个传输分集上的信道传输函数，具体通过导频信号得到。式[26]和式[27]中的

表示第i根接收天线在第j次接收时的干扰和噪声，结合现有噪声理论模型，假设

为均值为0高斯噪声，且 $E\left\{{\left|n_i^j\right|}^2\right\}=\frac{N_0}{2},$ 其中，E{*}表示*的数学期望值，代表噪声功率；

联合[26]和[27]，使用均衡算法得到s_ij(i＝1，2，3；j＝1，2，3)的估计信号，再对s_ij(i＝1，2，3；j＝1，2，3)使用均衡算法得到x₁、y₁、z₁和x₂、y₂、z₂的估计信号，进而使用QPSK解调最终可以得到接收数据。

以上采用双发双收的MIMO系统进行了描述，但是本发明实施例还适用于多发多收的MIMO系统。

7)采用64QAM的MIMO模式二：

采用64QAM的MIMO模式二适用于两个发送天线两个接收天线的MIMO模式，主要针对同一信息传输两次的情况。

假设，发射天线#1两次发射的层次调制符号表示为：s₁₁＝αx₁+βy₁+γz₁、s₁₂＝-αx₁+βy₁+γz₁；发射天线#2两次发射的层次调制符号表示为：s₂₁＝αx₂-βy₂-γz₂、s₂₂＝αx₂+βy₂+γz₂。

对接收天线#1和接收#2，接收到的信号如式[28]所示：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_{11}=h_{11}^1({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1+{\mathrm{\γz}}_1)+h_{21}^1({\mathrm{\αx}}_2-{\mathrm{\βy}}_2-{\mathrm{\γz}}_2)+n_1^1\\ r_{12}=h_{11}^2({-\mathrm{\αx}}_1-{\mathrm{\βy}}_1+{\mathrm{\γz}}_1)+h_{21}^2({\mathrm{\αx}}_2+{\mathrm{\βy}}_2+{\mathrm{\γz}}_2)+n_1^2\\ r_{21}=h_{12}^1({\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1+{\mathrm{\γz}}_1)+h_{22}^1({\mathrm{\αx}}_2-{\mathrm{\βy}}_2-{\mathrm{\γz}}_2)+n_2^1\\ r_{22}=h_{12}^2(-{\mathrm{\αx}}_1+{\mathrm{\βy}}_1+{\mathrm{\γz}}_1)+h_{22}^2({\mathrm{\αx}}_2+{\mathrm{\βy}}_2+{\mathrm{\γz}}_2)+n_2^2\end{array}\right.---\left[28\right]$

式[28]可以表示为如下的式[29]：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{12}\\ r_{21}\\ r_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\αh}}_{11}^1& {\mathrm{\αh}}_{21}^1& h_{11}^1& {-h}_{21}^1\\ {-\mathrm{\αh}}_{11}^2& {\mathrm{\αh}}_{21}^2& h_{11}^2& h_{21}^2\\ \mathrm{\α}{h}_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1& h_{12}^1& {-h}_{22}^1\\ -\mathrm{\α}{h}_{12}^2& \mathrm{\α}{h}_{22}^2& h_{12}^2& h_{22}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ {\mathrm{\βy}}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ \mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}H\·\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ {\mathrm{\βy}}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ \mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]---\left[29\right]$

对式[29]使用信道均衡算法，得到x₁、x₂、βy₁+γz₁和βy₂+γz₂。之后，对βy₁+γz₁和βy₂+γz₂进行功率调整至λ(βy₁+γz₁)和λ(βy₂+γz₂)。然后，对x₁、x₂进行QPSK解调，对λ(βy₁+γz₁)和λ(βy₂+γz₂)使用16QAM解调，之后再作进一步解码可以得到接收数据。

8)采用64QAM的MIMO模式三：

采用64QAM的MIMO模式三是采用64QAM的MIMO模式二的进一步增强模式。为了增加发送信号的灵活性，可以在发射端加入预编码矩阵C₁、C₂、C₃和C₄，接收端接收的数据如式[30]所示：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{11}\\ r_{12}\\ r_{21}\\ r_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\α}\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& h_{21}^1\\ -h_{11}^1& {\mathrm{\αh}}_{21}^1\end{array}\right]\·C_1& \left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^1& {-h}_{21}^1\\ h_{11}^1& h_{21}^1\end{array}\right]\·C_2\\ -\mathrm{\α}\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{12}^1& h_{22}^1\\ h_{12}^1& \mathrm{\α}{h}_{22}^1\end{array}\right]\·C_3& \left[\begin{array}{cc}{h}_{12}^1& {-h}_{22}^1\\ h_{12}^1& h_{22}^1\end{array}\right]\·C_4\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ {\mathrm{\βy}}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ \mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}H\·\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ {\mathrm{\βy}}_1+\mathrm{\γ}{z}_1\\ \mathrm{\β}{y}_2+\mathrm{\γ}{z}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^1\\ n_2^1\\ n_1^2\\ n_2^2\end{array}\right]---\left[30\right]$

需要说明的是，加入的预编码矩阵C₁、C₂、C₃和C₄可以相同或不同，也可以只采用其中的1个或几个预编码矩阵。在两次传输中使用的预编码矩阵也可以相同或不同。

对式[30]使用信道均衡算法，得到x₁、x₂、βy₁+γz₁和βy₂+γz₂。之后，对βy₁+γz₁和βy₂+γz₂进行功率调整至λ(βy₁+γz₁)和λ(βy₂+γz₂)。然后，对x₁、x₂进行QPSK解调，对λ(βy₁+γz₁)和λ(βy₂+γz₂)使用16QAM解调，之后作进一步解码可以得到接收数据。

本发明的实施例五描述的是在具有多个发射天线单个接收天线的多接收端通信系统中的数据发送过程以及数据接收的处理过程，以多个接收端接入BS为例，当多个接收端接入到BS时，接收能力强的接收端发送的信号被BS作为强信号来接收，而接收能力弱的接收端发送的信号被BS作为弱信号来接收；避免了产生额外的干扰信号。

多个接收端通过上行信道请求接入BS，BS根据情况允许其接入，并通过下行信令为接收端分配时频资源。BS调度选择两个或多个接收端为一“组”，该组接收端在相同的时频资源上发送数据，即实现多个接收端在时域/频域/码域实现信道资源的共享。例如，在CDMA系统中当多个接收端接入到BS的一个扇区时，系统通过码分实现资源的共享。被BS调度在一“组”的接收端，根据BS的指示信息使用不同的发射功率发送信号，假设，BS调度WT₁和WT₂在同一时频资源上发送信号，WT₁和WT₂反馈给BS的信道增益分别为h₁和h₂(|h₁|<1、|h₂|<1，|*|代表*的模运算)。通过下行信道，BS预先调整WT₁的发射功率参数α使其在BS端有较高的接收功率，同时，预先调整WT₂的功率参数β使其在BS端有较低的接收功率。即调整后的信号功率满足：|αh₁|>|βh₂|。被BS调度在一“组”的接收端，发送的信号在空中信道叠加在一起。以两个接收端(表示为WT₁和WT₂)均采用QPSK为例，如图8所示，WT₁和WT₂经调整功率后发送的信号分别被调制到B²和A¹星座点，分别对应符号x和y；经空中信道叠加后的信号示意如图9所示，B²和A¹叠加后的星座点为C¹，即两个接收端分别发送αx和βy。BS收到经过叠加后的信号。仍以上述两个接收端为例，BS收到的信号r₁：r₁＝(αh₁)x+(βh₂)y。当BS收到的信号错误接收时，发起第二次发送。当信道条件变化不大时，BS尽量将上次调度在一个组内传输的接收端仍然放在同一组内发送，但此次发送时使用与第一传输所采用的调制方式有固定关系的调制方式，两个调制方式构成预置的调制方式的优化组合。以两个接收端为例，此次发送采用-α或者-β，接收端为r₂＝-(αh₁)x+(βh₂)y+n₂、r₂＝(αh₁)x-(βh₂)y+n₂之一。其中，α和β为第二次发送时功率调整参数，h₁和h₂为第二次发送时的信道增益，因第二次发送时前后两次发送的间隔很小，所以信道参数基本保持不变。n₁、n₂为干扰和噪声。BS结合两次发送的数据，使用信号接收技术检测接收信号，之后进行解调就可以获得初始的数据分组。

BS接收到的信号为式[31]和式[32]中之一：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&alpha;h}}_1& {\mathrm{\&beta;h}}_2\\ {\mathrm{\&alpha;h}}_1& -{\mathrm{\&beta;h}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[31\right]$

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&alpha;h}}_1& {\mathrm{\&beta;h}}_2\\ -{\mathrm{\&alpha;h}}_1& {\mathrm{\&beta;h}}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[32\right]$

式[31]和式[32]针对第一组优化组合，即α和β均为实数的情况。针对α、β为复数的情况，假设 $\mathrm{\&alpha;}=\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1},$ $\mathrm{\&beta;}=\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2},$ $A=\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2},$ $B=\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}.$ 其中，|*|表示*的模值。得到第二组优化组合：如果WT₁和WT₂第一次发送符号分别为αx和βy。BS接收到的信号为 $r_1=\left({\mathrm{\&alpha;h}}_1\right)x+\left({\mathrm{\&beta;h}}_2\right)y\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}{h}_1\right)x+\left(\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_2\right)y.$ BS接收到两个接收端发送的信号，通过信令通知两个接收端第二次发送时，WT₁和WT₂发送的符号分别为以下各种组合之一：(A^*x，-B^*y)、(-A^*x，B^*y)，即为

同时WT₁和WT₂通过各自的控制信令通知BS其具体调制因子，或按照预先约定的方式进行传输。BS接收到两个接收端的信号，可以表示为式[33]、式[34]之一：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}h}_1& \left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_2\\ \left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_1& -\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_1}{h}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[33\right]$

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}h}_1& \left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_2\\ -\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_1& \left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_1}{h}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]---\left[34\right]$

同理，针对α、β为复数的情况，得到第三组优化组合：如果WT₁和WT₂第一次发送符号分别为αx和βy，即第一次发射符号的组合(αx，βy)。BS接收到的信号为 $r_1=\left({\mathrm{\&alpha;h}}_1\right)x+\left({\mathrm{\&beta;h}}_2\right)y\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left(\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}{h}_1\right)x+\left(\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_2\right)y.$ BS接收到两个接收端发送的信号，通过信令通知两个接收端第二次发送时，WT₁和WT₂发送的符号分别为以下各种组合之一：(Ax^*，-By^*)、(-Ax^*，By^*)，即为

同时，WT₁和WT₂通过各自的控制信令通知BS其具体调制因子。BS接收到两个接收端的信号，表示为式[35]、式[36]之一：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}h}_1& \left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_2\\ \left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_1^{*}& -\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_1}{h}_2^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2^{*}\end{array}\right]---\left[35\right]$

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}h}_1& \left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_2\\ -\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_2}{h}_1^{*}& \left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_1}{h}_2^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2^{*}\end{array}\right]---\left[36\right]$

式[31]至式[36]各式均可通过信号接收技术检测到信号，对检测到的信号进行解调就可以获得初始的数据分组。

本发明的实施例六描述的是多用户联合映射系统中数据发送的过程，多用户联合映射的基本原理是使用分层调制原理将一个“近端用户”和一个“远端用户”复用在相同的时域/频域/码域资源内，从而获得系统容量提升。其中，“近端用户”指信道条件较好的距离BS较近的用户，通常指小区中心区用户；而“远端用户”指信道条件较差的距离BS较远的用户，通常指小区边缘的用户。为了提高系统的频谱利用率，将发送给近端用户和远端用户的信息分层调制到一个高阶星座点上，从而实现将多个用户的数据联合映射到同一时频资源上。当多个接收端用户错误接收时，通过上行信道通知BS第二次发送信号。当BS第二次发送联合映射用户的数据时，采用的第二调制方式与第一次的调制方式构成预置的调制方式的优化组合，两个调制方式的调制因子符合预置的调制因子对应关系和/或两个调制方式的星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。在接收端将多次(至少两次)接收到的信号结合起来使用信号接收技术来检测信号。

具体过程如下，BS通过上行信道指示等信息将多个(为便于BS处理，优选两个，但是并不限于两个)用户划分为一个“组”。本组内的接收端包含近端用户和远端用户。BS调度器将一个组内的用户联合映射在一个高阶星座点上，假设两个用户被分配在一组内，包含一个近端用户和远端用户。发送给远端用户的信息为，发送给近端用户的数据为。因为远端用户的信道条件较差，对应分层调制的基本层。而近端用户的信道条件较好，对应分层调制的增强层。b₀b₁映射为QPSK符号x；b₂b₃为QPSK符号y。x、y乘上相应的系数(假设为α、β，假设 $\mathrm{\&alpha;}=\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1},$ $\mathrm{\&beta;}=\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2},$ $A=\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2},$ $B=\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}.$ 其中，|*|表示*的模值。当θ₁和θ₂为kπ，k∈Z时，A＝A^*＝±α、B＝B^*＝±β为实数)并叠加为16QAM符号 $z(z=\mathrm{\&alpha;}x+\mathrm{\&beta;}y\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}x+\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}y)$ 发送。如果划分在一组内的数据都发生错误，接受端通过反馈信道发送NACK。第二发射分集支路发送数据时采用与第一发射分集支路采用的第一调制方式对应的第二调制方式。第二次发送时可以为A^*x-B^*y、-A^*x+B^*y、Ax^*-By^*、-Ax^*+By^*之一，只要第一调制方式与第二调制方式符合预置的优化组合都可以。接收端结合两次传输的数据，使用信号接收技术检测信号，之后进行解调就可以获得初始的数据分组；

同样，也有SISO模式和MIMO模式，具体过程与实施例四中的描述类似，此处不再赘述。

图10描述了本发明提供的实施例七，描述了本发明实施例提供的数据转发方法的流程，包括步骤1001、1002。

步骤1001、接收经过第一调制方式调制后的数据分组；

步骤1002、采用与第一调制方式对应的第二调制方式调制并发送数据分组；

第一调制方式和第二调制方式构成预置的优化组合，第一调制方式调制所述数据分组使用得第一组调制因子与第二调制方式调制数据分组的第二组调制因子不同、和/或第一调制方式使用的第一组星座调制符号与第二调制方式使用的第二组星座调制符号不同，第一组调制因子与第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系，第一组星座调制符号与第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

其中，采用与第一调制方式对应的第二调制方式发送数据分组具体可以为：获取与数据分组对应的第二组调制因子，第二组调制因子与第一组调制因子符合预置的调制因子对应关系；将数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与数据分组对应的星座调制符号；组合第二组调制因子与星座调制符号，获得调制组合；发送调制组合。

调制因子对应关系具体为：第一组调制因子与第二组调制因子中至少有一个调制因子不同，不同的调制因子符合绝对值相同、或者互为共轭、或者模值相同等条件。

采用与第一调制方式对应的第二调制方式发送数据分组也可以为：获取与数据分组对应的第二组调制因子，将数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与数据分组对应的第二组星座调制符号，第二组星座调制符号与第一调制方式对应的第一组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系；组合第二组调制因子与第二组星座调制符号，获得调制组合；发送调制组合。

星座调制符号对应关系具体为：第一组星座调制符号与第二组星座调制符号中至少有一个星座调制符号不同，不同的星座调制符号符合绝对值相同、或者互为共轭、或者模值相同等条件。

由于本实施例在转发时所采用的第二调制方式使用的第二组调制因子与第一调制方式所采用第一组调制因子符合预置的调制因子对应关系，和/或第一调制方式所采用的第一组星座调制符号与第二调制方式所采用的第二组星座调制符号不同，使经第二调制方式调制的信息与经第一调制方式调制的信息可以有符号上的不同，从而使在传送过程中的误差，如噪声等会由于符号的差别而导致经第二调制方式调制的信息与经第一调制方式调制的信息在传输过程中不偏向同一方向，使接收端检测获得的数据分组可以在符号级上降低误差，降低了误帧率和误比特率，提高系统性能，提高了通信的准确性。

本发明提供的实施例八描述的是中继(Relay)系统中的数据转发过程，在Relay传输系统中，当有多层数据需要传输时，使用分层调制技术分别承载不同优先级或者重要性不同的数据。当BS以分层调制方式发送信号时，如果中继基站(RS)正确接收后，以与BS采用的分层调制方式有特定关系的分层调制技术中继转发信号。接收端将结合从BS直接接收到的数据和从RS接收到的数据，使用信号接收技术联合检测多层调制数据。

为便于描述，现以两个QPSK分层调制为16QAM为例，假设BS通过RS欲发送信息b₀b₁b₂b₃给接收端。其中，b₀b₁对应分层调制的基本层数据，其映射为QPSK符号x；b₂b₃对应分层调制的增强层数据，其映射为QPSK符号y。x、y乘上相应的系数(假设为α、β， $\mathrm{\&alpha;}=\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1},$ $\mathrm{\&beta;}=\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2},$ $A=\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2},$ $B=\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}.$ 其中，|*|表示*的模值。当θ₁和θ₂为kπ，k∈Z时，A＝A^*＝±α、B＝B^*＝±β为实数)并叠加为16QAM符号z(其中， $z=\mathrm{\&alpha;}x+\mathrm{\&beta;}y\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}x+\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}y$ )发送。当RS正确接收数据(可能经过转发)而接收端仍不能正确接收数据时，RS中继转发接受的数据，中继转发所采用的调制方式与BS所采用的调制方式构成预置的调制方式的优化组合。接收端结合从BS接收到的信号和从RS接收到的信号，使用信号接收技术检测接收信号，之后进行解调就可以获得初始的数据分组。

具体过程如图11所示：第一发射分集支路(基站)发送的调制后的信息表示为： $z=\mathrm{\&alpha;}x+\mathrm{\&beta;}y\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}x+\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}y,$ 第二发射分集支路(中继基站)接收到 $z=\mathrm{\&alpha;}x+\mathrm{\&beta;}y\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}\left|\mathrm{\&alpha;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}x+\left|\mathrm{\&beta;}\right|e^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}y$ 后，对数据分组处理后进行转发，转发所采用的第二组调制因子与基站发射所采用的第一组调制因子符合预置的调制因子对应关系，和/或转发所采用的第二组星座调制符号与基站发射所采用的第一组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，因此中继基站发送的信息可以是A^*x-B^*y、-A^*x+B^*y、Ax^*-By^*、-Ax^*+By^*之一，接收端就可以结合中继基站和基站发送的数据获得数据分组。

同样，也有SISO模式和MIMO模式，具体过程与实施例四中的描述类似，此处不再赘述。

实施例八描述的是RS采用两层调制转发接收信号的情况，还会有多层调制和多个RS的情况。假设Relay系统中欲传输的信息为b₀b₁b₂b₃b₄b₅，其中，b₀b₁为重要性高的数据，其映射为符号x；b₂b₃为重要性次高的数据，其映射符号y；b₄b₅为重要性最低的数据，其映射为符号z。其分别乘以相应的系数(假设为α、β和γ，可以是实数，也可以是虚数)叠加为高阶星座点s，则s＝αx+βy+γz。当RS₁和RS₂收到BS的信号经过处理后，分别以s＝α^*x+β^*y-γ^*z和s＝α^*x-β^*y+γ^*z分层调制符号中继转发接收信号，当然也有其他类似的组合，不再一一举例。后续操作与本发明实施例提供的数据处理方法类似。具体可以如图12所示：基站发送的信息是s＝αx+βy+γz，中继基站一发送的信息是s＝α^*x+β^*y-γ^*z，中继基站二发送的信息是s＝α^*x-β^*y+γ^*z，接收端就可以结合基站、中继基站一和中继基站二发送的数据获得数据分组。

上述实施例四、五、六、七和八中所描述的分层调制方案的三组优化组合都是基于16QAM和64QAM的实现，也即调制阶数为2和3的具体实现，本发明实施例还可以使用其它的调制方式如8PSK，8APSK，128QAM等。本发明进一步提供了实施例九，如图13所示，描述的是本发明实施例提供的数据发送装置的结构，包括：

信息获取单元1301，用于获取需要发送的数据分组；

N个发射单元1302，用于采用与发射单元分别对应的调制方式调制并发送数据分组；各个调制方式构成预置的调制方式的优化组合；各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，不同的调制因子符合预置的调制因子对应关系，不同的星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。上述的N个发射单元为发射单元1，...，发射单元N。

其中，各个发射单元可以具体包括：调制因子获取单元，用于获取与数据分组对应的一组调制因子；映射单元，用于将数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与数据分组对应的星座调制符号；组合单元，用于组合一组调制因子与星座调制符号，获得调制组合；发送单元，用于发送调制组合。

从上可知，由于本实施例中各个调制方式所对应的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系、和/或各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，使发送的数据分组对应的数据可以在符号上有不同，从而可以在符号级上降低误差，降低误帧率和误比特率，有效的提升系统性能。

为了使接收端可以对接收的信息进行正确的检测，本发明实施例提供的数据发送装置，还可以包括：

标识发送单元，用于在N个发射单元1302分别采用与发射单元分别对应的调制方式调制并发送所述数据分组后，发送发射单元调制所述数据分组的调制方式的标识。

本发明进一步提供了实施例十，如图14所示，描述的是本发明实施例提供的数据转发装置的结构，包括：

接收单元1401，用于接收经过第一调制方式调制后的数据分组；

转发单元1402，用于采用与第一调制方式对应的第二调制方式调制并发送数据分组，第一调制方式和第二调制方式构成预置的优化组合，第一调制方式调制所述数据分组使用的第一组调制因子与第二调制方式调制数据分组的第二组调制因子不同、和/或第一调制方式所使用的第一组星座调制符号与第二调制方式所使用的第二组星座调制符号不同，不同的第一组调制因子与第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系，不同的第一组星座调制符号与第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

其中，转发单元1402包括：调制因子获取单元，用于获取与数据分组对应的第二组调制因子，第二组调制因子与第一组调制因子符合预置的调制因子对应关系；映射单元，用于将数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与数据分组对应的星座调制符号；组合单元，用于组合第二组调制因子与星座调制符号，获得调制组合；发送单元，用于发送调制组合。

由于本实施例在转发时所采用的第二调制方式使用的第二组调制因子与第一调制方式所采用第一组调制因子符合预置的调制因子对应关系、和/或第二调制方式使用的第二组星座调制符号与第一调制方式所采用第一组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，使经第二调制方式调制的信息与经第一调制方式调制的信息可以有符号上的不同，从而使在传送过程中的误差，如噪声等会由于符号的差别而导致经第二调制方式调制的信息与经第一调制方式调制的信息在传输过程中不偏向同一方向，使接收端检测获得的数据分组可以在符号级上降低误差，降低了误帧率和误比特率，提高了通信的准确性。

本发明进一步提供了实施例十一，如图15所示，描述的是本发明实施例提供的数据处理装置的结构，包括：

信息接收单元1501，用于接收至少两个经调制的调制组合，调制组合采用调制方式调制得到，调制方式构成预置的调制方式的优化组合，各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，不同的调制因子符合预置的调制因子对应关系，不同的星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系；

检测单元1502，用于使用预置的信号接收技术对至少两个经调制的调制组合进行信号检测，获得经调制的数据分组；

解调单元1503，用于解调经调制的数据分组获得数据。

可能会有多个调制方式，为了获知具体采用的是哪个调制方式，本发明实施例提供的数据处理装置，还可以包括：

标识接收单元，用于接收至少两个调制组合的调制方式的标识；此时，检测单元1502，用于根据调制方式的标识，使用预置的信号接收技术对至少两个经调制的调制组合进行信号检测。

从上可知，由于接收的至少两个经调制的调制组合是通过不同的调制方式调制的，各个调制方式使用的不同的调制因子符合预置的调制因子对应关系、和/或各个调制方式使用的不同的星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系，因而使本实施例所接收的至少两个调制组合可以在符号上有不同，从而使在传送过程中的误差，如噪声等会由于符号的差别而导致各次发送的误差不偏向同一方向，使接收端检测获得的数据分组可以在符号级上降低误差，降低了误帧率和误比特率，提高了通信的准确性。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括如下步骤：

获取需要发送的数据分组；

所述发射分集支路采用与发射分集支路对应的调制方式调制并发送所述数据分组；所述各个调制方式构成预置的调制方式的优化组合；所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

和/或包括如下步骤：

接收经过第一调制方式调制后的数据分组；

采用与所述第一调制方式对应的第二调制方式调制并发送所述数据分组，所述第一调制方式和所述第二调制方式构成预置的优化组合，所述第一调制方式调制所述数据分组使用的第一组调制因子与所述第二调制方式调制所述数据分组的第二组调制因子不同、或所述第一调制方式的第一组星座调制符号与所述第二调制方式的第二组星座调制符号不同，所述不同的第一组调制因子与所述第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的第一组星座调制符号与所述第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

和/或包括如下步骤：

接收至少两个经调制的调制组合，所述调制组合采用调制方式调制得到，所述调制方式构成预置的调制方式的优化组合，所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系；

使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测，获得经调制的数据分组；

解调所述经调制的数据分组获得数据。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上对本发明实施例所提供的数据发送/转发/处理方法及装置进行了详细介绍，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (21)

1、一种数据发送方法，应用在具有N个发射分集支路的通信系统中，N为大于1的正整数，其特征在于，包括：

获取需要发送的数据分组；

所述发射分集支路采用与发射分集支路对应的调制方式调制并发送所述数据分组；所述各个调制方式构成预置的调制方式的优化组合；所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

2、如权利要求1所述的数据发送方法，其特征在于，所述发射分集支路采用与发射分集支路对应的调制方式调制并发送所述数据分组后进一步包括：

所述发射分集支路发送调制方式的标识，所述调制方式为本发射分集支路调制所述数据分组所使用。

3、如权利要求1所述的数据发送方法，其特征在于，所述发射分集支路采用与发射分集支路对应的调制方式调制并发送所述数据分组具体为：

获取与所述数据分组对应的一组调制因子；

将所述数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与所述数据分组对应的星座调制符号；

组合所述一组调制因子与所述星座调制符号，获得调制组合；

发送所述调制组合。

4、如权利要求3所述的数据发送方法，其特征在于，组合所述一组调制因子与所述星座调制符号时进一步组合预编码矩阵，获得所述调制组合。

5、如权利要求1至4任一所述的数据发送方法，其特征在于，所述调制因子对应关系具体为：

所述不同的各组调制因子中至少有一个调制因子不同，所述不同的调制因子符合绝对值相同、或互为共轭、或模值相同的条件。

6、如权利要求1至4任一所述的数据发送方法，其特征在于，所述星座调制符号对应关系具体为：

所述不同的各组星座调制符号中至少有一个星座调制符号不同，所述不同的星座调制符号符合绝对值相同、或互为共轭、或模值相同的条件。

7、一种数据转发方法，其特征在于，包括：

接收经过第一调制方式调制后的数据分组；

采用与所述第一调制方式对应的第二调制方式调制并发送所述数据分组，所述第一调制方式和所述第二调制方式构成预置的优化组合，所述第一调制方式调制所述数据分组使用的第一组调制因子与所述第二调制方式调制所述数据分组的第二组调制因子不同、或所述第一调制方式的第一组星座调制符号与所述第二调制方式的第二组星座调制符号不同，所述不同的第一组调制因子与所述第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的第一组星座调制符号与所述第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

8、如权利要求7所述的数据转发方法，其特征在于，采用与所述第一调制方式对应的第二调制方式发送所述数据分组具体为：

获取与所述数据分组对应的第二组调制因子，所述第二组调制因子与所述第一组调制因子符合预置的调制因子对应关系；

将所述数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与所述数据分组对应的星座调制符号；

组合所述第二组调制因子与所述星座调制符号，获得调制组合；

发送所述调制组合。

9、如权利要求8所述的数据转发方法，其特征在于，组合所述第二组调制因子与所述星座调制符号时进一步组合与编码矩阵，获得所述调制组合。

10、如权利要求7至9任一所述的数据转发方法，其特征在于，所述调制因子对应关系具体为：

所述不同的第一组调制因子与所述第二组调制因子中至少有一个调制因子不同，所述不同的调制因子的绝对值相同、或互为共轭、或模值相同。

11、如权利要求7至9任一所述的数据转发方法，其特征在于，所述星座调制符号对应关系具体为：

所述不同的第一组星座调制符号与所述第二组星座调制符号中至少有一个星座调制符号不同，所述不同的星座调制符号绝对值相同、或互为共轭、或模值相同。

12、一种数据处理方法，其特征在于，包括：

接收至少两个经调制的调制组合，所述调制组合采用调制方式调制得到，所述调制方式构成预置的调制方式的优化组合，所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系；

使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测，获得经调制的数据分组；

解调所述经调制的数据分组获得数据。

13、如权利要求12所述的数据处理方法，其特征在于，使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测前进一步包括：

接收所述至少两个调制组合的调制方式的标识；

根据所述调制方式的标识，使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测。

14、如权利要求12或13所述的数据处理方法，其特征在于，所述预置的信号接收技术为迫零接收技术、或线性最小均方误差接收技术、或最大似然接收技术、或串行干扰消除接收技术、或并行干扰消除接收技术。

15、一种数据发送装置，其特征在于，包括：

信息获取单元，用于获取需要发送的数据分组；

N个发射单元，用于采用与发射单元分别对应的调制方式调制并发送所述数据分组；所述各个调制方式构成预置的调制方式的优化组合；所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

16、如权利要求15所述的数据发送装置，其特征在于，还包括：

标识发送单元，用于在所述N个发射单元采用与发射单元分别对应的调制方式调制并发送所述数据分组后，发送所述发射单元调制所述数据分组的调制方式的标识。

17、如权利要求16所述的数据发送装置，其特征在于，所述发射单元包括：

调制因子获取单元，用于获取与所述数据分组对应的一组调制因子；

映射单元，用于将所述数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与所述数据分组对应的星座调制符号；

组合单元，用于组合所述一组调制因子与所述星座调制符号，获得调制组合；

发送单元，用于发送所述调制组合。

18、一种数据转发装置，其特征在于，包括：

接收单元，用于接收经过第一调制方式调制后的数据分组；

转发单元，用于采用与所述第一调制方式对应的第二调制方式调制并发送所述数据分组，所述第一调制方式和所述第二调制方式构成预置的优化组合，所述第一调制方式调制所述数据分组使用的第一组调制因子与所述第二调制方式调制所述数据分组的第二组调制因子不同、和/或所述第一调制方式使用的第一组星座调制符号与所述第二调制方式使用的第二组星座调制符号不同，所述不同的第一组调制因子与所述第二组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的第一组星座调制符号与所述第二组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系。

19、如权利要求18所述的数据转发装置，其特征在于，所述转发单元包括：

调制因子获取单元，用于获取与所述数据分组对应的第二组调制因子，所述第二组调制因子与所述第一组调制因子符合预置的调制因子对应关系；

映射单元，用于将所述数据分组按预置的星座调制方式映射到星座点上，获得与所述数据分组对应的星座调制符号；

组合单元，用于组合所述第二组调制因子与所述星座调制符号，获得调制组合；

发送单元，用于发送所述调制组合。

20、一种数据处理装置，其特征在于，包括：

信息接收单元，用于接收至少两个经调制的调制组合，所述调制组合采用调制方式调制得到，所述调制方式构成预置的调制方式的优化组合，所述各个调制方式对应的各组调制因子和/或各组星座调制符号不同，所述不同的各组调制因子符合预置的调制因子对应关系，所述不同的各组星座调制符号符合预置的星座调制符号对应关系；

检测单元，用于使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测，获得经调制的数据分组；

解调单元，用于解调所述经调制的数据分组获得数据。

21、如权利要求20所述的数据处理装置，其特征在于，还包括：

标识接收单元，用于接收所述至少两个调制组合的调制方式的标识；

所述检测单元，用于根据所述调制方式的标识，使用预置的信号接收技术对所述至少两个经调制的调制组合进行信号检测。

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